本發(fā)明屬于電力電子裝置的控制技術(shù)領(lǐng)域。具體地說(shuō)，本發(fā)明涉及一種基于電網(wǎng)參數(shù)的有源電力濾波器的諧波電流的獲取方法。

背景技術(shù)：

有源電力濾波器(APF：Active power filter)在配電網(wǎng)中的應(yīng)用主要有兩個(gè)方面：提高系統(tǒng)功率因數(shù)和調(diào)節(jié)系統(tǒng)電壓。雖然這兩個(gè)方面都是通過(guò)有源電力濾波器向系統(tǒng)中注入無(wú)功電流來(lái)實(shí)現(xiàn)，但補(bǔ)償?shù)哪康牟煌?，其?shí)現(xiàn)的方法也不同，但諧波電流的檢測(cè)是實(shí)現(xiàn)APF控制效果的關(guān)鍵因素。

有源電力濾波器主要包括主回路和控制回路兩部分，其工作原理可簡(jiǎn)單描述如下：首先，諧波電流檢測(cè)模塊對(duì)諧波源進(jìn)行分析檢測(cè)，根據(jù)不同的系統(tǒng)補(bǔ)償要求得到相應(yīng)的諧波指令信號(hào)；然后，電流跟蹤控制電路以諧波指令信號(hào)作為參考信號(hào)，通過(guò)電流控制電路和調(diào)制模塊得到主電路的驅(qū)動(dòng)信號(hào)；最后，在驅(qū)動(dòng)信號(hào)的控制下，主電路產(chǎn)生系統(tǒng)所需的補(bǔ)償電流。流經(jīng)電網(wǎng)的電流包含諧波源負(fù)載電流和有源電力濾波器補(bǔ)償電流兩部分，兩種電流疊加后，便得到諧波含量極低的、近似于正弦的電網(wǎng)電流。

諧波指令信號(hào)是有源電力濾波器進(jìn)行補(bǔ)償?shù)囊罁?jù)，諧波指令信號(hào)提取算法的性能好壞關(guān)系到有源電力濾波器系統(tǒng)的最終補(bǔ)償效果。理想的諧波指令信號(hào)提取可以實(shí)時(shí)地跟隨諧波源負(fù)載的變化，準(zhǔn)確地檢測(cè)出需要補(bǔ)償?shù)闹C波指令信號(hào)。

目前，諧波電流檢測(cè)的防治法主要有以下幾種：

(1)基于FFT的數(shù)字化分析法

FFT(Fast Fourier Transformation)即快速傅里葉分解法。通過(guò)對(duì)周期性的諧波電流進(jìn)行快速傅里葉分解，得到系統(tǒng)補(bǔ)償所需的諧波指令信號(hào)。該方法可以提取出任意次的諧波信號(hào)，且不受電網(wǎng)頻率變化的影響；但該方法只能對(duì)周期性諧波信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)，且檢測(cè)過(guò)程中需要進(jìn)行大量的數(shù)學(xué)計(jì)算，快速性較差。因此，該方法并不能用于諧波源頻繁變化的系統(tǒng)。

(2)自適應(yīng)諧波檢測(cè)法

自適應(yīng)理論最早被應(yīng)用于信號(hào)處理領(lǐng)域，用于從含有加性噪聲的信號(hào)中提取出原信號(hào)。自適應(yīng)諧波指令信號(hào)提取算法是一種基于自適應(yīng)干擾抵消原理的閉環(huán)檢測(cè)方法，通過(guò)學(xué)習(xí)不斷的改變自適應(yīng)濾波器的參數(shù)，使得濾波器的輸出值無(wú)限接近諧波指令信號(hào)。自適應(yīng)檢測(cè)法有其優(yōu)點(diǎn)：不受系統(tǒng)電壓頻率、波形變化的影響，適用范圍廣，魯棒性強(qiáng)。但是，自適應(yīng)過(guò)程是個(gè)不斷逼近目標(biāo)的過(guò)程，其收斂速度與系統(tǒng)初始狀態(tài)、選用的數(shù)學(xué)模型、以及采用的最優(yōu)準(zhǔn)則相關(guān)，因此，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度比較慢。

(3)基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的檢測(cè)法

瞬時(shí)無(wú)功功率理論以p-q法和ip-iq法最為典型，兩種方法均是通過(guò)坐標(biāo)變換得到預(yù)先定義的瞬時(shí)實(shí)、虛功率。當(dāng)電壓波形同樣存在畸變時(shí)，使用p-q檢測(cè)算法計(jì)算得到的電流基波中含有與電壓相同的諧波分量；而此時(shí)使用ip-iq檢測(cè)法計(jì)算得到的電流基波中并不含這些諧波分量。但在該方法的使用過(guò)程中需要進(jìn)行多次的坐標(biāo)變化，計(jì)算量較大；同時(shí)，低通濾波器的引入也降低了諧波檢測(cè)的快速性。

(4)同步檢測(cè)法

同步諧波指令信號(hào)提取算法在諧波指令信號(hào)提取過(guò)程中以單相負(fù)載電流為分析對(duì)象，提取出每相中的諧波指令信號(hào)后再綜合考慮三相負(fù)載諧波以及系統(tǒng)補(bǔ)償要求，從而得到符合系統(tǒng)補(bǔ)償要求的參考諧波指令信號(hào)。對(duì)于三相系統(tǒng)整體而言，同步檢測(cè)法以系統(tǒng)功率平衡為檢測(cè)目標(biāo)，不會(huì)過(guò)多的關(guān)注每相電流的分解計(jì)算。對(duì)于三相不對(duì)稱系統(tǒng)，同步檢測(cè)法從三相功率平衡的角度出發(fā)，不僅僅可以補(bǔ)償諧波源負(fù)載中的無(wú)功以及正序諧波分量，還能很好的改善系統(tǒng)內(nèi)的不對(duì)稱程度。傳統(tǒng)的同步諧波指令信號(hào)提取算法在根據(jù)三相平衡功率計(jì)算諧波電流指令信號(hào)時(shí)，需要使用到電壓信號(hào)的相位和幅值信息；若采用的電壓信息檢測(cè)算法不恰當(dāng)，則會(huì)引入很大的檢測(cè)延時(shí)，影響諧波檢測(cè)的快速性和準(zhǔn)確性。

(5)其他諧波檢測(cè)方法(包括基于人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)(Neural Network,NN)的諧波指令提取法、FBD諧波指令提取法、基于模擬濾波器的諧波指令提取法等)。

前述幾種常用諧波指令提取算法的理論推導(dǎo)和驗(yàn)證都是以三相電網(wǎng)電壓平衡且無(wú)畸變?yōu)榍疤岬?。但在?shí)際應(yīng)用過(guò)程中，諧波信號(hào)的不斷疊加積累會(huì)引起電壓的畸變，電網(wǎng)發(fā)生故障或者某些特定工況下同樣會(huì)引起三相電壓的不平衡；此時(shí)，上述諧波指令信號(hào)提取策略的準(zhǔn)確性和精度均會(huì)受到影響。本發(fā)明針對(duì)傳統(tǒng)同步諧波指令提取算法需要測(cè)量電壓信號(hào)的弊端，提出一種改進(jìn)的同步諧波指令提取算法，避免了傳統(tǒng)同步諧波指令信號(hào)提取算法需要檢測(cè)電壓幅值的弊端；同時(shí)，可根據(jù)補(bǔ)償要求適當(dāng)調(diào)整控制目標(biāo)，控制方式更靈活，具有很強(qiáng)的實(shí)用性。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明提供一種新型有源電力濾波器諧波電流檢測(cè)方法，其目的是在考慮電網(wǎng)存在不平衡狀態(tài)時(shí)，對(duì)有源電力濾波器采用傳統(tǒng)的方法進(jìn)行諧波電流檢測(cè)，可能會(huì)導(dǎo)致出現(xiàn)檢測(cè)結(jié)果出現(xiàn)偏差或者不能完全檢測(cè)出諧波和無(wú)功分量，新的檢測(cè)方法不僅能實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)電壓畸變時(shí)諧波電流檢測(cè)，而且以畸變電壓中的平衡分量作為同步電壓，改善了三相電流的不對(duì)稱程度，提高了有源電力濾波器的補(bǔ)償效果。

本發(fā)明按以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)：

一種新型有源電力濾波器諧波電流檢測(cè)方法，其特征在于：該方法包括以下步驟：

步驟一：采集公共連接點(diǎn)處的三相電網(wǎng)電壓、負(fù)載側(cè)的三相相電流以及有源電力濾波器的直流側(cè)電容電壓；

步驟二：依據(jù)采集到的公共連接點(diǎn)處的三相電網(wǎng)電壓，利用坐標(biāo)變換法獲得基波正序電壓信號(hào)，在對(duì)公共連接點(diǎn)三相電網(wǎng)電壓和負(fù)載側(cè)的三相相電流，進(jìn)行Clark變換和Park變換，并利用瞬時(shí)無(wú)功理論，計(jì)算出負(fù)載從電網(wǎng)側(cè)吸收的平均有功功率p_avg和有源電力濾波器工作的平均損耗p_loss；

步驟三：對(duì)采集到的公共連接點(diǎn)三相電網(wǎng)電壓送入有效值處理模塊處理，構(gòu)造一個(gè)滿足電網(wǎng)電流諧波畸變率和電網(wǎng)電壓諧波畸變率限制的拉格朗日目標(biāo)函數(shù)，通過(guò)求解該目標(biāo)函數(shù)獲得有源電力濾波器的視在功率最小值，從而求得電導(dǎo)因子G_n，進(jìn)而求得目標(biāo)電網(wǎng)電流；

步驟四：將目標(biāo)電網(wǎng)電流與三相負(fù)載側(cè)電流做差并取反就能夠得到補(bǔ)償電流指令值，經(jīng)過(guò)指令電流跟蹤控制電路計(jì)算就能獲得系統(tǒng)需要補(bǔ)償?shù)臒o(wú)功功率；

步驟五：電流跟蹤控制電路以補(bǔ)償電流指令值作為參考信號(hào)，通過(guò)指令電流跟蹤控制電路和電壓空間矢量調(diào)制模塊得到主電路的驅(qū)動(dòng)信號(hào)；最后在PWM脈沖驅(qū)動(dòng)信號(hào)的控制下，使得主電路產(chǎn)生系統(tǒng)所需的補(bǔ)償電流。

優(yōu)選的是，步驟三中的目標(biāo)電網(wǎng)電流的具體實(shí)現(xiàn)方式為：所述目標(biāo)電網(wǎng)電流的檢測(cè)包括兩個(gè)部分：其一，采用基于坐標(biāo)變換和瞬時(shí)無(wú)功理論的提取方法，滿足三相電網(wǎng)電壓平衡時(shí)控制需求；其二，當(dāng)在三相電網(wǎng)電壓不平衡系統(tǒng)中，通過(guò)在網(wǎng)側(cè)電壓與補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流之間引入電導(dǎo)因子G_n，根據(jù)有源電力濾波器穩(wěn)定工作時(shí)，系統(tǒng)功率守恒原則，來(lái)構(gòu)造一個(gè)滿足功率守恒及諧波畸變率限制條件的拉格朗日函數(shù)；再通過(guò)對(duì)該函數(shù)進(jìn)行求解，得出目標(biāo)電網(wǎng)電流。

優(yōu)選的是，三相電網(wǎng)電壓公共連接點(diǎn)的電壓表示為：

式中：χ＝a，b，c；h＝最高諧波次數(shù)；E_xn—各次諧波電壓的有效值；φ_xn—各次諧波電壓的初相角；

負(fù)載側(cè)三相電流表示為：

式中：θ為鎖相環(huán)鎖相角度，Δθ＝θ-ωt，C₂₃＝C₃₂^-1，I_n、—各次電流的有效值與初相角，i_p為電流有功分量，為i_p的直流分量，

有源電力濾波器的直流側(cè)電容電壓為：

U_dc≥3e_sx (c)。

優(yōu)選的是，對(duì)正序電壓進(jìn)行分離，公共連接點(diǎn)處電壓的平衡分量可表示為式：

其中：e′_sxn—不平衡電壓中提取出的n次電壓平衡分量。

優(yōu)選的是，在有源電力濾波器補(bǔ)償系統(tǒng)中，完全諧波消除是將負(fù)載諧波完全補(bǔ)償，得到與網(wǎng)側(cè)基波電壓同相位的、標(biāo)準(zhǔn)正弦的電網(wǎng)電流；單位功率因數(shù)補(bǔ)償是以高功率因數(shù)為目的，得到與實(shí)際電網(wǎng)電壓同相位的網(wǎng)側(cè)電流，即電壓與電流同步，當(dāng)電網(wǎng)不對(duì)稱甚至存在畸變時(shí)，此時(shí)電網(wǎng)電流同樣含有相應(yīng)次數(shù)的諧波；

為了表明網(wǎng)側(cè)電壓與補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流之間的關(guān)系，引入電導(dǎo)因子G_n；

由于提取出的電壓分量以及目標(biāo)電網(wǎng)電流值是三相對(duì)稱的，因此三相選取相同的電導(dǎo)因子G_n。

優(yōu)選的是，根據(jù)有源電力濾波器功率守恒原則能夠得到：

其中，p_avg—負(fù)載平均有功功率，根據(jù)瞬時(shí)功率原理由三相負(fù)載電流和電網(wǎng)電壓獲得；p_loss—有源電力濾波器工作的平均損耗，用于穩(wěn)定有源電力濾波器直流側(cè)電壓；E′_sn—n次諧波電壓中平衡分量的有效值，當(dāng)n＝1，E′_s1表示基波正序電壓有效值，E′_sn的計(jì)算式為，

優(yōu)選的是，通過(guò)引入電量諧波畸變率限值，用THD_io、THD_ie表示系統(tǒng)實(shí)際的電流奇、偶次諧波畸變率，THD_vo、THD_ve表示系統(tǒng)實(shí)際的電壓奇、偶次諧波畸變率,構(gòu)造出目標(biāo)函數(shù)，此值為視在功率的平方值：

其中，

優(yōu)選的是，當(dāng)帶載情況一定時(shí)，求出一個(gè)系統(tǒng)在滿足功率守恒及諧波畸變率限制條件下的最小視在功率，視在功率越小，則功率因數(shù)越高；功率最小值的求法通過(guò)構(gòu)建拉格朗日函數(shù)求條件極值獲得電導(dǎo)因子G_n，

將式(i)帶入式(e)中，得出目標(biāo)電網(wǎng)電流，與負(fù)載電流做差并取反就能得到補(bǔ)償電流指令值。

優(yōu)選的是，所述THD_iomax和THD_iemax的選取，滿足下列條件：

式中THD_iostd和THD_iestd分別為國(guó)標(biāo)限制的電網(wǎng)電流諧波畸變率。

本發(fā)明有益效果：

本發(fā)明針對(duì)傳統(tǒng)同步諧波指令提取算法需要測(cè)量電壓信號(hào)的弊端，提出一種改進(jìn)的諧波指令提取算法，避免了傳統(tǒng)同步諧波指令信號(hào)提取算法需要檢測(cè)電壓幅值的弊端；在三相電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)仍然能夠準(zhǔn)確檢測(cè)諧波，補(bǔ)償效果優(yōu)良，同時(shí)，可根據(jù)補(bǔ)償要求適當(dāng)調(diào)整控制目標(biāo)，控制方式更靈活，具有很強(qiáng)的實(shí)用性；在電網(wǎng)電壓不平衡情況下可以根據(jù)不同補(bǔ)償需求調(diào)整控制目標(biāo)，實(shí)現(xiàn)完全諧波消除或者單位功率因數(shù)補(bǔ)償。

在網(wǎng)側(cè)電壓與補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流之間引入電導(dǎo)因子G_n，根據(jù)有源電力濾波器工作時(shí)功率守恒原則，來(lái)構(gòu)造一個(gè)滿足功率守恒及諧波畸變率限制條件的拉格朗日函數(shù)。再通過(guò)對(duì)該函數(shù)進(jìn)行求解，可得出目標(biāo)電網(wǎng)電流，能夠快速計(jì)算出補(bǔ)償電流指令值。

增加了有源電力濾波器接入點(diǎn)電壓控制的動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性能和電壓補(bǔ)償?shù)目焖傩浴?/p>

附圖說(shuō)明

圖1為ip-iq法諧波檢測(cè)原理圖；

圖2為同步參考坐標(biāo)系鎖相環(huán)基本原理流程圖；

圖3為采用坐標(biāo)變換提取基波正序電壓流程圖；

圖4為改進(jìn)的有源濾波器諧波電流檢測(cè)方法原理圖；

圖5為電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)采用ip-iq法檢測(cè)出的諧波電流波形；

圖6為電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)采用改進(jìn)檢測(cè)法檢測(cè)出的諧波電流波形；

圖7選擇HF補(bǔ)償時(shí)，補(bǔ)償前后網(wǎng)側(cè)三相電流波形對(duì)比；

圖8選擇HF補(bǔ)償時(shí)，采用改進(jìn)檢測(cè)法檢測(cè)諧波時(shí)，補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流諧波含量值(a)；直流側(cè)電壓波形(b)、網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)(c)；

圖9選擇UPF補(bǔ)償時(shí)，A相電網(wǎng)電壓、電流波形(a)，網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)(b)。

具體實(shí)施方式

以下結(jié)合附圖，通過(guò)具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步的說(shuō)明。

現(xiàn)有常用的諧波指令信號(hào)提取策略的提出以及理論推導(dǎo)、驗(yàn)證過(guò)程都是基于三相電網(wǎng)平衡、對(duì)稱進(jìn)行的。當(dāng)系統(tǒng)中電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)，這些諧波指令信號(hào)提取策略是否還能快速、精準(zhǔn)的進(jìn)行諧波檢測(cè)未知。本發(fā)明以在實(shí)際工程應(yīng)用最廣泛的ip-iq檢測(cè)方法為例，分析電網(wǎng)不平衡對(duì)諧波檢測(cè)的影響。

如圖1所示，圖中，C₃₂、C分別表示Clark變換矩陣和Park變換矩陣。

式中，ω—電網(wǎng)角頻率。

假設(shè)三相對(duì)稱，被檢測(cè)負(fù)載電流為：

式中，I_n、—各次電流的有效值與初相角。

電網(wǎng)電壓無(wú)畸變的情況

當(dāng)電網(wǎng)電壓波形沒(méi)有發(fā)生畸變時(shí)，三相電壓對(duì)稱且可表示為如下形式:

式中，E_1m—電網(wǎng)電壓?jiǎn)蜗喾逯担措娋W(wǎng)基波電壓幅值；

將負(fù)載電流變換到同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下：

式中，i_p、i_q—電流有功、無(wú)功分量。

式中，n＝3k+1時(shí)取上符號(hào)，n＝3k-1時(shí)取下符號(hào)，k＝0,1,2...。

i_p、i_q經(jīng)低通濾波器LPF(Low Pass Filter,LPF)得到：

式中，—i_p、i_q的直流分量。

再由圖2-1可得：

式中，i_af、i_bf、i_cf—分別表示各相負(fù)載電流中的基波分量；C₂₃＝C₃₂^-1。當(dāng)有源電力濾波器同時(shí)用于補(bǔ)償諧波和無(wú)功分量時(shí)，只需斷開(kāi)i_q通道即可，此時(shí)：

恰好等于基波有功分量。

電網(wǎng)電壓存在畸變的情況

在式(2-2)中，變換矩陣中的ωt為與e_a對(duì)應(yīng)的相位角度，可由鎖相環(huán)得到。當(dāng)電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變時(shí)，鎖相環(huán)得出的角度不再是嚴(yán)格的ωt，下面以同步參考坐標(biāo)系鎖相環(huán)(Synchronous Reference Frame Phase Locked Loop,SRF-PLL)為例加以分析說(shuō)明。

如圖2所示，當(dāng)電網(wǎng)電壓平衡時(shí)，電壓表達(dá)式同(2-4)，先將其經(jīng)Clarke變換到ɑ-β坐標(biāo)系：

再由park變換轉(zhuǎn)換到同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下：

式中，θ為鎖相環(huán)鎖相角度，令電網(wǎng)電壓實(shí)際相位ωt＝θ^*，則式(2-11)進(jìn)一步表示為：

可知，當(dāng)鎖相準(zhǔn)確時(shí)，即θ^*＝θ，電壓q軸分量為零。因此控制電壓分量，使e_q^*＝0達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，即可實(shí)現(xiàn)相位鎖定。

當(dāng)電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變后，由對(duì)稱分量理論分析可知，電壓波形中除含有正序網(wǎng)絡(luò)外，還含有大量的負(fù)序以及零序網(wǎng)絡(luò)。對(duì)于三相三線制系統(tǒng)，由于零序沒(méi)有導(dǎo)通路徑，故可僅考慮其中的正序和負(fù)序網(wǎng)絡(luò)。電壓信號(hào)是由各頻率分量線性疊加得到，因此在后續(xù)的理論推導(dǎo)過(guò)程中，為簡(jiǎn)化分析過(guò)程，僅考慮基波信號(hào)中的正序和負(fù)序網(wǎng)絡(luò)。

假設(shè)，發(fā)生畸變的電網(wǎng)電壓用式(2-13)表示。

式中，V₁、V₁分別代表基波正、負(fù)序電壓的幅值，φ₁、φ₂分別代表基波正、負(fù)序電壓的初相位。

將其通過(guò)式(2-10)、(2-11)相應(yīng)變換到d-q坐標(biāo)軸后，表示式如下：

若還按照SRF-PLL的鎖相原理，則穩(wěn)態(tài)時(shí)鎖定的相位角度：

可見(jiàn)，在電網(wǎng)電壓含有畸變時(shí)，鎖相環(huán)穩(wěn)態(tài)時(shí)得出的角度已不再是基波正序電壓的相位。

假設(shè)實(shí)際鎖相角度與ωt之間的偏差為Δθ，即Δθ＝θ-ωt，則：

此時(shí)式(2-7)表示為：

再將其反變換到三相a-b-c坐標(biāo)系下可得：

可見(jiàn)，若只補(bǔ)償諧波電流，則ip-iq法不受電網(wǎng)畸變影響。

但當(dāng)需要同時(shí)補(bǔ)償諧波和無(wú)功電流時(shí)，式(2-9)變?yōu)椋?/p>

檢測(cè)出的負(fù)載電流中的基波有功分量有誤，可見(jiàn)ip-iq法不再適用此種情況下的諧波及無(wú)功電流檢測(cè)。

利用坐標(biāo)變換提取基波正序電壓，其原理與ip-iq諧波分量提取方法相同，如圖3所示，同步參考坐標(biāo)系下的n次諧波電壓可表示為：

式中，e_dn、e_qn—n次諧波直軸和交軸分量。

e_dn、e_qn又進(jìn)而可表示為：

式中，—n次諧波對(duì)應(yīng)的直流分量，即n次諧波中的平衡分量；—n次諧波對(duì)應(yīng)的交流分量，即n次諧波中的不平衡分量。

因此，在靜止同步參考系下n次諧波中的平衡分量e′_sn可表示為：

顯然，當(dāng)鎖相環(huán)鎖相角度為基波正序電壓相位角時(shí)，通過(guò)圖3所示方法可以提取出基波正序電壓。但是，當(dāng)電網(wǎng)電壓不對(duì)稱甚至含有畸變時(shí)，由SRF-PLL原理分析可知，鎖相角度不再是基波正序電壓的相位信息。下面分析鎖相角度偏差對(duì)基波正序電壓提取的影響。

假設(shè)，在電網(wǎng)電壓不平衡的情況下，SRF-PLL鎖相的角度與基波正序電壓相角之間的偏差為Δθ，不平衡電網(wǎng)電壓表達(dá)式同式(2-10)，將其變換到旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下有：

再將其反變換到a-b-c坐標(biāo)系下，得：

可見(jiàn)這種基波正序電壓提取方法并不受鎖相環(huán)角度偏差的影響，可以將其應(yīng)用到電網(wǎng)不平衡時(shí)基波正序電壓的提取之中，這也是其相對(duì)于其他提取方法的優(yōu)點(diǎn)之一。

電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)，改進(jìn)的諧波檢測(cè)方法為：

如圖4所示，在三相電網(wǎng)電壓不平衡系統(tǒng)中公共連接點(diǎn)(Point of Common Coupling,PCC)的電壓可表示為：

式中，x＝a,b,c；n—諧波次數(shù)；h—最高諧波次數(shù)；E_xn—各次諧波電壓的有效值；φ_xn—各次諧波電壓的初相角。

根據(jù)對(duì)正序電壓進(jìn)行分離，公共連接點(diǎn)處電壓的平衡分量可表示為：

式中，e′_sxn—不平衡電壓中提取出的n次電壓平衡分量。

在有源電力濾波器補(bǔ)償系統(tǒng)中，補(bǔ)償?shù)臉?biāo)準(zhǔn)有兩個(gè)：完全諧波消除(HF)和單位功率因數(shù)補(bǔ)償(UPF)。前者的補(bǔ)償目的是將負(fù)載諧波完全補(bǔ)償，得到與網(wǎng)側(cè)基波電壓同相位的、標(biāo)準(zhǔn)正弦的電網(wǎng)電流；后者是以高功率因數(shù)為目的，得到與實(shí)際電網(wǎng)電壓同相位的網(wǎng)側(cè)電流，即電壓與電流同步，當(dāng)電網(wǎng)不對(duì)稱甚至存在畸變時(shí)，此時(shí)電網(wǎng)電流同樣含有相應(yīng)次數(shù)的諧波。

為了表明網(wǎng)側(cè)電壓與補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流之間的關(guān)系，引入電導(dǎo)因子G_n。

由于提取出的電壓分量以及目標(biāo)電網(wǎng)電流值是三相對(duì)稱的，因此三相選取相同的電導(dǎo)因子G_n。

由有源電力濾波器工作原理可知，有源電力濾波器穩(wěn)定工作時(shí)理論上是不消耗有功功率的，根據(jù)功率守恒原則可得出：

式中，p_avg—負(fù)載平均有功功率，可根據(jù)瞬時(shí)功率原理由三相負(fù)載電流和電網(wǎng)電壓獲得；p_loss—APF工作的平均損耗，用于穩(wěn)定APF直流側(cè)電壓；E′_sn—n次諧波電壓中平衡分量的有效值，當(dāng)n＝1，E′_s1表示基波正序電壓有效值。

E′_sn的計(jì)算可參考下式得到：

工程中都會(huì)限定電量諧波畸變率在一定范圍之內(nèi)。假設(shè)工程限定的奇、偶次諧波電流畸變率上限分別為THD_iomax、THD_iemax。系統(tǒng)實(shí)際的奇、偶次諧波畸變率THD_io、THD_ie為：

則應(yīng)滿足：

一般情況下，THD_iomax和THD_iemax的選取，滿足下列條件：

式中THD_iostd和THD_iestd分別為國(guó)標(biāo)限制的電網(wǎng)電流諧波畸變率，THD_vo和THD_ve為實(shí)際的電壓諧波畸變率。

引入THD_iomax和THD_iemax而不是直接定義為零值，是為了滿足某些對(duì)功率因數(shù)要求嚴(yán)格的場(chǎng)合。如果此時(shí)電網(wǎng)電壓波形是含有畸變的，除了基波還有其他高次諧波，則網(wǎng)側(cè)電流也需含有相應(yīng)含量的高次諧波來(lái)滿足單位功率因數(shù)。這樣做的目的就是在允許的諧波含量范圍內(nèi)盡可能的提高功率因數(shù)。

電網(wǎng)電流諧波含量在允許范圍內(nèi)的極限值為：

即：

可構(gòu)造一個(gè)目標(biāo)函數(shù)，此值為視在功率的平方值：

當(dāng)帶載情況一定時(shí)，求出一個(gè)系統(tǒng)在滿足功率守恒及諧波畸變率限制條件下的最小視在功率，視在功率越小，則功率因數(shù)越高。功率最小值的求法可通過(guò)構(gòu)建拉格朗日函數(shù)求條件極值獲得。式(2-46)、(2-53)分別為約束方程：

式中，γ₁、γ₂、γ₃—拉格朗日算子。

上述方程對(duì)G₁、G_o、G_e求一階偏導(dǎo)并與條件方程聯(lián)立可得：

G₃＝G₅＝...＝G_o (2-57)

G₂＝G₄＝...＝G_e (2-58)

將式(2-57)(2-58)帶入(2-56)可得：

式中

解(2-59)～(2-61)即有：

帶入式(2-45)即可得出目標(biāo)電網(wǎng)電流，與負(fù)載電流做差并取反就可得到補(bǔ)償電流指令值。

實(shí)施例：

利用Matlab軟件，對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了仿真。系統(tǒng)仿真參數(shù)設(shè)置如下：三相不可控整流橋帶8歐電阻作為諧波源；直流側(cè)母線電壓值設(shè)為180V；直流側(cè)母線電容為2200uF；負(fù)載側(cè)平波電抗器0.45mH；有源電力濾波器交流側(cè)濾波電感1.5mH；開(kāi)關(guān)頻率設(shè)為12.5kHz；有源電力濾波器系統(tǒng)在0.06s投入。

圖5給出了電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)采用ip-iq法和圖6給出了改進(jìn)檢測(cè)法檢測(cè)出的諧波電流波形，從圖中明顯可以看出采用改進(jìn)方法檢測(cè)出的諧波電流波形更全面；圖7給出了選擇HF補(bǔ)償時(shí)，補(bǔ)償前后網(wǎng)側(cè)三相電流波形對(duì)比，系統(tǒng)投入后，在小于一個(gè)周波的時(shí)間內(nèi)達(dá)到穩(wěn)定，且補(bǔ)償后的電網(wǎng)電流為三相對(duì)稱的工頻正弦電流，波形無(wú)畸變；圖8給出了選擇HF補(bǔ)償時(shí)，采用改進(jìn)檢測(cè)法檢測(cè)諧波時(shí)，補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流諧波含量值、直流側(cè)電壓波形、網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)，從圖中可以看出，電網(wǎng)電流諧波畸變率由補(bǔ)償前的30.78％降為3.77％，滿足電網(wǎng)要求，直流側(cè)穩(wěn)壓效果良好，紋波電壓很小。滿足APF工作時(shí)直流側(cè)母線電壓穩(wěn)定的要求，選擇HF補(bǔ)償時(shí)，網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)在97％到1之間，基本滿足功率因數(shù)為1的標(biāo)準(zhǔn)；圖9給出了選擇UPF補(bǔ)償時(shí)，A相電網(wǎng)電壓、電流波形、網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)的波形，從圖中可以看出，補(bǔ)償前后波形相位基本一致，功率因數(shù)保持在0.99到1之間。

效果達(dá)到了如下目標(biāo)：以畸變電壓中的平衡分量作為同步電壓，改善了三相電流的不對(duì)稱程度，同時(shí)可根據(jù)補(bǔ)償需要選擇完全諧波消除(HF)或者單位功率因數(shù)控制(UPF)。