專利名稱：信道仿真方法和信道仿真器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種對多天線通信中的無線信道進行仿真的信道仿真方法，以及一種對多天線通信中的無線信道進行仿真以促進無線裝置的開發(fā)的信道仿真器。
背景技術(shù)：
以往，在移動電話、移動電話的基站以及無線局域網(wǎng)(LAN)的移動終端(MT)和接入點(AP)的開發(fā)中，需要一種用于將無線信道仿真為在評價被開發(fā)裝置的性能時所需環(huán)境的設(shè)備，即信道仿真器。
通過將使用信道仿真器在被開發(fā)裝置發(fā)射的信號中加入被仿真的衰落和接收機噪聲而得到的傳輸特性與理論值或計算機仿真值相比較，就有可能判斷被開發(fā)裝置是否執(zhí)行了預(yù)期的操作。此外，通過再現(xiàn)運行實驗過程中的信道狀態(tài)，能夠分析被開發(fā)裝置在實際傳播環(huán)境中發(fā)生的故障。因此，通過信道仿真器的使用能夠很容易地在室內(nèi)對被開發(fā)裝置的特性進行評價。
圖1顯示的是現(xiàn)有信道仿真器的配置的實施例。在信道仿真器10中，被開發(fā)裝置的發(fā)射系統(tǒng)40輸出的發(fā)射信號通過了根據(jù)來自控制設(shè)備30的設(shè)置參數(shù)配置的多徑信道。此時，通過各個路徑中的信號被加入仿真衰落的幅度變化和相位變化(在下文中被稱為“信道變化”)，并用各個路徑的增益對信號進行加權(quán)。被信道仿真器10加入了信道變化的信號在被開發(fā)裝置的接收系統(tǒng)50中被接收并解調(diào)，接著將解調(diào)后的信號輸出到錯誤率測量器70。因此，通過觀測由信道仿真器10加入各種信道變化而獲得的錯誤率測量結(jié)果，就有可能評價被開發(fā)裝置的發(fā)射系統(tǒng)40和接收系統(tǒng)50的性能。
下面將描述信道仿真器10的一個具體構(gòu)成。信道仿真器10與被開發(fā)裝置的發(fā)射系統(tǒng)40相連接，發(fā)射系統(tǒng)40包括數(shù)字基帶處理單元(數(shù)字BB處理單元)41、模擬基帶處理單元(模擬BB處理單元)42和射頻電路43。信道仿真器10還與被開發(fā)裝置的接收系統(tǒng)50連接。接收系統(tǒng)50包括射頻電路53、模擬BB處理單元52和數(shù)字BB處理單元51。此外，在圖1中，除射頻電路43和11之間以及射頻電路20和53之間的連線外，每一條連線都代表包括I信道(同相，即復(fù)數(shù)的實部)和Q信道(正交，即復(fù)數(shù)的虛部)的兩條基帶信號線。
在數(shù)據(jù)發(fā)生器60中生成的數(shù)字數(shù)據(jù)通過發(fā)射系統(tǒng)40的數(shù)字BB處理單元41、模擬BB處理單元42以及無線電路43被輸入信道仿真器10。當被開發(fā)裝置的發(fā)射系統(tǒng)40是CDMA(碼分多址)的發(fā)射設(shè)備時，數(shù)字BB處理單元41是用于執(zhí)行數(shù)字調(diào)制、擴頻以及其它操作的單元，而當發(fā)射系統(tǒng)40是一個OFDM發(fā)射設(shè)備時，數(shù)字BB處理單元41是用于執(zhí)行數(shù)字調(diào)制、傅立葉逆變換以及其它操作的單元。模擬BB處理單元42是一個數(shù)/模轉(zhuǎn)換電路，射頻電路43是一個用于執(zhí)行上變頻和信號放大等功能的單元。
信道仿真器10包括射頻電路11和模擬BB處理單元12，射頻電路11用于執(zhí)行與射頻電路43相反的處理，也就是下變頻等處理，模擬BB處理單元12包括模/數(shù)轉(zhuǎn)換電路。信道仿真器10還使用射頻電路11和模擬BB處理單元12將來自發(fā)射系統(tǒng)40的信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字基帶信號。
數(shù)字基帶信號被輸入到包括移位寄存器14和選擇器15的多徑信號發(fā)生單元13，并在其中形成多徑信號。更具體地說，移位寄存器14按照一定的時間將每個輸入到其中的數(shù)字基帶信號移位，該時間是將路徑的最大延遲時間除以模擬BB處理單元12的采樣周期所獲得的時間。
選擇器15從移位寄存器14在各移位級輸出的信號中選擇與路徑數(shù)量相應(yīng)的信號。此時，指示由控制設(shè)備30指定的路徑數(shù)目和各路徑的延遲時間的多徑指示信號S1被輸入到多徑發(fā)生單元13，并且移位寄存器14和選擇器15依照該多徑指示信號S1進行操作。通過這種方式，多徑發(fā)生單元13中的選擇器15輸出在多徑環(huán)境下與各路徑相對應(yīng)的信號。
與各路徑相對應(yīng)的信號被分別輸出到瞬時變化(瑞利衰落)加入單元16中的各個復(fù)數(shù)乘法器A1到Ak。由頻帶受限的復(fù)高斯噪聲發(fā)生單元(LGN)D1到Dk生成的復(fù)高斯噪聲分別被提供到復(fù)數(shù)乘法器A1到Ak。此外，各頻帶受限的復(fù)高斯噪聲發(fā)生單元(LGN)D1到Dk包括高斯白噪聲發(fā)生單元和多普勒濾波器，并生成頻帶被限制在由控制設(shè)備30輸入的最大多普勒頻率S2范圍內(nèi)的高斯白噪聲。通過這種方式，復(fù)數(shù)乘法器A1到Ak輸出加入了瞬時變化的各路徑的信號。
加入了瞬時變化的路徑信號被輸出到形成短期間變化加入單元17的多個復(fù)數(shù)乘法器B1到Bk。與從控制設(shè)備30中指定的各路徑對應(yīng)的復(fù)增益S3被提供到各個復(fù)數(shù)乘法器B1到Bk中。因此，短期變化加入單元17輸出帶有屏蔽和距離變化的各路徑信號。通過這種方式，在信道仿真器10中為各個路徑形成帶有由控制設(shè)備30指定的瞬時變化、屏蔽和距離變化的信號。并且，各路徑的信號在加法器C1，C2，…中被相加，從而形成了能夠反映信道變化的多徑信號。
多徑信號被提供到加法器C3。并且在高斯白噪聲生成單元(WGN)21中生成并在放大器22中被放大到由控制設(shè)備30所指定的噪聲電平S4的高斯白噪聲也被提供到加法器C3。利用這種方式，加法器C3在多徑信號加入了接收器噪聲。
模擬BB處理單元19和射頻電路20分別具有與發(fā)射系統(tǒng)40中的模擬BB處理單元42和射頻電路43相同的構(gòu)成，并對加入了信道變化和接收機噪聲的數(shù)字BB信號執(zhí)行數(shù)/模轉(zhuǎn)換。隨后，對轉(zhuǎn)換后的信號執(zhí)行無線處理，例如上變頻和放大。
信道仿真器10的輸出信號被輸入到被開發(fā)裝置(接收系統(tǒng))50中的射頻電路53中。射頻電路53具有自動增益控制(AGC)電路和自動頻率控制(AFC)電路，用于補償發(fā)射和接收之間的載波頻率偏移以及輸入電平變化。在模擬BB處理單元52中經(jīng)過了模/數(shù)轉(zhuǎn)換的信號被輸出到數(shù)字BB處理單元51中。
當被開發(fā)裝置(接收系統(tǒng))50是CDMA(碼分多址)接收設(shè)備時，數(shù)字BB處理單元51用于執(zhí)行數(shù)字解調(diào)、解擴以及其它處理。當系統(tǒng)50是OFDM接收設(shè)備時，數(shù)字BB處理單元51用于執(zhí)行數(shù)字解調(diào)、傅立葉變換以及其它處理。被數(shù)字BB處理單元51處理后的信號輸入到錯誤率測量器70中，該錯誤率測量器70測量信號的傳輸路徑錯誤率。
因此，在信道仿真器10中，將可能在發(fā)射信道中發(fā)生的多徑和衰落變化仿真并加入從被開發(fā)裝置的發(fā)射系統(tǒng)40得到的無線信號中，接著將所得的信號輸入到被開發(fā)裝置的接收系統(tǒng)50中，并測量在接收系統(tǒng)50中處理的信號的錯誤率特性，從而評價發(fā)射系統(tǒng)40和接收系統(tǒng)50的傳輸特性。
最近幾年中，作為能夠?qū)崿F(xiàn)大容量數(shù)據(jù)傳輸?shù)募夹g(shù)，由MIMO(多輸入多輸出)和自適應(yīng)陣列天線為代表的多天線技術(shù)引起了關(guān)注。例如，在使用MIMO技術(shù)的多天線設(shè)備中，為發(fā)射和接收系統(tǒng)設(shè)置多個天線。發(fā)射系統(tǒng)的各個天線分別發(fā)射不同的數(shù)據(jù)，接收系統(tǒng)執(zhí)行傳播路徑估計等來對相互混合的信號進行分離，并且恢復(fù)成多個數(shù)據(jù)。
在進行多天線設(shè)備的開發(fā)中，使用傳統(tǒng)的信道仿真器的性能評價只能進行不充分的評價。換句話說，在發(fā)射端具有M個天線以及在接收端具有N個天線的多天線設(shè)備中，存在與M×N個信道數(shù)量相應(yīng)的傳輸路徑，但是傳統(tǒng)的信道仿真器只允許在單個信道上進行測量。即使信道的數(shù)目增加，但還不足以評價性能取決于例如發(fā)射和接收天線的排列和各路徑中的發(fā)射方向和到達方向等的空間信息的系統(tǒng)。
另外，在僅增加信道數(shù)目的信道仿真器中，為了使用在運行實驗中收集的信道數(shù)據(jù)來再現(xiàn)多信道，需要收集與在被開發(fā)裝置和運行實驗使用的數(shù)據(jù)收集設(shè)備的發(fā)射和接收天線的個數(shù)以及排列有關(guān)的所有信道和所有路徑的數(shù)據(jù)，所以需要極大的存儲器來存儲數(shù)據(jù)，并且在發(fā)射和接收天線的個數(shù)和排列每次發(fā)生變化時必須重復(fù)地執(zhí)行運行實驗。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個目的是提供一種信道仿真方法和信道仿真器，其能夠簡便和很好地仿真由多天線設(shè)備形成的M×N個信道的傳輸路徑。
這個目的通過基于發(fā)射和接收天線的排列信息而生成所有信道的傳輸路徑變化而實現(xiàn)。本發(fā)明著眼于各路徑的延遲差和相位差對應(yīng)于在各信道中的發(fā)射和接收天線的天線安裝位置而產(chǎn)生的事實，僅通過在信道間改變各路徑的延遲差和相位差就能使M×N個信道的傳輸路徑變化模型簡化。


圖1是現(xiàn)有的信道仿真器的結(jié)構(gòu)的框圖；圖2是表示1×1信道的傳輸路徑的圖；圖3是說明路徑的圖；圖4(A)是表示延遲分布的圖；圖4(B)是表示瞬時變化的圖；圖4(C)是表示短期間變化的圖；圖4(D)是表示長期間變化的圖；圖5是說明基本信號的圖；圖6是表示單個基本信號的模型的圖；圖7是表示由虛擬天線附近的球體漫反射的信號作為基本信號在視線角φ內(nèi)被接收的情況的圖；圖8是表示具有大視線角φ的傳播延遲的圖；圖9(A)是表示當散射球體的半徑包含了接收天線時基本信號的到達方向的圖；圖9(B)是表示當散射球體的半徑包含了接收天線時基本信號的到達方向的圖；圖10是說明在具有大量反射波的環(huán)境中的駐波的生成原理的圖；圖11是說明由于瑞利衰落而導(dǎo)致的包絡(luò)振幅變化的功率密度譜的圖；圖12是說明由于瑞利衰落而導(dǎo)致的包絡(luò)振幅變化的功率密度譜的圖；圖13是表示由多天線設(shè)備形成的M×N信道的傳輸路徑的圖；圖14(A)是說明由發(fā)射和接收天線之間的距離、輻射角和到達角引起的路徑距離差的圖；圖14(B)是說明由發(fā)射和接收天線之間的距離、輻射角和到達角引起的路徑距離差的圖；圖15是表示信號從所有方向到達的環(huán)境的圖；圖16是表示當沒有多徑時向每個信道加入瞬時變化的模型的圖；圖17是表示當存在多徑時向每個信道加入瞬時變化的模型的圖；
圖18是表示使用矩陣從M×N×P個相互獨立的頻帶受限的復(fù)高斯噪聲生成相互相關(guān)的頻帶受限的復(fù)高斯噪聲的模型的圖；圖19是表示笸岡提出的用來生成有相關(guān)瞬時變化(兩個信號)的結(jié)構(gòu)的框圖；圖20(A)是說明從1×1信道的瞬時變化形成M×N個信道的有相關(guān)瞬時變化的原理圖；圖20(B)是說明從1×1信道的瞬時變化形成M×N個信道的有相關(guān)瞬時變化的原理圖；圖21是表示按照本發(fā)明的一個實施方式的信道仿真器和被開發(fā)裝置之間的連接的框圖；圖22是表示實施方式的信道仿真器的結(jié)構(gòu)的框圖；圖23是表示在實施方式中使用的每個參數(shù)的內(nèi)容的圖表；圖24是表示參考信道路徑控制單元的結(jié)構(gòu)的框圖；圖25是表示信道處理單元的結(jié)構(gòu)的框圖；圖26是表示有相關(guān)高斯噪聲生成單元的框圖；圖27是表示參考信道路徑控制單元的結(jié)構(gòu)的框圖；圖28是表示信道處理單元的結(jié)構(gòu)的框圖；圖29是表示有相關(guān)高斯噪聲生成單元的結(jié)構(gòu)的框圖；圖30是表示衰落加入單元的結(jié)構(gòu)的框圖；圖31是表示發(fā)射模擬調(diào)節(jié)單元的結(jié)構(gòu)的框圖；圖32是表示虛擬功率放大器(PA)的框圖；以及圖33是表示接收模擬調(diào)節(jié)單元的結(jié)構(gòu)的框圖。
具體實施例方式
為了準確地仿真具有M個發(fā)射天線和N個接收天線的多天線設(shè)備中的信道，必須將不同的傳輸路徑變化加入到與M×N個信道數(shù)量相應(yīng)的傳輸路徑。但是，當通過為每個信道簡單加入信道變化參數(shù)來仿真M×N個信道的信道變化時，需要大量的參數(shù)和計算，設(shè)備結(jié)構(gòu)變得復(fù)雜。
本發(fā)明的發(fā)明人認為，如果在形成多天線設(shè)備中的M×N信道的信道模型時能簡化信道模型，那么參數(shù)的數(shù)目和計算量會減小，因此，設(shè)備結(jié)構(gòu)也將被相對簡化，從而實現(xiàn)本發(fā)明。
本發(fā)明的要旨在于依據(jù)發(fā)射和接收天線的排列信息生成所有信道的信道變化。本發(fā)明著眼于各路徑的延遲差和相位差對應(yīng)于各信道中的發(fā)射和接收天線的天線安裝位置而產(chǎn)生的事實，并且通過在信道間僅改變各路徑的延遲差和相位差來簡化M×N個信道的信道變化模型。另外，在本發(fā)明中，在假設(shè)各路徑的信號中復(fù)用有相關(guān)瞬時變化的基礎(chǔ)上生成信道變化模型，從而為各路徑加入相關(guān)瞬時變化。
通過這種方式，使用從在RayTrace仿真、實際的運行實驗等中獲得的現(xiàn)有單信道傳輸路徑測量數(shù)據(jù)中得到的近似多徑信道，就有可能形成與多個信道相對應(yīng)的計算量較少的信道變化模型。
另外，在本發(fā)明中，提出下面的五種方法作為生成在各信道之間或路徑之間相關(guān)的瞬時變化(有相關(guān)復(fù)高斯噪聲)的方法①特征值變換(空間-時間)②特征值變換(空間)③喬列斯基(Cholesky)因式分解(空間-時間)④喬列斯基因式分解(空間)⑤擴展的笹岡方法(空間-時間)在這五種方法中，第1到第4種設(shè)計了一種在使用變換矩陣A從相互獨立的頻帶受到限制的復(fù)高斯噪聲中計算加入到各信道的有相關(guān)瞬時變化時的獲得變換矩陣A的方法。第5種的設(shè)計是通過擴展關(guān)于1×2信道提出的笹岡的有相關(guān)瞬時變化生成方法，從而能夠在M×N信道上生成有相關(guān)瞬時變化。
下面參照附圖詳細說明本發(fā)明的實施方式。
(1)本實施方式中的原理在描述本實施方式的構(gòu)成之前，首先描述本實施方式中的原理。本發(fā)明的發(fā)明人首先考慮了1×1信道的傳輸路徑和M×N信道的傳輸路徑之間的不同點和相似點。另外，為了盡可能簡單地將1×1信道的信道模型擴展為M×N信道的信道模型，對怎樣擴展短期間變化和瞬時變化進行了詳細研究。這些研究將在下面依次進行描述。
(1-1)1×1信道的傳輸路徑圖2描述了在一個發(fā)射天線和一個接收天線之間的單方向的1×1信道的傳輸路徑。在下文中，一對一發(fā)射和接收天線之間的傳輸路徑被稱為1信道。圖3描述路徑。雖然在圖2中以直線表示信道，但是信號實際上在空間被反射和衍射，從而經(jīng)過各種路徑(圖3中的①～④)，并在接收器中被接收。然后，傳播延遲隨路徑距離而變化，延遲分布(プロフアイル)被繪制，其中，橫軸表示傳播延遲時間，縱軸表示接收功率，如圖4(A)所示。以不同延遲到達的信號經(jīng)過不同的傳播路徑，這些傳播路徑被簡稱為路徑。
各路徑由傳輸系數(shù)(復(fù)數(shù))來定義，該發(fā)射系數(shù)表示通過上述路徑的信號的延遲的程度以及所受到的增益(實際上是衰減)和相移。對延遲分布的測量能夠獲得組成上述信道的路徑的大約的個數(shù)，以及獲得這些路徑中的每一個具有多少的延遲和增益。各路徑的相位隨運行速度和信號相對于運行方向的到達角而變化。
圖4(B)到4(D)表示路徑的增益變化(注意，橫軸表示距離而不是時間)。增益變化被分為取決于到發(fā)射天線的距離和發(fā)射和接收天線的方向性的長期間變化(距離變化)、由于地上的物體的遮蔽影響而引起的短期間變化(屏蔽)以及由于多波復(fù)用引起的瞬時變化。
傳播距離和傳播延遲是成比例的，因此，長期間變化與延遲分布具有幾乎相同的形狀。當終端在移動通信中移動時，各路徑的傳播距離(或傳播延遲)發(fā)生變化，接收電平也發(fā)生變化，但是該變化的速率是其它變化中最慢的(非常慢)。長期間變化被模型化為以通過統(tǒng)計分析大量的運行實驗數(shù)據(jù)而得到的的奧村曲線(秦方法)并已廣泛使用。另外，最近幾年中也使用通過增加使用頻帶和地面物體的參數(shù)而被改良的坂上方法。
短期間變化是各路徑因為建筑物等被屏蔽或出現(xiàn)(在無線LAN中，有時會被行走的人所遮擋)而引起的增益變化。關(guān)于變化速度，沒有理論公式，但通常假定為1Hz或更小。實際上，短期間變化應(yīng)該根據(jù)其發(fā)生原因的地面上的物體以及移動速度來確定。例如，一般認為當終端以30公里/小時的速度在具有30米的建筑物寬度的建筑物街道中移動時，會以3.6秒為周期進行變化。在很多情況下這種頻率的確為1Hz或更小。由于短期間變化而生成的增益變化符合對數(shù)正態(tài)分布且被模型化為在頻帶中的增益同時變化(在上面的情況中，該頻帶的范圍是0到1/3.6[Hz])。
瞬時變化是幾個基本信號被復(fù)用時發(fā)生的變化。在延遲分布中看似單個路徑的路徑上實際通過(振幅和相位不完全一致的)多個信號。因此在上述延遲分布中，看似單個路徑上通過的被多徑復(fù)用的信號被稱作基本信號，其振幅和相位是變化的(可以看作是通過了提供增益和相位變化的路徑的單個信號波)。瞬時變化由多普勒效應(yīng)解釋，且以大約幾赫茲到1kHz的速度變化，這將在后面描述。
引起瞬時變化的基本信號的屬性由到達角θ和視線角φ(到達角θ的變化寬度)來表征。在圖5中關(guān)注的是圖4(A)中的基本信號③。在圖4(A)中各路徑在空間中被劃分的較遠。所以，接收器接收到經(jīng)歷了完全不同變化的信號。因此，例如基本信號③可被看作是來自位于到達方向的延長線上的虛擬發(fā)射天線的信號(假設(shè)接收器向上方向以速度v移動)，如圖5所示。
圖6表示單個基本信號的情況。在這種情況下，該基本信號不是被多徑復(fù)用的信號，并且除了由于移動而造成的多普勒頻移以外，在振幅和相位上沒有任何變化地被接收。這種情況在移動通信中幾乎不會發(fā)生，只是在有時候被用作傳輸路徑模型。另外，基本信號③的多普勒頻移量由fDcosθ表示，其中，fD＝v×fC/c。
圖7表示被虛擬天線附近的球形區(qū)域漫射的信號作為基本信號以視線角φ(到達角θ的變化寬度)被接收的情況。在這種情況下，基本信號在振幅和相位上變化，但是到達角θ可被穩(wěn)定地測量，這是因為視線角φ較小且延遲差因此也較小的緣故。但是，隨著視線角φ的增加(虛擬天線附近的散射球體的半徑增加)，上述基本信號包括具有相當大的延遲差的信號，如圖8所示。因此，振幅和相位都大幅地變化，測量到達角θ變得困難。
當散射球體的半徑進一步增加并且開始包含接收天線時，如圖9(A)所示，基本信號似乎來自于各個方向，并且在這種情況下，基本信號應(yīng)該被劃分為在上述延遲分布中的多個路徑的基本信號。但是，即便使上述基本信號在延遲分布中被劃分，被劃分的信號也包含許多具有相同的傳播延遲但在空間上卻通過完全不同路徑的信號，所以，各個被劃分的基本信號仍然看似來自所有方向。換句話說，獲得了如圖9(B)所示的圖像(類似于與圖7具有相反的傳輸方向的圖)。當然，不可能測量每個基本信號的到達角(這種測量是沒有意義的)。
在如圖10所示的具有大量的反射波的環(huán)境下會發(fā)生駐波，并且空間中相對于接收電平而言的強點和弱點會重復(fù)出現(xiàn)。這就是瞬時變化的空間分布的原因。特別地，在具有幾乎相同電平的獨立信號以所有方向到達時發(fā)生的瞬時變化被稱為瑞利衰落。眾所周知，包絡(luò)振幅變化成為瑞利分布，相位變化成為均勻分布。
圖11和12表示由于瑞利衰落而造成的包絡(luò)振幅變化的功率密度譜。在信號相對于前進方向v以方向①、②、③和④(如圖11所示)到達的情況下，以方向①來到的信號似乎具有最高的頻率，相反，以方向④到來的信號似乎具有最低的頻率。這一最大頻率偏移量被稱為最大多普勒頻率fD。最大多普勒頻率fD可計算為包含在一秒內(nèi)的前進距離中的駐波的數(shù)目，其中駐波以波長的周期重復(fù)，并通常在從大約幾赫茲到1kHz變化(當載波頻率為2GHz并且前進速度為100公里/小時的時候，fD是這些數(shù)字的乘積200Hz)。類似地，頻率偏移fD·cosθ被加在以向著前進方向v以角度θ到達的信號②上，而具有90度的θ的信號③不會產(chǎn)生上述偏移。
另外，例如，在基本信號④僅以如圖11所示的網(wǎng)格方向(到達角θ＝180°，視線角φ＝80°)到達的瞬時變化中，當包含五個或更多的信號時，該變化被看作瑞利衰落。其中，功率密度譜僅為如圖12所示的網(wǎng)格部分。
按照前述內(nèi)容，可以定義長期延遲分布、短期延遲分布和瞬時延遲分布。長期延遲分布上的各路徑都經(jīng)受長期間變化。其延遲和增益根據(jù)地面上的物體的狀況、前進速度和方向以及到達角而被確定，并且緩慢變化。短期延遲分布中的各路徑除了長期間變化之外還經(jīng)受短期間變化(屏蔽)。通過這種方式，各路徑的增益以獨立于各路徑的對數(shù)正態(tài)分布的方式以1Hz或更小的速率變化。
瞬時延遲分布中的各路徑除了長期間變化和短期間變化以外，還經(jīng)受瞬時變化。通過這種方式，各路徑的增益和相位受到獨立于各路徑的瑞利衰落(增益具有瑞利分布，相位為均勻分布)。變化率由載波頻率、前進速度、到達角和視線角確定，且從幾赫茲到幾百赫茲變化。
另外，延遲分布上的振幅表示來自各路徑的基本信號的接收功率，其不具有增益也不具有相位(準確地說，其是各信道上的復(fù)脈沖響應(yīng)的各個復(fù)振幅)。相反地，表示為“各路徑的功率”是不適當?shù)?，但是這種表示方式會在不被誤解的范圍內(nèi)按照慣例使用。
(1-2)擴展到M×N信道的傳輸路徑(1-2-1)短期間變化的擴展圖13描述了由具有M個發(fā)射天線和N個接收天線的多天線設(shè)備形成的M×N信道的傳輸路徑。
本發(fā)明的發(fā)明人認為，M×N個信道是相互類似的。換句話說，假設(shè)短期間變化的間隔為大約十幾米，則除非發(fā)射和接收天線的排列在幾平方米的面積內(nèi)展開，否則應(yīng)該認為在接收天線中分別實際觀測到的不僅長期延遲分布而且短期延遲分布都幾乎是相互相等的。
然后，要考慮短期延遲分布中的各信道之間的差別僅在于各路徑的傳播延遲和載波相位。其中，各路徑的傳播延遲和載波相位是由于發(fā)射和接收天線的排列而引起的路徑距離差生成的。
圖14(A)顯示了從兩個發(fā)射天線到單個接收天線的路徑之間的比較。當單元之間的距離dT足夠小時，從上述天線鄰近地區(qū)到接收天線的路徑可被看作公共的，因此，路徑距離差為dT·cosθT，對應(yīng)于這個差值，該信道在路徑延遲和相位(即載波相位，但可被稱為路徑相位)中有差別。
如圖14(B)所示的接收天線具有相似的現(xiàn)象。但是，要注意輻射角θT和到達角θR是對各路徑定義的。在輻射角和到達角以如圖9所示的為所有方向的情況下，路徑距離差利用角度來逆轉(zhuǎn)，平均起來可被認為沒有出現(xiàn)。這與具有未知的輻射角和到達角的路徑是相同的。
在前述考慮的基礎(chǔ)上，本發(fā)明的發(fā)明人已經(jīng)得到結(jié)論如果能夠得到在任意一個信道的短期延遲分布的各路徑的輻射角和到達角，那么其它信道的短期延遲分布可根據(jù)發(fā)射和接收天線單元的排列來進行計算。
因此，在本發(fā)明中，使用在RayTrace仿真、實際的運行實驗等中得到的現(xiàn)有一個信道傳輸路徑測量數(shù)據(jù)(包括短期延遲分布)，可根據(jù)這個信道的傳輸路徑測量數(shù)據(jù)和發(fā)射和接收天線單元的排列來計算形成M×N個信道的短期延遲分布(所有路徑的延遲、增益和相位變化)，從而形成M×N個信道的信道變化模型。因此，有可能簡單和準確地從參考信道上的各路徑信息生成所有信道上的路徑信息。
(1-2-2)瞬時變化的擴展接下來要考慮的是各信道上的瞬時變化。本發(fā)明的發(fā)明人研究了各信道和各路徑的瞬時變化相互之間的相似性。
在瞬時變化的情況下，例如，在包含單個波的5GHz的頻帶，駐波平均為3厘米(半波長)。因此，和短期間變化不同，所有的天線上的瞬時變化不相等。但是，可以說在某個天線經(jīng)歷正變化的時刻，鄰近的天線通常也經(jīng)受正變化。相似的現(xiàn)象可在時間方向上發(fā)生。瞬時變化以1kHz或更小的速率變化，當在瞬間施加正變化時，在0.1ms后正變化仍持續(xù)的可能性很高。前者由空間相關(guān)函數(shù)、而后者由時間相關(guān)函數(shù)進行定量的表示，這些函數(shù)相對于信號來自所有方向的瑞利衰落可由下面的等式表示空間相關(guān)函數(shù)ρ(d)=xi*(t)·xj(t)‾=J0(2πd/λ)]]>……(1)時間相關(guān)函數(shù)ρ(τ)=xi*(t)·xi(t+τ)‾=J0(2πfDτ)]]>在等式(1)中，xi(t)和xj(t)分別表示第i個和第j個天線的接收信號(復(fù)基帶信號)，d是天線之間的距離，τ是路徑的延遲時間，λ是波長，fD是最大多普勒頻率。另外，*表示共軛復(fù)數(shù)，J0表示貝塞爾函數(shù)。
在對天線分集性能進行傳統(tǒng)評價的情況下，通過將天線之間的距離設(shè)定成能夠使天線被充分地間隔開(例如使空間相關(guān)值變小的半波長)，那么可在假設(shè)接收信號可被看作互不相關(guān)的基礎(chǔ)上實現(xiàn)評價。這是基于等式(1)的空間相關(guān)函數(shù)的想法，但是實際存在的時間相關(guān)被忽略。
因此，為了獲得更準確的結(jié)果，需要能夠?qū)r間相關(guān)和空間相關(guān)進行并行分析的理論。對于這一點，笹岡導(dǎo)出在如圖15所示的環(huán)境下，空間-時間相關(guān)函數(shù)變成下面的等式(笹岡，“有相関擬似マルチパスフエ一ヅンゲ波の発生法”，黿子情報通信學(xué)會輸文誌，88/6，Vol.J71-B NO.6)(笹岡，“有相互關(guān)聯(lián)的多徑衰落波的新生成方法”，電子信息通信學(xué)會學(xué)報88/6，第J71-B卷，第6期)。這里，在圖15中ψ表示天線相對于前進方向的排列角度。
空間-時間相關(guān)函數(shù)ρ(d,τ)=J0[(2πdr/λ)2+(2πfDτr)2]---(2)]]>其中dr＝d·sinψ，τr＝τ-(d/λfD)·cosψ另外，圖15表示信號來自所有方向的環(huán)境。在信號僅來自某個方向的情況下，可使用僅具有瑞利衰落的U形功率密度譜(圖12)的部分的瞬時變化。用正弦波來想的話就很明顯，具有不同頻率的波之間的相關(guān)在空間上和時間上為“0”，因此，等式(2)獨立地成立而與頻率分量(即到達方向)無關(guān)。
接下來考慮的是多徑(準確地說，能夠以延遲時間識別的多徑)之間的相關(guān)性。例如，如圖5所示，在通過各路徑的基本信號為單個信號的情況下，因為基本信號是完整的波束(ビ一ム)并且不會發(fā)生瞬時變化，所以短期延遲分布變?yōu)樗矔r延遲分布。換句話說，由于多徑之間沒有因為波束而發(fā)生相關(guān)，因為這是相應(yīng)于視線角為“0”的情況，所以由于除非視線角一致否則瞬時變化譜就會不一致的緣故，因此相關(guān)為“0”。
與上述相反，在如圖9所示的視線角很大的情況下，即，基本信號包括從所有方向到達的信號，可以認為在具有大的延遲差的路徑中，很明顯地路徑之間的空間路徑差變大所以路徑之間的相關(guān)應(yīng)該幾乎為零，而在具有小延遲差的路徑中，空間路徑差異很小且相似的瞬時變化加入在路徑中(即，存在相關(guān))。在這種情況下，可以認為等式(2)也能被應(yīng)用于多個路徑。
在路徑具有如圖7所示的視線角處于特定范圍內(nèi)的幾乎統(tǒng)一的基本信號的瞬時變化的情況下，可以認為獲得如上所述兩者之間的中間結(jié)果。換句話說，可以如此描述。
(a)在路徑中的到達角和視線角的重疊較少的情況下，路徑的空間路由明顯不同，因此相關(guān)較小(其中，極端情況表示為圖5中的“波束”)。
(b)在路徑中的到達角和視線角的重疊較大且延遲時間的差異也較大的情況下，路徑的空間路由不同因此具有較小的相關(guān)性(對應(yīng)于圖9的情況)。
(c)在不同天線中接收到的路徑之間的相關(guān)性在很大程度上取決于天線之間的距離。
因此，對于路徑之間的相關(guān)性，(a)可通過根據(jù)到達角和視線角對瞬時變化執(zhí)行頻帶限制來實現(xiàn)，這是因為不同的路徑的相關(guān)較小。(b)和(c)可通過應(yīng)用等式(2)的空間-時間相關(guān)性函數(shù)來實現(xiàn)。
參照前述的內(nèi)容，如圖13所示的不具有多徑的M×N信道的傳輸路徑由如圖16所示的MN個信道表示。這里，各信道的短期間變化的增益被假設(shè)為相等。因此，圖16只表示各信道的瞬時變化。另外，為了在觀察信道之間的相似程度時消除發(fā)射數(shù)據(jù)的影響，發(fā)射數(shù)據(jù)都被固定為“1”。然后，通過將各信道的信號乘以具有空間相關(guān)(基于天線間的距離)的瞬時變化(復(fù)高斯噪聲)而將變化加入。
在p-多徑的情況下，如圖17所示那樣被擴展。各路徑的信號被乘以具有等式(2)的空間-時間相關(guān)(基于天線之間的距離和延遲差)的瞬時變化。換句話說，在如圖17所示的結(jié)構(gòu)中，使用考慮了視線角和到達角的頻帶受限的復(fù)高斯噪聲來加入瞬時變化，從而使得各路徑遵循空間-時間相關(guān)性函數(shù)(2)。
(1-3)生成有相關(guān)瞬時變化的方法這個問題是如何生成期望的相關(guān)的復(fù)高斯噪聲。作為如上述地生成有相關(guān)瞬時變化的方法，在本實施方式中提出的是相關(guān)矩陣方法(特征值變換方法和喬列斯基因式分解方法)和擴展的笹岡方法。
圖18顯示了使用變換矩陣A(具有MNP行和MNP列)從M×N×P(P路徑的數(shù)目)個相互獨立的頻帶受限的復(fù)高斯噪聲生成M×N×P個相互相關(guān)的頻帶受限的復(fù)高斯噪聲(有相關(guān)高斯噪聲)。這里的問題是使用什么樣的變換矩陣A來賦予期望的路徑相關(guān)。
假設(shè)路徑的輸出是Y＝(y1，y2，…，yMNP)T，則路徑相關(guān)矩陣如下面的等式中表示。另外，為了簡化，數(shù)字下標以序號來表示。此外，在下面的等式中，上標的*表示共軛復(fù)數(shù)，H表示共軛復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)置，E()表示集合平均。
E(YYH)=E(y1y1*)E(y1y2*)......E(y1yMNP*)E(y2y1*)E(y2y2*)......E(y2yMNP*)..................E(yMNPy1*)E(yMNPy2*)......E(yMNPyMNP*)---(3)]]>(MNP)2個元素中的每一個都表示路徑之間的相關(guān)，通過從路徑距離差和傳播延遲差(路徑距離差和傳播延遲差從發(fā)射和接收天線排列以及信號的輻射角和到達角中得到)計算等式(2)的空間-時間相關(guān)值而得到期望的路徑相關(guān)矩陣∑YY。
換句話說，需要生成Y使得∑YY＝E(YYH)成立，為了生成這個Y，問題變?yōu)槿绾未_定圖18中的變換矩陣A。本實施方式提出了基于特征值變換的方法和基于喬列斯基因式分解的方法。
(1-3-1)特征值變換方法在圖18中，在復(fù)高斯噪聲之間成立關(guān)系Y＝AX。這里，如果變換矩陣A的逆矩陣存在，則下面的等式成立X＝A-1Y…(4)等式(4)表示通過將具有如等式(3)中的相關(guān)的(MNP×1)信號向量Y乘以矩陣A-1而獲得不相關(guān)的(MNP×1)信號向量X，這一關(guān)系式通常被稱為特征值變換(或KL變換)。在特征值變換中，將在期望的路徑相關(guān)矩陣∑YY中的MNP(MNP×1)個單位特征向量e1，e2，…，eMNP形成一行作為A-1使用，變換矩陣A以下面的等式表示
A-1=e1e2......eMNPA=(A-1)-1=(A-1)H=e1He2H......eMNPH---(5)]]>因此，通過利用特征值變換方法獲得變換矩陣A，使用具有少量元素的矩陣從相互獨立的瞬時變化獲得有相關(guān)瞬時變化是可能的，這樣，可通過少量的計算就能獲得有相關(guān)瞬時變化。
此外，這里描述的是這樣一種情況，即，通過使用變換矩陣A對M×N×(路徑的數(shù)目)個相互獨立的瞬時變化執(zhí)行矩陣運算處理，形成在路徑之間相關(guān)的M×N×(路徑的數(shù)目)個有相關(guān)瞬時變化，從而形成在信道之間和在路徑之間相互相關(guān)的有相關(guān)瞬時變化。但是，本發(fā)明的應(yīng)用并不局限于上述情況。
例如，可通過使用變換矩陣A對例如對應(yīng)于M×N個信道的相互獨立的多個瞬時變化執(zhí)行矩陣運算處理，從而形成在信道間具有相關(guān)的M×N個信道對應(yīng)的有相關(guān)瞬時變化，由此形成與在所有信道之間相關(guān)的M×N個信道對應(yīng)的有相關(guān)瞬時變化。前述的內(nèi)容與下面的描述相同。
(1-3-2)喬列斯基因式分解方法期望的路徑相關(guān)矩陣∑YY可進行下面的等式中的喬列斯基因式分解。
∑YY＝LHL…(6)其中，L是(MNP×MNP)下三角矩陣。
在下面的等式中使用得到的下三角矩陣L獲得圖18中的變換矩陣A。
A＝LH…(7)由于從圖18中得到Y(jié)＝AX＝LHX，所以路徑相關(guān)矩陣E(YHY)以下面的等式表示E(YYH)＝E[(LHX)(LHX)H]＝E(LHXXHL)＝LHE(LXXH)L＝LHL＝∑YY…(8)這里，因為向量X的每個元素是獨立的高斯變量，所以使用相關(guān)矩陣E(XXH)＝I。
關(guān)于喬列斯基因式分解，能夠大量減少計算量的近似算法已經(jīng)在最近被公開(H.R.Karimi etc.”A Novel and Efficient Solution toBlock-Based Joint-Detection Using Approximate Cholesky Factorization”，PIMRC’98.p，1340-1345，1998(H.R.卡瑞米等“一種新穎和有效的使用近似喬列斯基因式分解的基于塊的接合檢測方法”，PIMRC’98.，第1340-1345頁，1998))，使用這樣的算法是有效的。
通過使用喬列斯基因式分解得到變換矩陣A，在從相互獨立的瞬時變化獲得相關(guān)瞬時變化時，使用由喬列斯基因式分解得到的下三角矩陣是可能的，因此，利用少量的計算獲得有相關(guān)瞬時變化成為可能。
(1-3-3)擴展的笹岡方法接下來提出的是除了從矩陣A獲得有相關(guān)瞬時變化以外的將笹岡方法擴展到M×N信道的傳輸路徑的方法(下文中稱為擴展的笸岡方法)。
首先簡要解釋笹岡提出的方法。圖19表示的是由笹岡提出的生成有相關(guān)瞬時變化(兩個信號)的框圖。另外，圖19中假設(shè)的系統(tǒng)和參數(shù)與圖15中的相同。關(guān)于圖19，多普勒濾波器102和105分別將高斯白噪聲生成單元101和104生成的雙系統(tǒng)高斯白噪聲的頻譜形成為在基本信號包括以所有方向到達的信號(當基本信號的到達角和視線角為已知時，則與其對應(yīng)的帶寬變窄)時的瑞利衰落功率密度譜。
為了使得噪聲相互關(guān)聯(lián)，噪聲分別通過兩種濾波器103和106。在傳統(tǒng)的生成方法中，濾波器103和106具有空間相關(guān)值ρ和 并且不能表示時間相關(guān)。為了還提供時間相關(guān)，笹岡替換了上述濾波器。濾波器特性H(f)和G(f)由兩個接收天線單元之間的距離d、天線排列到移動方向的角度ψ、載波波長λ和最大多普勒頻移fD所確定，并且因為增益為正弦-余弦的關(guān)系，所以輸入到復(fù)數(shù)乘法器111的基本信號2的瞬時變化的功率密度譜與基本信號1具有相同的形狀(多普勒濾波器的形狀)。最后，對應(yīng)于符號cosψ，延遲電路108或109的任何一方對一個上述基本信號賦予延遲。另外，延遲電路108的輸出在cosψ≥0時有效，而延遲電路109的輸出在cosψ＜0時有效。
圖19中的濾波器103和106具有復(fù)雜的特性(隨條件變化)，笸岡提出通過對頻率不同的多頻音進行加權(quán)加法運算來實現(xiàn)濾波器。
然后，通過進行如圖19所示的頻譜整形，得到濾波器103和106的濾波器特性H(f)和G(f)以獲得符合空間-時間相關(guān)性函數(shù)(2)的有相關(guān)瞬時變化(關(guān)于在笸岡之前的相關(guān)瞬時變化，已經(jīng)提出這些具有空間相關(guān)系數(shù)的濾波器，但是根據(jù)其說明，除非d/λ＜＜1，否則不能得到良好的近似)。
在圖19中，多普勒濾波器的兩個輸出信號被假設(shè)為x1(t)和x2(t)。因為這是研究信道之間的相關(guān)，為了不依賴于發(fā)射信號，進一步假設(shè)兩個基本信號的輸入為“1”，且加入了瞬時變化的基本信號的輸出為y1(t)和y2(t)(即，它們是有相關(guān)瞬時變化)。每個功率密度譜(自相關(guān)函數(shù)的頻率的表示)和互功率密度譜(互相關(guān)函數(shù)的頻率的表示)以下面的等式表示Sy1y1(f)＝Sx1x1(f)＝S(f)多普勒頻譜Sy2y2(f)＝|H(f)|2Sx1x1(f)+|G(f)|2Sx2x2(f)＝{|H(f)|2+|G(f)|2}S(f)Sy1y2(f)＝H*(f)Sx1x1(f)＝H*(f)Sx1x1(f)…(9)有相關(guān)的瞬時變化應(yīng)該具有相同形狀的功率密度譜，因此，必須符合下面的等式|H(f)|2+|G(f)|2＝1 …(10)
另外，互功率密度譜Sy1y2(f)通過將等式(2)進行傅立葉變換而得到，下面的等式成立H(f)=cos(2πd·sinψλ1-(frfD)2)---(11)]]>然后，關(guān)于G(f)，通過等式(10)和(11)得到下面的等式G(f)=sin(2πd·sinψλ1-(frfD)2)---(12)]]>在等式(12)中，在求平方根時出現(xiàn)正號或負號，因為任一符號都不影響瞬時變化的相關(guān)值，所以選擇正號。
下面考慮的是將如圖19所示的生成有相關(guān)瞬時變化的方法應(yīng)用到M×N信道的傳輸路徑。圖20(A)和20(B)表示從1×1信道瞬時變化形成M×N信道的有相關(guān)瞬時變化的原理。
圖20(A)描述了1×N信道和1×M信道，圖20(B)描述了從1×M信道向M×1信道的轉(zhuǎn)換。首先考慮的是從如圖20(A)所示的用N個接收天線接收來自單個發(fā)射天線的信號的情況(在這種情況下，各個接收信號可能具有相關(guān))。這里假設(shè)復(fù)脈沖響應(yīng)在發(fā)射天線和接收天線1(在下文中，這種信道被稱為1-1信道)之間的傳輸路徑是已知的，并且各信道的短期間延遲分布已由此計算出。
關(guān)于瞬時變化，圖19中的方法被應(yīng)用到1-1信道的各路徑以及1-2信道的各對應(yīng)的路徑。之后，一邊改變天線之間的距離一邊以相同的方式生成1-3信道，……，1-N信道的有相關(guān)瞬時變化。
在圖20B的左邊所示的是從右到左的1×M信道的傳輸路徑。假設(shè)發(fā)射和接收天線在相同的位置，那么根據(jù)傳輸路徑的可逆性，1-1信道具有與圖20(A)的1-1信道相同的復(fù)脈沖響應(yīng)。因此，可能在圖20(B)的左邊生成和圖20(A)一樣的所有有相關(guān)瞬時變化。然后，通過再次使用傳輸路徑的可逆性來改變信號方向，得到圖20(B)右邊的所有信道的有相關(guān)瞬時變化(換句話說，即使發(fā)射天線不同，但在接收天線只為一個時信道具有相關(guān))。
通過將圖20(B)的左邊部分應(yīng)用到圖20(A)的各個接收天線，可以生成M×N信道的傳輸路徑的所有的有相關(guān)瞬時變化。但是，有必要注意以下幾點1.在延遲分布上被劃分開和識別出的路徑中使用獨立的高斯白噪聲。這是因為不同的路徑被看作是空間上有區(qū)別的路徑。
2.雖然1-1信道在前面的內(nèi)容中被用作參考信道，但是任何信道可作為參考信道。這是因為參考信道的改變會改變傳播延遲和相位，但不會使相對值變化。另外，當天線單元被排列為圓形時，可以在實際不存在天線的中央位置設(shè)置參考傳輸路徑。
3.各信道的瞬時變化通過對參考信道的相關(guān)被定義并被生成，例如在圖20(A)中，1-2信道和1-3信道之間的相關(guān)沒有確定。換句話說，由于該相關(guān)是兩個數(shù)據(jù)向量之間的余弦函數(shù)值，該擴展方法是不適當?shù)摹?br> (1-4)總結(jié)如前面的內(nèi)容所提出的那樣，從發(fā)射和接收天線的安裝信息中計算所有信道上的路徑的延遲、相位和相關(guān)瞬時變化，并生成M×N個信道中的所有信道變化模型是可能的。以此，使用在Ray-Trace仿真、實際的運行實驗等中得到的現(xiàn)有單信道傳輸路徑測量數(shù)據(jù)作為M×N信道傳輸路徑用測量數(shù)據(jù)也是可能的。
(2)本實施方式的構(gòu)成(2-1)整體構(gòu)成圖21表示按照本實施方式的信道仿真器120與被開發(fā)裝置40和50的連接，它們具有如圖1所示的相同單元，并用與圖1中相同的參考標號來指定。另外，在這里省略了已經(jīng)使用圖1解釋過的部分。
信道仿真器120仿真具有多天線結(jié)構(gòu)的被開發(fā)裝置40和50的信道，并以此能夠評價被開發(fā)裝置40和50的信道特性。
信道仿真器120能夠接收來自發(fā)射系統(tǒng)40的數(shù)字BB處理單元41的數(shù)字基帶信號DB、來自模擬BB處理單元42的模擬基帶信號AB、以及來自無線電路43的無線信號RF作為其輸入。信道仿真器120的輸出根據(jù)開關(guān)SW3和SW4的操作被選擇性地輸出到接收系統(tǒng)50的數(shù)字BB處理單元51、模擬BB處理單元52或射頻電路53。
通過這種方式，即便是射頻電路43和模擬BB處理單元42的開發(fā)還沒有達到到可操作的階段，也有可能將數(shù)字基帶信號DB直接從數(shù)字BB處理單元41輸入到信道仿真器120，從而有可能獨立地評價數(shù)字BB處理單元41和51的信道特性。
因此，無需等到射頻電路43和53(尤其是接收電路50的射頻電路53)的完成，檢測執(zhí)行主要處理的數(shù)字基帶處理單元41和51的操作是可能的，因此，能夠提高開發(fā)的效率。
圖22顯示了信道仿真器120的結(jié)構(gòu)。信道仿真器120將來自射頻電路43的無線信號RFin、來自模擬BB處理單元42的模擬基帶信號ABin或者來自數(shù)字BB處理單元41的數(shù)字基帶信號DBin輸入到接口單元122。更具體地說，與發(fā)射天線的數(shù)目M對應(yīng)的無線信號RFin或模擬基帶信號ABin被輸入到模擬電路123，并在模擬電路123中被轉(zhuǎn)換為數(shù)字基帶信號并輸出。開關(guān)SW10選擇輸入數(shù)字基帶信號DBin或在模擬電路123中被轉(zhuǎn)換的數(shù)字基帶信號以輸出到發(fā)射模擬調(diào)節(jié)單元124。另外，基帶信號包括I信號和Q信號，從而形成2×M個信號，因此在圖中由2M來表示。
換句話說，在發(fā)射模擬調(diào)節(jié)單元124之后的電路中，處理的內(nèi)容是M個數(shù)字基帶信號。更具體地，對應(yīng)于數(shù)字基帶信號的數(shù)目設(shè)置M個發(fā)射模擬調(diào)節(jié)單元124，并且對M個數(shù)字基帶信號補償由于被開發(fā)裝置(發(fā)射系統(tǒng))40的M個模擬BB處理單元42、射頻電路43和模擬電路123的性能偏差而發(fā)生的傳輸特性的變化。將在后面描述發(fā)射模擬調(diào)節(jié)單元124的具體結(jié)構(gòu)。
開關(guān)125作為信號復(fù)制裝置為M個數(shù)字基帶信號中的每一個生成N個副本，從而形成M×N個數(shù)字基帶信號，并將這些信號輸出到M×N個的各個信道處理單元126-1到126-MN。各信道處理單元126-1到126-MN的每一個被輸入在參考信道路徑控制單元127中形成的參考信道的信道模型信息和接收和發(fā)射天線排列信息等，各信道處理單元126-1到126-MN并構(gòu)建各自的本身信道的信道模型，然后以復(fù)數(shù)乘法為數(shù)字基帶信號加入與構(gòu)建的信道模型相對應(yīng)的本身信道的短期復(fù)脈沖響應(yīng)和相關(guān)瞬時變化。將在后面描述信道處理單元126-1～126-MN的具體構(gòu)成。
選擇組合單元128重復(fù)地從信道處理單元126-1到126-MN的輸出中選擇M個數(shù)字基帶信號進行組合，并以此形成與接收天線的數(shù)目N對應(yīng)的數(shù)字基帶信號。
接收模擬調(diào)節(jié)單元129對應(yīng)于數(shù)字基帶信號的數(shù)目N而提供，并且為N個數(shù)字基帶信號補償由于被開發(fā)裝置(接收系統(tǒng))50的N個模擬BB處理單元52、射頻電路53和模擬電路131的性能偏差而發(fā)生的傳輸特性變化。將在后面描述接收模擬調(diào)節(jié)單元129的具體構(gòu)成。
從接收模擬調(diào)節(jié)單元129輸出的數(shù)字基帶信號被輸入到輸出接口單元130。在對數(shù)字BB處理單元41和51的信道特性進行評價時，數(shù)字基帶信號DBout通過開關(guān)SW4輸入到接收系統(tǒng)50的數(shù)字BB處理單元51。同時，在對數(shù)字BB處理單元41和51以及模擬BB處理單元42和52的信道特性的評價時，在模擬電路131中得到的模擬基帶信號ABout通過開關(guān)SW3輸入到接收系統(tǒng)50的模擬BB處理單元52。另外，在對數(shù)字BB處理單元41和51、模擬BB處理單元42和52以及射頻電路43和53的信道特性進行評價時，在模擬電路131中得到的無線信號RFout被輸入到接收系統(tǒng)50的射頻電路53。
(2-2)參考信道路徑控制單元和信道處理單元的構(gòu)成下面描述的是參考信道路徑控制單元127和信道處理單元126-1～126-MN的構(gòu)成例。這里，將描述使用擴展的笹岡方法的情況和使用特征值變換方法的情況的兩種構(gòu)成例。假設(shè)在下面的描述中使用如圖23所示的參數(shù)P10到P20以及P30。
(2-2-1)使用擴展的笹岡方法的情況圖24表示參考信道路徑控制單元127的構(gòu)成。參考信道路徑控制單元127包括參考信道模型形成單元140和瞬時變化初始值生成單元141。
參考信道模型形成單元140具有手動地設(shè)置復(fù)脈沖響應(yīng)信息(即，使用控制設(shè)備121設(shè)置)的標準模型生成單元142、使用隨機數(shù)周期地更新和設(shè)置復(fù)脈沖響應(yīng)的統(tǒng)計模型生成單元143以及實際運行模型生成單元144，實際運行模型生成單元144讀取從Ray-Trace仿真、實際運行實驗等中得到的復(fù)脈沖響應(yīng)信息以順序地更新和設(shè)置，并由選擇單元145選擇在模型生成單元142到144的任一個中生成的單信道的信道模型并輸出。
通過這種方式，參考信道模型形成單元140對于參考信道形成以幾十米的間隔變化的復(fù)脈沖響應(yīng)信息(由路徑的數(shù)目以及各路徑的延遲和復(fù)增益構(gòu)成)。另外，模型生成單元142到144的每一個都為公知的技術(shù)，在這里省略了對它們的描述。
瞬時變化初始值生成單元141使用隨機數(shù)將參考信道的各路徑的瞬時變化初始值生成為隨機值。另外，控制設(shè)備121向參考信道模型生成單元140輸入?yún)?shù)P10(指示選擇運行模型的模型類型指令、前進速度和方向、發(fā)射和接收天線的排列和方向性以及相位變化的開/關(guān)指令)。另外，控制設(shè)備121將參數(shù)P11(路徑的數(shù)目和各路徑的延遲和復(fù)增益)輸入到標準模型生成單元142。此外，控制設(shè)備121將參數(shù)P12(Ray-Trace/實際運行的實驗數(shù)據(jù))輸入到實際運行模型生成單元144。
作為參考信道模型，選擇單元145輸出參數(shù)P14(載波頻率、前進速度和方向、發(fā)射和接收天線的排列和方向性以及相位變化的開/關(guān)指令)以及參數(shù)P15(路徑劃分(在壓縮時)的數(shù)目、參考信道的路徑數(shù)目以及參考信道的各路徑延遲、短期間變化復(fù)增益、到達角和視線角)。
圖25描述了信道處理單元126-1～126-MN中的每一個的構(gòu)成。每一個信道處理單元126-1～126-MN的結(jié)構(gòu)是相同的，下面描述的是信道處理單元126-1的構(gòu)成。在信道處理單元126-1中，參數(shù)P14和P15被輸入到本身信道短期復(fù)脈沖響應(yīng)生成單元150。
本身信道短期復(fù)脈沖響應(yīng)生成單元150根據(jù)發(fā)射和接收天線的排列計算出參考信道和本身信道之間的路徑距離差，并基于該距離差計算本身信道的各路徑的短期間變化的復(fù)增益，將其作為參數(shù)P18輸出到數(shù)據(jù)插值單元151，而將本身信道的路徑數(shù)目、各路徑的延遲、到達角和視線角作為參數(shù)P20輸出到相關(guān)高斯噪聲生成單元152。
換句話說，本身信道短期復(fù)脈沖響應(yīng)生成單元150假設(shè)了被包括在短期復(fù)脈沖響應(yīng)中的各路徑的長期間變化和短期間變化的增益在安裝發(fā)射和接收天線的區(qū)域是相等的，以此，還進一步假設(shè)本身信道和參考信道具有相同數(shù)目的路徑，以及各路徑的延遲和相位的偏差程度在于從參考信道和本身信道的發(fā)射和接收點、本身信道的發(fā)射和接收天線之間的位置關(guān)系以及各路徑的輻射方向和到達方向獲得的路徑距離差，由此生成本身信道的復(fù)脈沖響應(yīng)。
更具體地說，將在后面描述的路徑形成單元190(圖30)中生成延遲，本身信道短期復(fù)脈沖響應(yīng)生成單元150生成具有對應(yīng)于相位的變化而被控制的1分量和Q分量的電平的復(fù)增益。
數(shù)據(jù)插值單元151對復(fù)脈沖響應(yīng)執(zhí)行數(shù)據(jù)插值，并進行上變頻后，將結(jié)果輸出到衰落加入單元154中的短期間變化加入單元155。利用這種方式，信道處理單元126-1設(shè)置有數(shù)據(jù)插值單元151。因此，即便是在數(shù)據(jù)插值單元151之前的處理操作慢到一定程度時，信道處理單元126-1還是能夠增加與基帶信號的采樣頻率fS對應(yīng)的細微變化。在數(shù)據(jù)插值單元153和有相關(guān)高斯噪聲生成單元152之間存在同樣的結(jié)構(gòu)關(guān)系。
有相關(guān)高斯噪聲生成單元152接收參數(shù)P14、P15和P20，并生成本身信道各路徑的有相關(guān)高斯噪聲。換句話說，在本實施方式的信道仿真器120中，分別在信道處理單元126-1到126-MN中的相關(guān)高斯噪聲生成單元152形成信道間相關(guān)或信道和路徑間相關(guān)的M×N個信道的相關(guān)瞬時變化。
有相關(guān)高斯噪聲生成單元152生成的有相關(guān)瞬時變化P16(包括各路徑的數(shù)目和各路徑的延遲以及各路徑的瞬時變化的復(fù)增益的信息)在數(shù)據(jù)插值單元153中被插值，并且輸出到有相關(guān)瞬時變化加入單元156。另外，路徑的數(shù)目和各路徑的延遲的信息被用作形成具有與下面將要描述的天線排列對應(yīng)的延遲的多徑的信息。
圖26表示相關(guān)高斯噪聲生成單元152的構(gòu)成。有相關(guān)高斯噪聲生成單元152生成具有與參考信道各路徑的到達角和視線角相對應(yīng)的頻帶的高斯噪聲作為多頻音，該多頻音具有參考信道各路徑的瞬時變化初始值的初始相位，并以多普勒濾波器和將天線排列信息作為參數(shù)的有相關(guān)濾波器特性對多頻音執(zhí)行加權(quán)，由此形成與參考信道的瞬時變化相關(guān)的有相關(guān)瞬時變化。換句話說，應(yīng)用了上面描述的笹岡方法。
更具體地說，多頻音生成單元161生成將在瞬時變化初始值生成單元160中生成的本身信道各路徑的瞬時變化初始值作為初始相位的多頻音。該多頻音被多普勒濾波器162限制于多普勒頻率fD內(nèi)的預(yù)定頻帶中，并且輸出到具有等式(12)的濾波器特性的濾波器165A。
同時，多頻音生成單元163生成具有與在瞬時變化初始值生成單元141(圖24)中生成的參考信道各路徑的瞬時變化的初始值相對應(yīng)的初始相位的多頻音。多頻音由多普勒濾波器164限制于多普勒頻率fD內(nèi)的預(yù)定頻帶，并輸出到具有等式(11)的濾波器特性的濾波器165B。
在這里，多普勒濾波器162和164具有輸入到其中的載波頻率和前進速度和方向，多普勒濾波器162和164的特性根據(jù)這些輸入被確定。另外，相關(guān)濾波器單元165具有輸入到其中的載波頻率、前進速度和方向、發(fā)射和接收天線的排列和方向性、各路徑的到達角和視線角，各個濾波器165A和165B的特性根據(jù)這些輸入被確定。
來自相關(guān)濾波器單元165的輸出在加法器166中被相加，并且輸入到相位變化開/關(guān)單元167。與來自控制設(shè)備121的相位變化開/關(guān)指令相對應(yīng)地，相位變化開/關(guān)單元167控制有相關(guān)高斯噪聲的相位變化的開/關(guān)。更具體地說，當被指示控制相位變化為開時，單元167不作任何處理就輸出來自加法器166的有相關(guān)高斯噪聲。
同時，當被指示控制相位變化為關(guān)時，單元167獲得I信道和Q信道的有相關(guān)高斯噪聲的變化值包絡(luò)振幅 并使所得到的變化值包絡(luò)振幅作為I信道和Q信道信號輸出。換句話說，形成具有相同電平的I信道和Q信道的相關(guān)高斯噪聲作為瞬時變化值，以便在隨后的有相關(guān)瞬時變化加入單元156僅增加電平變化而不增加相位變化。其原因?qū)⒃诤竺婷枋觥?br> 相位變化開/關(guān)單元167的輸出作為本身信道的瞬時變化通過延遲單元168輸出到有相關(guān)瞬時變化加入單元156。
因此，通過由為各信道設(shè)置的有相關(guān)高斯噪聲生成單元152獲得與參考信道的瞬時變化相關(guān)的有相關(guān)瞬時變化，并以此能夠從參考信道的各路徑的信息形成與該參考信道相關(guān)的M×N個信道的有相關(guān)瞬時變化。因此，與獨立地設(shè)置M×N個信道的瞬時變化的情況相比，能夠準確和容易地仿真M×N個信道的瞬時變化。
此外，這里描述了使用多頻音獲得與參考信道相關(guān)的有相關(guān)瞬時變化的情況。另外，多頻音生成單元161和163僅生成高斯白噪聲，將多普勒濾波器162和164設(shè)置為僅讓考慮路徑到達方向的頻帶通過的濾波器特性，并從而可以得到M×N個信道的有相關(guān)瞬時變化。
換句話說，不限于生成多頻音來形成與參考信道的瞬時變化相關(guān)的有相關(guān)瞬時變化，可以通過以下的步驟形成M×N個信道的有相關(guān)瞬時變化，即，通過生成參考信道和其它的一個信道的頻帶受限高斯噪聲，以有相關(guān)濾波器特性(至少具有作為參數(shù)的天線排列信息)對兩個頻帶受限高斯噪聲執(zhí)行加權(quán)加法運算，從而形成與參考信道的瞬時變化相關(guān)的有相關(guān)瞬時變化，并執(zhí)行與M×N信道的數(shù)量對應(yīng)的前述處理。
(2-2-2)使用特征值變換方法的情況參考圖27、28和29，下面描述的是在使用特征值變換方法的情況下的參考信道路徑控制單元、信道處理單元和相關(guān)高斯噪聲生成單元的構(gòu)成。
圖27描述了在使用特征值變換方法的情況下的參考信道路徑控制單元170(其對應(yīng)于圖22中的參考信道路徑控制單元127)的構(gòu)成，其具有與圖24相同的單元并以相同的附圖標號表示。作為變換矩陣計算裝置的單位特征向量計算單元171在從參考信道模型形成單元140輸出的參數(shù)P14和P15中接收發(fā)射和接收天線的排列和方向性信息，以及參考信道各路徑的到達角和視線角的信息。
單位特征向量計算單元171首先從發(fā)射和接收天線的位置關(guān)系、參考信道的信號輻射方向和到達方向以及瑞利衰落的理論相關(guān)值獲得相關(guān)矩陣(僅在獲取信道之間的相關(guān)時使用等式(1)的空間相關(guān)函數(shù)，而在獲取信道和路徑之間的相關(guān)時使用等式(2)的空間-時間相關(guān)函數(shù))。在獲得信道之間的相關(guān)矩陣時，上述矩陣具有M×N行和M×N列，而在獲得信道和路徑之間的相關(guān)矩陣時，上述矩陣具有M×N×(路徑的數(shù)目)行和M×N×(路徑的數(shù)目)列。
如第(1-3-1)中所描述的那樣，單位特征向量計算單元171在等式(3)、(4)和(5)的基礎(chǔ)上計算單位特征向量(實際上，其是單位特征向量的共軛復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)置)。然后，將該特征向量作為變換矩陣輸出到有相關(guān)高斯噪聲生成單元173以從不相關(guān)的信號向量中計算相互相關(guān)的信號向量。實際上，單位特征向量計算單元171生成各信道的各路徑瞬時變化初始值以及單位特征向量，并且將這些值作為參數(shù)P30輸出到如圖28所示的信道處理單元172中的有相關(guān)高斯噪聲生成單元173。
除了有相關(guān)高斯噪聲生成單元173具有不同的構(gòu)成以外，圖28中的信道處理單元172與圖25中的構(gòu)成相同，這里將只描述有相關(guān)高斯噪聲生成單元173的構(gòu)成。圖29表示有相關(guān)高斯噪聲生成單元173的構(gòu)成。
有相關(guān)高斯噪聲生成單元173在多普勒濾波器180中生成各信道和各路徑之間相互獨立的M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化。更具體地，信道1-1的各路徑的瞬時變化的初始值被輸入到頻帶受限的高斯白噪聲生成單元(LWGN)181-1。信道1-2的各路徑的瞬時變化的初始值被輸入到頻帶受限的高斯白噪聲生成單元181-2，隨后重復(fù)相似的處理。最后，信道M-N的各路徑的瞬時變化的初始值被輸入到頻帶受限的高斯白噪聲生成單元181-MN，從而使頻帶受限的高斯白噪聲生成單元181-1到181-MN生成相互獨立的頻帶受限的高斯白噪聲。相互獨立的頻帶受限的高斯白噪聲被多普勒濾波器181-1到181-MN分別限制于多普勒頻率fD內(nèi)的頻帶，然后輸出到加權(quán)加法單元183。
作為矩陣運算裝置的加權(quán)加法單元183使用本身信道的特征向量對在多普勒濾波器180中得到的各信道之間以及各路徑之間相互獨立的M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化執(zhí)行矩陣運算處理，從而獲得在路徑之間相互相關(guān)的有相關(guān)瞬時變化。另外，有相關(guān)瞬時變化也具有信道之間的相關(guān)。
從加權(quán)加法單元183輸出的有相關(guān)瞬時變化通過相位開/關(guān)單元184輸出到有相關(guān)瞬時變化加入單元156(圖28)作為本身信道各路徑的瞬時變化。
因此，生成了各信道之間以及各路徑之間相互獨立的M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化。從輸入數(shù)據(jù)或?qū)嶒灁?shù)據(jù)、以及天線的位置關(guān)系獲得的各路徑的傳播路徑距離差以及瑞利衰落的理論空間-時間相關(guān)值獲得相關(guān)矩陣(M×N×(路徑的數(shù)目))×(M×N×(路徑的數(shù)目))。在相關(guān)矩陣的基礎(chǔ)上獲得變換矩陣，以從相互無關(guān)的信號向量計算相互相關(guān)的信號向量。使用所述變換矩陣對M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化進行矩陣運算處理，從而獲得在路徑之間相互相關(guān)的M×N×(路徑的數(shù)目)個有相關(guān)瞬時變化。因此，可以獲得在各信道和各路徑之間相互相關(guān)的有相關(guān)瞬時變化，從而有可能準確和容易地對具有多徑的M×N個信道執(zhí)行信道仿真。
類似地，生成在各信道之間相互獨立的M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化。從輸入數(shù)據(jù)或?qū)嶒灁?shù)據(jù)、從天線的位置關(guān)系獲得的各路徑的傳播路徑距離差以及瑞利衰落的理論空間相關(guān)值獲得相關(guān)矩陣(M×N×M×N)。在該相關(guān)矩陣的基礎(chǔ)上獲得變換矩陣，以從相互不相關(guān)的信號向量中計算出相互相關(guān)的信號向量。使用變換矩陣對所述多個瞬時變化進行與路徑的數(shù)目對應(yīng)的次數(shù)的矩陣運算處理，從而獲得在信道之間相互相關(guān)的M×N個信道的有相關(guān)瞬時變化。通過這種方式，不僅僅是參考信道和每個信道之間的相關(guān)，還能夠形成在所有信道之間具有相關(guān)的M×N個信道的有相關(guān)瞬時變化。因此，能夠形成與在實際M×N個信道發(fā)射中發(fā)生的瞬時變化近似的瞬時變化。
另外，盡管在這里描述了使用特征值變換的方法來形成有相關(guān)瞬時變化的情況，但是可以用相似的構(gòu)成，采用上述喬列斯基因式分解的方法來形成有相關(guān)瞬時變化。
簡單說明的話，不是在圖27中的單位特征向量計算單元171計算特征向量，而是如(1-3-2)中描述的那樣，在等式(6)和(7)的基礎(chǔ)上，對路徑相關(guān)矩陣執(zhí)行喬列斯基因式分解以獲得下三角矩陣，并計算該矩陣的共軛復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)置矩陣。然后將結(jié)果輸出到信道處理單元172中的相關(guān)高斯噪聲生成單元173。
在有相關(guān)高斯噪聲生成單元173中，通過喬列斯基因式分解獲得的變換矩陣被輸入到作為矩陣運算裝置的加權(quán)加法單元183，使用該變換矩陣來進行加權(quán)加法，并以此獲得有相關(guān)瞬時變化。通過這種方式，加權(quán)加法單元183使用在其中具有一半元素是零的變換矩陣來執(zhí)行運算，從而能夠以較小的計算量獲得相關(guān)的瞬時變化。
(2-3)衰落加入單元的構(gòu)成圖30表示在信道處理單元126-1到126-MN的每一個中設(shè)置的衰落加入單元的構(gòu)成。衰落加入單元154在由移位寄存器191和選擇器192組成的路徑形成單元190中接收從開關(guān)125(圖22)輸出的數(shù)字基帶信號，并使用路徑形成單元190形成各路徑的信號。更具體地說，移位寄存器191按照將路徑的最大延遲時間除以模擬BB處理單元42(圖21)的采樣周期而獲得的時間對輸入的數(shù)字基帶信號進行移位。
選擇器192在從移位寄存器191的移位級輸出的各自信號中選擇與路徑數(shù)目相對應(yīng)的信號并輸出。此時，路徑形成單元190接收來自控制設(shè)備121的指示路徑的數(shù)目以及表示在各信道的信號中與發(fā)射和接收天線的排列相對應(yīng)的延遲時間的參數(shù)P11并作為其輸入。移位寄存器191和選擇器192基于該參數(shù)P11運行。利用這種方式，路徑形成單元190中的選擇器192將被加入與發(fā)射和接收天線的排列相對應(yīng)的本身信道的路徑延遲的各路徑信號輸出。
與各路徑對應(yīng)的信號被分別輸出到有相關(guān)瞬時變化加入單元156中的各個復(fù)數(shù)乘法器A1到Ak。另外，由數(shù)據(jù)插值單元153輸出的有相關(guān)高斯噪聲P17被提供給復(fù)數(shù)乘法器A1到Ak的每一個。通過這種方式，復(fù)數(shù)乘法器A1到Ak中每一個輸出加入了有相關(guān)瞬時變化的各路徑信號。
加入了有相關(guān)瞬時變化的各路徑信號被分別輸出到形成短期間變化加入單元155的多個復(fù)數(shù)乘法器B1到Bk。從數(shù)據(jù)插值單元151輸出的各路徑的短期間變化復(fù)增益P19被提供給復(fù)數(shù)乘法器B1到Bk中的每一個。因此，短期間變化加入單元155輸出與復(fù)脈沖響應(yīng)進行卷積后的各路徑信號。所有的各路徑信號在加法器C1，C2，……中相加，從而形成在反映信道變化的多徑信號。
多徑信號被提供給加法器C3。將在高斯白噪聲生成單元(WGN)21中生成并在放大器22中被放大到由控制設(shè)備30指定的噪聲電平S4的高斯白噪聲提供到加法器C3。因此，加法器C3向多徑信號中加入接收器噪聲。
衰落加入單元154進一步具有自動增益控制單元193。在自動增益控制單元193中，AGC控制單元195接收來自控制設(shè)備121的目標電平，并以此將目標電平和放大器194的輸出信號之間的差異值設(shè)置為放大器194的放大值。因此，自動增益控制單元193執(zhí)行簡化的數(shù)字增益控制處理，并能使多徑信號成為具有目標電平的恒定信號。
之所以需要在多徑信號上執(zhí)行增益控制的原因是因為由加法器C1進行加法而生成的多徑信號是通過對獨立地加入有電平變化的各個路徑信號相加而獲得的，因此能夠假設(shè)在數(shù)字基帶信號本身發(fā)生電平變化。由于上述原因，增益控制單元193執(zhí)行簡化的數(shù)字增益控制處理，以使得多徑信號的電平保持恒定，從而即便是在射頻電路53(圖21)沒有完成且AGC處理不能實施時能夠防止在被開發(fā)裝置的接收系統(tǒng)50中的AD轉(zhuǎn)換中丟失比特。因此，可以基于數(shù)字BB處理單元41的數(shù)字基帶信號很好地評價多徑信道上的信道特性。
另外，在本實施方式的信道仿真器120中，數(shù)字基帶信號從發(fā)射系統(tǒng)的數(shù)字BB處理單元41被輸入，在該信號中加入傳輸路徑變化后，所得到的信號被輸出到接收系統(tǒng)50的數(shù)字BB處理單元51。在對數(shù)字BB處理單元41和51的傳播特性進行評價時，相位變化開/關(guān)單元167(圖26)和184(圖29)被控制為關(guān)，具有相同電平的I信道和Q信道的有相關(guān)瞬時變化被輸入到有相關(guān)瞬時變化加入單元156。這沒有在圖中進行表示，但是與提供給短期間變化加入單元153的短期間變化相同。
通過這種方式，即使沒有在射頻電路53中的AFC，也可以單獨地對數(shù)字BB處理單元41和51的性能進行評價。另外，在射頻電路43和53連接的情況下，因為射頻電路53具有的AGC和AFC功能起作用，所以復(fù)數(shù)乘法器A1到Ak和B1到Bk的每一個可對短期間變化的復(fù)增益進行相乘，使得包絡(luò)振幅在I信道和Q信道之間不同以對數(shù)字基帶信號提供相位變化號。
(2-4)發(fā)射模擬調(diào)節(jié)單元和接收模擬調(diào)節(jié)單元的構(gòu)成下面描述的是發(fā)射模擬調(diào)節(jié)單元124和接收模擬調(diào)節(jié)單元129的構(gòu)成。發(fā)射模擬調(diào)節(jié)單元124和接收模擬調(diào)節(jié)單元129是用來仿真由于與M×N個信道中的每一個信道相對應(yīng)的模擬電路的性能偏差而導(dǎo)致的各信道的信號偏差。
換句話說，注意到這樣的事實作為仿真對象的被開發(fā)裝置40和50在發(fā)射端具有M個模擬電路而在接收端具有N個模擬電路，M×N個模擬電路之間的偏差也會影響信道中的信號，發(fā)射模擬調(diào)節(jié)單元124和接收模擬調(diào)節(jié)單元129仿真該信道之間的波動，以適當加入到數(shù)字基帶信號中。因此，有可能在M×N信道發(fā)射中更接近于真實變化地仿真?zhèn)鞑プ兓?br> 因此，在信道仿真器120中，即使發(fā)射系統(tǒng)40的射頻電路43和接收系統(tǒng)50的射頻電路53還沒有完成，也可以將假設(shè)發(fā)生在射頻電路43和53中的信號惡化加入到數(shù)字基帶信號中，以評價數(shù)字BB處理單元41和51的特性。
因此，就能夠評價包括數(shù)字BB處理單元41和51與射頻電路43和53之間的適配性在內(nèi)的數(shù)字BB處理單元41和51的信道特性。此外，可以預(yù)先測量數(shù)字BB處理單元41和51的性能在后續(xù)開發(fā)出的射頻電路43和53中能夠承受的信號惡化的程度。
發(fā)射模擬調(diào)節(jié)單元124和接收模擬調(diào)節(jié)單元129的構(gòu)成將在下面進行詳細描述。如圖31所示，在發(fā)射模擬調(diào)節(jié)單元124中，來自開關(guān)125(圖22)的基帶信號被輸入到非平衡增益生成單元210。非平衡增益生成單元210獨立地對數(shù)字基帶信號的I信道信號和Q信道信號進行放大，從而產(chǎn)生增益差。DC偏移加入單元211使I信道信號和Q信道信號的每一個增加或減小恒定值，從而加入DC偏移。
頻偏-相偏加入單元212向I信道信號和Q信道信號加入在射頻電路43和模擬電路123(圖22)中假定發(fā)生的頻率偏移和相位偏移。實際上，頻偏-相偏加入單元212是由復(fù)數(shù)乘法器構(gòu)成，該復(fù)數(shù)乘法器將各信道信號分別與對應(yīng)于瞬時相位θ1或θ2的變化量cosθ1或sinθ2相乘。
換言之，I信道信號與變化量cosθ1相乘，而Q信道信號與變化量sinθ2相乘。這里，當瞬時相位θ1和θ2為恒定時，表示僅加入相位偏移，而當瞬時相位θ1和θ2隨時間變化時，表示既加入相位偏移又加入頻率偏移。
在獲得瞬時相位θ1和θ2的過程中，發(fā)射模擬調(diào)節(jié)單元124在相位增量計算單元215中從頻率偏移設(shè)定值S20E中計算出每個采樣的相位旋轉(zhuǎn)量并輸出到mod 2π計算電路217和219。此時，為了在I信道信號和Q信道信號之間加入正交性的惡化情況，加法器218在Q信道信號的相位旋轉(zhuǎn)量中加入正交性惡化量S20F。
上一采樣的相位被輸入到加法器216。上一采樣的相位通過由Z-1計算電路222進行基于初始相位(即相位偏移量)S20D和上一采樣的相位的計算來算出。加法器216將在相位增量計算電路215中計算出的對應(yīng)于一個采樣的相位旋轉(zhuǎn)量加入到上一采樣的相位中，從而得到當前采樣的相位旋轉(zhuǎn)量。
因此，通過加法器216、mod 2π計算電路217和Z-1計算電路222的重復(fù)循環(huán)操作，對于每個采樣都會計算出具有相位偏移和頻率偏移的I信道的瞬時相位θ1，并且通過在I信道的瞬時相位θ1中加入正交性惡化量來計算Q信道的瞬時相位θ2。
隨后，頻偏-相偏加入單元212分別在數(shù)字基帶信號的I信道和Q信道中加入變化量cosθ1和sinθ2，從而加入假設(shè)在發(fā)射系統(tǒng)40的射頻電路43和模擬電路123中發(fā)生的數(shù)字基帶信號的各信道的頻率偏移和相位偏移。延遲調(diào)節(jié)單元213加入假設(shè)在射頻電路43和模擬電路中發(fā)生的電路延遲量。
虛擬功率放大器(PA)單元214用于仿真假設(shè)發(fā)生于射頻電路43的放大單元中的非線性失真，并且例如具有如圖32所示的構(gòu)成。虛擬PA單元214在包絡(luò)振幅計算單元230中計算 從而計算數(shù)字基帶信號的包絡(luò)振幅X，并輸出到平均電路231和失真計算單元232中。
平均電路231在與控制設(shè)備121設(shè)定的遺忘因子(即，電平計算時間常數(shù))S20H相對應(yīng)的時間內(nèi)對包絡(luò)振幅進行平均，并將所得的平均值Pave輸出到飽和電平計算電路233。假設(shè)包絡(luò)振幅的平均值為Pave，并且控制設(shè)備121中設(shè)定的功率放大器的補償為IBO，則飽和電平計算電路233通過下式得到飽和電平Asat。
Asat=Pave×10-IBO20---(13)]]>利用在包絡(luò)振幅計算電路230中得到的包絡(luò)振幅值X以及在飽和電平計算電路233中得到的飽和電平Asat，失真計算單元232通過下式計算放大器234的控制值。
這樣，虛擬功率放大(PA)單元214就能夠模擬地在數(shù)字基帶信號中加入假設(shè)在射頻電路43的放大單元出現(xiàn)的非線性失真。
接收模擬調(diào)節(jié)單元129的配置如圖33所示。在接收模擬調(diào)節(jié)單元129中，從選擇組合單元128(圖22)輸出的數(shù)字基帶信號被輸入到頻偏-相偏加入單元251。
頻偏-相偏加入單元251執(zhí)行與發(fā)射模擬調(diào)節(jié)單元124中的頻偏-相偏加入單元212相同的操作。也就是說，將假設(shè)發(fā)生在接收電路50的射頻電路53和模擬電路131(圖22)中的頻率偏移和相位偏移加入到I信道和Q信道中。實際上，頻偏-相偏加入單元212由復(fù)數(shù)乘法器構(gòu)成，該復(fù)數(shù)乘法器將各信道的信號與分別對應(yīng)于瞬時相位θ1’或θ2’的變化量cosθ1’或sinθ2’相乘。即，I信道信號與變化量cosθ1’相乘，而Q信道信號與變化量sinθ2’相乘。
在獲取瞬時相位θ1’和θ2’時，接收模擬調(diào)節(jié)單元129在相位增量計算單元252中從頻率偏移設(shè)定值S22B計算出每個采樣的相位旋轉(zhuǎn)量，并將其輸出到mod 2π計算電路254和256。此時，為了在I信道信號和Q信道信號之間加入正交性的惡化，加法器255在Q信道信號的相位旋轉(zhuǎn)量中加入正交性惡化量S22C。
上一采樣的相位被輸入到加法器253。上一采樣的相位通過基于初始相位(即相位偏移量)S22A和上一采樣的相位進行計算的Z-1計算電路259計算出。加法器253將在相位增量計算電路252中計算出的對應(yīng)于一個采樣的相位旋轉(zhuǎn)量加入到上一采樣的相位中，從而得到當前采樣的相位旋轉(zhuǎn)量。
隨后，頻偏-相偏加入單元251將變化量cosθ1’和sinθ2’分別加入數(shù)字基帶信號的I信道和Q信道中，從而加入假設(shè)在接收系統(tǒng)50中的射頻電路53和模擬電路131中發(fā)生的數(shù)字基帶信號的各信道的頻率偏移和相位偏移。
增益非平衡發(fā)生單元261分別獨立地將數(shù)字基帶信號的I信道信號和Q信道信號放大，從而生成增益差異。DC偏移加入單元262將I信道信號和Q信道信號增加或減少一個恒定值，從而加入了DC偏移。延遲調(diào)節(jié)單元263加入假設(shè)在射頻電路53和模擬電路131中發(fā)生的電路延遲量。
通過控制設(shè)備121，用戶能夠隨意地選擇發(fā)射模擬調(diào)節(jié)單元124以及接收模擬調(diào)節(jié)單元129的各個設(shè)定值S20(從S20A到S20I)和S22(從S22A到S22H)。
因此，在發(fā)射系統(tǒng)40的射頻電路43和接收系統(tǒng)50的射頻電路53被開發(fā)完成前，即，在僅有數(shù)字BB處理單元41和51被完成時，能夠仿真假設(shè)在射頻電路43和53以及模擬電路123和131中發(fā)生的增益不平衡、DC偏移、頻率偏移、相位偏移、電路延遲，以及在放大中出現(xiàn)的非線性失真等。因此，在將正在開發(fā)的數(shù)字BB處理單元41和51以及具有各種特性的射頻電路43和53組合時，就能夠評價數(shù)字BB處理單元41和51的特性。
(3)實施方式的效果因此，按照前述的構(gòu)造，通過提供開關(guān)125、信道處理單元126-1～126-MN以及選擇組合單元128，可以仿真實際發(fā)生在多天線設(shè)備中的信道變化，從而能夠準確和容易地在多天線設(shè)備中仿真信道特性。其中，開關(guān)125生成在發(fā)射系統(tǒng)40中得到的M個信號的每一個的N個副本，從而形成M×N個信道信號；信道處理單元126-1到126-MN分別將與發(fā)射和接收天線的排列相對應(yīng)的有相關(guān)瞬時變化和短期間變化加入到M×N個信道信號中；選擇組合單元128重復(fù)地在加入有信道變化的M×N個信號中有選擇地組合M個信號以形成N個信號。
本發(fā)明并不局限于前述的實施方式，而是能夠以其各種修改方式來進行實施。
按照本發(fā)明的一種形態(tài)的信道仿真方法包括信道變化形成步驟，使用發(fā)射和接收天線的排列的信息形成M×N個信道的傳輸路徑的每一中的信道變化；以及信道變化加入步驟，將與M×N個信道相對應(yīng)的信道變化加入M×N個信道的各自信號中。
按照這一方法，基于發(fā)射和接收天線的排列信息形成所有M×N個信道的信道變化，從而能夠準確和容易地形成在由多天線設(shè)備形成的M×N個信道的傳輸路徑中形成信道變化。另外，在運行的實驗中收集信道數(shù)據(jù)以進行再現(xiàn)的情況下，對應(yīng)于單信道的數(shù)據(jù)由具有一個發(fā)射天線和一個接收天線的數(shù)據(jù)收集設(shè)備來收集。而且，使用該數(shù)據(jù)作為參考信道，可準確和容易地從參考信道和被開發(fā)裝置的發(fā)射和接收天線的相關(guān)排列中形成M×N個信道傳輸路徑中的信道變化。因此，可以大量節(jié)約用于數(shù)據(jù)存儲的存儲器，從而顯著地降低運行實驗的次數(shù)，從而能夠提高開發(fā)的效率。
在本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真方法中，在信道變化形成步驟中，使用發(fā)射和接收天線的排列信息獲得由于所述天線的排列而引起的各個信道的延遲和相位變化，并且形成該延遲和相位在各信道傳輸路徑之間變化不同的信道變化。
按照這一方法，通過只改變由天線的排列引起的每一個信道上的延遲和相位變化，來形成M×N個信道的信道變化，從而能夠容易地形成M×N個信道的信道變化。
在本發(fā)明的另一個方面的信道仿真方法中，在信道變化形成步驟中，在形成關(guān)于各個信道傳輸路徑的短期間變化以作為信道變化時，通過下面步驟形成對應(yīng)于M×N個信道的短期間變化，即，使用在各信道中的發(fā)射和接收天線之間的位置關(guān)系的信息、以及各路徑的輻射方向和到達方向的信息，獲得預(yù)先設(shè)置或準備的參考信道的各路徑與各信道的各路徑之間的路徑距離差，并為各信道的各路徑的信號生成短期間變化，從而使得通過所述路徑距離差產(chǎn)生相對于所述參考信道的各路徑的短期間變化的相位差。
按照這一方法，因為發(fā)射天線之間的距離以及接收天線之間的距離與短期間變化周期相比足夠小，所以通過將各信道中的路徑數(shù)目和路徑中的增益看作相等，來形成短期間變化，以使得通過路徑距離差產(chǎn)生相對于參考信道的各路徑的短期間變化的相位差，從而能夠從參考信道的信道模型中形成所有M×N個信道的短期間變化。因此，僅預(yù)先準備參考信道的信道模型就能夠容易和準確地形成M×N信道傳輸路徑的短期間變化。
在本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真方法中，在信道變化形成步驟中，在形成各個信道傳輸路徑的瞬時變化以作為信道變化時，通過對以下的處理重復(fù)進行對應(yīng)于M×N個信道個數(shù)的次數(shù)，來形成對應(yīng)于M×N個信道的有相關(guān)瞬時變化，所述處理包括分別生成對應(yīng)于參考信道和其它的一個信道的頻帶受限的高斯噪聲，使用至少將天線的排列信息作為參數(shù)的有相關(guān)濾波器特性對該兩個頻帶受限的高斯噪聲進行加權(quán)加法運算來形成與參考信道上的瞬時變化相關(guān)的有相關(guān)瞬時變化。
按照這一方法，能夠從參考信道的各路徑的信息中形成與該參考信道相關(guān)的M×N個信道的有相關(guān)瞬時變化。因此，與獨立地設(shè)定M×N個信道的瞬時變化相比，能夠準確和容易地形成M×N個信道的瞬時變化。換言之，這一方法對由笹岡提出的作為生成兩個信道的有相關(guān)瞬時變化的現(xiàn)有方法進行了擴展，以生成M×N個信道的有相關(guān)瞬時變化。
在本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真方法中，信道變化形成步驟包括下列步驟生成在各信道之間相互獨立的M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化；從輸入數(shù)據(jù)或?qū)嶒灁?shù)據(jù)、以及天線的位置關(guān)系獲得的各路徑的傳播路徑距離差以及瑞利衰落的理論空間-時間相關(guān)值獲得相關(guān)矩陣(MN×MN)；在所述相關(guān)矩陣的基礎(chǔ)上獲得變換矩陣，以從相互不相關(guān)的信號向量中計算出相互相關(guān)的信號向量；以及通過使用所述變換矩陣對所述各信道對應(yīng)的路徑的各瞬時變化重復(fù)執(zhí)行與所述路徑數(shù)目相應(yīng)次數(shù)的矩陣運算處理，從而獲得信道之間相互相關(guān)的M×N×(路徑的數(shù)目)個有相關(guān)瞬時變化。
按照這一方法，不僅是參考信道和各信道之間的相關(guān)，還能夠形成所有信道之間相互相關(guān)的M×N×(路徑的數(shù)目)個有相關(guān)瞬時變化。因此，能夠形成更接近于發(fā)生在實際的M×N個信道傳輸路徑中的瞬時變化的瞬時變化。
在本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真方法中，信道變化形成步驟包括下列步驟生成在各信道之間和各路徑之間相互獨立的M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化；從輸入數(shù)據(jù)或?qū)嶒灁?shù)據(jù)、從天線的位置關(guān)系獲得的各路徑的傳播路徑距離差以及瑞利衰落的理論空間-時間相關(guān)值獲得相關(guān)矩陣(M×N×(路徑的數(shù)目))×(M×N×(路徑的數(shù)目))；在所述相關(guān)矩陣的基礎(chǔ)上獲得變換矩陣，以從相互不相關(guān)的信號向量中計算出相互相關(guān)的信號向量；以及通過使用所述變換矩陣對所述M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化執(zhí)行矩陣運算處理，從而獲得信道之間相互相關(guān)的M×N×(路徑的數(shù)目)個有相關(guān)瞬時變化。
按照這一方法，獲得了在各信道之間和各路徑之間相關(guān)的有相關(guān)瞬時變化，從而能夠準確和容易地進行M×N信道且存在多徑的傳輸路徑的仿真。
在本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真方法中，在獲得變換矩陣的步驟中，通過特征值變換得到所述變換矩陣。
按照這一方法，在從相互獨立的瞬時變化中獲得有相關(guān)瞬時變化時，能夠使用具有少量元素的矩陣(特征值)而不是使用具有(M×N)2或(M×N×(路徑的數(shù)目))2個元素的矩陣，從而能夠以少量的計算獲得相關(guān)瞬時變化。
在本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真方法中，在獲得變換矩陣的步驟中，通過喬列斯基因式分解獲得所述變換矩陣。
按照這一方法，在從相互獨立的瞬時變化獲得有相關(guān)瞬時變化時，使用通過喬列斯基因式分解得到的下三角矩陣，而不是使用具有(M×N)2或(M×N×(路徑的數(shù)目))2個元素的矩陣，從而能夠以少量的計算得到有相關(guān)瞬時變化。
本發(fā)明的一種形態(tài)的信道仿真器是用于仿真使用M×N信道傳輸系統(tǒng)的無線設(shè)備的信道特性的信道仿真器，所述M×N信道傳輸系統(tǒng)使用M個發(fā)射天線和N個接收天線，所述信道仿真器具有輸入單元，輸入由所述無線設(shè)備的發(fā)射系統(tǒng)獲得的M個信號；信號復(fù)制單元，為所述M個信號的每一個都生成N個副本，從而形成M×N個信道信號；信道處理單元，向所述M×N個信道信號的每一個加入對應(yīng)于發(fā)射和接收天線的排列的信道變化；以及組合單元，重復(fù)地在加入有信道變化的M×N個信道信號中有選擇地組合M個信道信號以形成N個信號。
按照這一構(gòu)成，能夠仿真實際發(fā)生在多天線設(shè)備中的信道變化，因此能夠準確和容易地仿真多天線設(shè)備中的信道特性。
在本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真器中，信道處理單元具有路徑形成單元，為每一個信道的信號形成具有與發(fā)射和接收天線的排列對應(yīng)的延遲的各路徑的信號；短期復(fù)脈沖響應(yīng)生成單元，形成加入到每一個信道的各路徑的短期間變化的復(fù)增益；以及短期間變化加入單元，向每一個信道的各路徑的信號中加入短期間變化，其中，短期間復(fù)脈沖響應(yīng)生成單元使用在每一個信道中的發(fā)射和接收天線之間的位置關(guān)系的信息以及各路徑中的輻射方向和到達方向的信息，獲得參考信道的各路徑和每一個信道的各路徑之間的路徑距離差，并為在路徑形成單元中形成的每一個信道的各路徑的信號生成短期間變化，從而通過前述路徑距離差，生成與預(yù)先設(shè)置或準備的參考信道的各路徑的短期間變化相應(yīng)的相位差。
按照這一構(gòu)成，能夠從參考信道的信道模型中形成所有M×N個信道的短期間變化，從而僅預(yù)先準備參考信道的信道模型就能容易和準確地形成M×N個信道傳輸路徑的短期間變化。
本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真器采用這樣的構(gòu)成該信道處理單元具有路徑形成單元，為每一個信道的信號形成具有與發(fā)射和接收天線排列相應(yīng)的延遲的各路徑信號；有相關(guān)高斯噪聲生成單元，生成加入到每一個信道的各路徑中的有相關(guān)瞬時變化，以及和有相關(guān)瞬時變化加入單元，向每一個信道的各路徑的信號加入有相關(guān)瞬時變化。
按照這一構(gòu)成，與獨立地設(shè)定M×N信道瞬時變化的情況相比，能夠很好地仿真假定實際發(fā)生在多天線設(shè)備中的M×N個信道的瞬時變化，以加入到被提供有與發(fā)射和接收天線的排列相對應(yīng)的延遲的各路徑的信號中。
本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真器采用這樣的構(gòu)成有相關(guān)高斯噪聲生成單元通過對以下的處理重復(fù)進行與M×N個信道的個數(shù)相應(yīng)的次數(shù)，形成對應(yīng)于M×N個信道的有相關(guān)瞬時變化，該處理包括分別生成對應(yīng)于參考信道和其它的一個信道的頻帶受限的高斯噪聲，使用至少將天線的排列信息作為參數(shù)的有相關(guān)濾波器特性對該兩個頻帶受限的高斯噪聲進行加權(quán)加法運算來形成與參考信道上的瞬時變化相關(guān)的有相關(guān)瞬時變化。
按照這一構(gòu)成，能夠從參考信道的各路徑信息中形成與參考信道相關(guān)的M×N信道的有相關(guān)瞬時變化。因此，與獨立地設(shè)定M×N信道的瞬時變化的情況相比，能夠準確和容易地形成M×N信道的瞬時變化。換句話說，這一方法是對由笹岡提出的作為生成兩信道的有相關(guān)瞬時變化的傳統(tǒng)方法的擴展，以生成M×N信道的有相關(guān)瞬時變化。
本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真器采用進一步具有變換矩陣計算單元，從輸入數(shù)據(jù)或?qū)嶒灁?shù)據(jù)、從天線的位置關(guān)系獲得的各路徑的傳播距離差和瑞利衰落的理論空間相關(guān)值中計算出相關(guān)矩陣，然后，基于所述相關(guān)矩陣獲得變換矩陣，以從相互不相關(guān)的信號向量中計算相互相關(guān)的信號向量，其中，有相關(guān)高斯噪聲生成單元具有瞬時變化生成單元，生成在各信道之間相互獨立的M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化；以及矩陣運算單元，使用所述變換矩陣對所述多個瞬時變化重復(fù)進行對應(yīng)于所述路徑數(shù)目的次數(shù)的矩陣運算處理，生成在信道之間相關(guān)的M×N×(路徑的數(shù)目)個有相關(guān)瞬時變化。
按照這一構(gòu)成，不僅是參考信道和每個信道之間的相關(guān)，還能夠形成在所有信道之間相關(guān)的M×N×(路徑的數(shù)目)個有相關(guān)瞬時變化。因此，能夠形成接近于發(fā)生在實際的M×N信道的傳輸路徑中的瞬時變化的瞬時變化。
本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真器采用進一步設(shè)置有變換矩陣計算單元的構(gòu)成，從輸入數(shù)據(jù)或?qū)嶒灁?shù)據(jù)、從天線的位置關(guān)系獲得的各路徑的傳播距離差和瑞利衰落的理論空間相關(guān)值中計算出相關(guān)矩陣，然后，基于所述相關(guān)矩陣獲得變換矩陣，以從相互不相關(guān)的信號向量中計算相互相關(guān)的信號向量，其中，所述有相關(guān)高斯噪聲生成單元具有瞬時變化生成單元，生成在各信道之間和各路徑之間相互獨立的M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化；以及矩陣運算單元，使用所述變換矩陣對所述多個瞬時變化進行矩陣運算處理，生成在路徑之間相關(guān)的M×N×(路徑的數(shù)目)個有相關(guān)瞬時變化。
按照這一構(gòu)成，能夠獲得各信道之間和各路徑之間相關(guān)的有相關(guān)瞬時變化，從而可能準確和容易地進行M×N信道且存在多徑的傳輸路徑特性的仿真。
本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真器采用在其中變換矩陣計算單元通過特征值變換獲得變換矩陣的構(gòu)成。
按照這一構(gòu)成，在矩陣運算單元從相互獨立的瞬時變化獲得有相關(guān)瞬時變化時，能夠使用具有少量元素的矩陣(特征值)而不是使用具有(M×N)2或(M×N×(路徑的數(shù)目))2個元素的矩陣，因此，能夠減少矩陣運算單元中的計算量。
本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真器采用在其中變換矩陣計算單元通過喬列斯基因式分解獲得變換矩陣的構(gòu)成。
按照這一構(gòu)成，在矩陣運算單元從相互獨立的瞬時變化獲得有相關(guān)瞬時變化時，使用通過喬列斯基因式分解得到的下三角矩陣，而不是使用具有(M×N)2或(M×N×(路徑的數(shù)目))2個元素的矩陣，因此，可降低矩陣運算單元中的計算量。
本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真器采用進一步具有模擬調(diào)節(jié)單元的構(gòu)成，模擬調(diào)節(jié)單元由數(shù)字電路構(gòu)成，且仿真由對應(yīng)于每一個所述M×N個信道的各信道的模擬電路的性能偏差而引起的各個信道中的信號偏差。
按照這一構(gòu)成，是注意到這樣的事實作為仿真對象的多天線設(shè)備在發(fā)射端具有M個模擬電路，在接收端具有N個模擬電路，M×N個模擬電路之間的偏差影響信道中的信號，模擬調(diào)節(jié)單元仿真信道之間的偏差以適當加入到數(shù)字基帶信號中。因此，能夠仿真在M×N信道的傳輸路徑中更接近真實變化的信道變化。
本發(fā)明的另一種形態(tài)的信道仿真器進一步采用了這樣一種構(gòu)成，其具有輸入接口，輸入無線設(shè)備的發(fā)射系統(tǒng)的數(shù)字基帶處理單元的輸出信號；增益控制單元，執(zhí)行增益控制以使得通過對加入有所述信道變化的各路徑信號進行相加而得到的多徑信號的信號電平幾乎恒定；以及輸出接口，向無線設(shè)備的接收系統(tǒng)的數(shù)字基帶處理單元輸出受到增益控制的數(shù)字基帶信號，其中，所述信道處理單元加入具有相等的I分量和Q分量的信道變化分量。
按照這一構(gòu)成，從輸入單元直接輸入數(shù)字基帶信號，在增益控制單元中對加入有信道變化的多徑信號進行電平校正，以使得在接收系統(tǒng)的AD轉(zhuǎn)換中不會損失比特，多徑信號進一步加入有具有相等的I分量和Q分量的信道變化分量。因此，即使在被開發(fā)裝置的接收系統(tǒng)的射頻電路不存在時，也能夠測量AFC和AGC在幾乎理想的操作情況下時的各路徑的特性。因此，不需要AGC電路和AFC電路而僅通過數(shù)字基帶信號就能夠評價數(shù)字基帶處理單元的性能。因此，不需要射頻電路也能評價數(shù)字基帶處理單元的性能，從而提高了開發(fā)效率。
如上所述，按照本發(fā)明，使用接收天線的排列信息形成在M×N信道的傳輸路徑的每一個中的信道變化，與M×N信道對應(yīng)的信道變化被加入到M×N信道的各自信號中。因此，所有M×N個信道的傳輸路徑的信道變化可從發(fā)射和接收天線的排列信息中形成，因此能夠準確和容易地形成由多天線設(shè)備形成的M×N信道的傳輸路徑中的信道變化。
本申請基于中請?zhí)枮?002-372960、申請日為2002年12月24目的日本專利申請，其全部的內(nèi)容被并入本文作為參考。
工業(yè)實用性本發(fā)明適合在例如移動電話、移動電話的基站以及無線LAN(局域網(wǎng))的MT(移動終端)和AP(接入點)的開發(fā)中使用。
權(quán)利要求
1.一種用于仿真由M個發(fā)射天線和N個接收天線形成的M×N個信道傳輸路徑的信道仿真方法，所述方法包括信道變化形成步驟，使用發(fā)射和接收天線的排列的信息形成M×N個信道的傳輸路徑的每一個中的信道變化；以及信道變化加入步驟，將與所述M×N個信道相對應(yīng)的信道變化加入M×N個信道的各自信號中。
2.如權(quán)利要求1所述的信道仿真方法，其中，在所述信道變化形成步驟中，使用所述發(fā)射和接收天線的排列信息獲得由于所述天線的排列而引起的各個信道的延遲和相位變化，并且形成該延遲和相位變化在各信道傳輸路徑之間不同的信道變化。
3.如權(quán)利要求2所述的信道仿真方法，其中，在所述信道變化形成步驟中，在形成關(guān)于各個信道傳輸路徑的短期間變化以作為所述信道變化時，通過下面步驟形成對應(yīng)于所述M×N個信道的短期間變化，即，使用在各信道中的發(fā)射和接收天線之間的位置關(guān)系的信息、以及各路徑的輻射方向和到達方向的信息，獲得預(yù)先設(shè)置或準備的參考信道的各路徑與各信道的各路徑之間的路徑距離差，并為各信道的各路徑的信號生成短期間變化，從而使得通過所述路徑距離差產(chǎn)生相對于所述參考信道的各路徑的短期間變化的相位差。
4.如權(quán)利要求1所述的信道仿真方法，其中，在所述信道變化形成步驟中，在形成各個信道傳輸路徑的瞬時變化以作為所述信道變化時，通過對以下的處理重復(fù)進行對應(yīng)于M×N個信道個數(shù)的次數(shù)，來形成對應(yīng)于M×N個信道的有相關(guān)瞬時變化，所述處理包括分別生成對應(yīng)于參考信道和其它的一個信道的頻帶受限的高斯噪聲，使用至少將天線的排列信息作為參數(shù)的有相關(guān)濾波器特性對該兩個頻帶受限的高斯噪聲進行加權(quán)加法運算來形成與參考信道上的瞬時變化相關(guān)的有相關(guān)瞬時變化。
5.如權(quán)利要求1所述的信道仿真方法，其中，所述信道變化形成步驟包括以下步驟生成在各信道之間相互獨立的M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化；從輸入數(shù)據(jù)或?qū)嶒灁?shù)據(jù)、從天線的位置關(guān)系獲得的各路徑的傳播路徑距離差以及瑞利衰落的理論空間相關(guān)值獲得相關(guān)矩陣(MN×MN)；在所述相關(guān)矩陣的基礎(chǔ)上獲得變換矩陣，以從相互不相關(guān)的信號向量中計算出相互相關(guān)的信號向量；以及通過使用所述變換矩陣對所述各信道對應(yīng)的路徑的各瞬時變化重復(fù)執(zhí)行與所述路徑數(shù)目相應(yīng)次數(shù)的矩陣運算處理，從而獲得信道之間相互相關(guān)的M×N×(路徑的數(shù)目)個有相關(guān)瞬時變化。
6.如權(quán)利要求1所述的信道仿真方法，其中，所述信道變化形成步驟包括以下步驟生成在各信道之間和各路徑之間相互獨立的M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化；從輸入數(shù)據(jù)或?qū)嶒灁?shù)據(jù)、以及天線的位置關(guān)系獲得的各路徑的傳播路徑距離差以及瑞利衰落的理論空間-時間相關(guān)值獲得相關(guān)矩陣(M×N×(路徑的數(shù)目))×(M×N×(路徑的數(shù)目))；在所述相關(guān)矩陣的基礎(chǔ)上獲得變換矩陣，以從相互不相關(guān)的信號向量中計算出相互相關(guān)的信號向量；以及通過使用所述變換矩陣對所述M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化執(zhí)行矩陣運算處理，從而獲得路徑之間相互相關(guān)的M×N×(路徑的數(shù)目)個有相關(guān)瞬時變化。
7.如權(quán)利要求5或6所述的信道仿真方法，其中，在所述獲得變換矩陣的步驟中，通過特征值變換得到所述變換矩陣。
8.如權(quán)利要求5或6所述的信道仿真方法，其中，在所述獲得變換矩陣的步驟中，通過喬列斯基因式分解獲得所述變換矩陣。
9.一種用于仿真使用M×N信道發(fā)射系統(tǒng)的無線設(shè)備的信道特性的信道仿真器，所述M×N信道發(fā)射系統(tǒng)使用M個發(fā)射天線和N個接收天線，所述信道仿真器包括輸入單元，輸入由所述無線設(shè)備的發(fā)射系統(tǒng)獲得的M個信號；信號復(fù)制單元，為所述M個信號的每一個都生成N個副本，從而形成M×N個信道信號；信道處理單元，向所述M×N個信道信號的每一個加入對應(yīng)于發(fā)射和接收天線的排列的信道變化；以及組合單元，重復(fù)地在加入有信道變化的M×N個信道信號中有選擇地組合M個信道信號以形成N個信號。
10.如權(quán)利要求9所述的信道仿真器，其中，所述信道處理器具有路徑形成單元，為每一個信道的信號形成具有與發(fā)射和接收天線的排列對應(yīng)的延遲的各路徑的信號；短期間復(fù)脈沖響應(yīng)生成單元，形成加入到每一個信道的各路徑的短期間變化的復(fù)增益；以及短期間變化加入單元，向每一個信道的各路徑的信號中加入短期間變化，其中，所述短期復(fù)脈沖響應(yīng)生成單元使用在每一個信道中的發(fā)射和接收天線之間的位置關(guān)系的信息以及各路徑中的輻射方向和到達方向的信息，獲得參考信道的各路徑和每一個信道的各路徑之間的路徑距離差，并為在所述路徑形成單元中形成的每一個信道的各路徑的信號生成短期間變化，從而通過前述路徑距離差，生成與預(yù)先設(shè)置或準備的參考信道的各路徑的短期間變化相應(yīng)的相位差。
11.如權(quán)利要求9所述的信道仿真器，其中，所述信道處理單元具有路徑形成單元，為每一個信道的信號形成具有與發(fā)射和接收天線排列相應(yīng)的延遲的各路徑信號；有相關(guān)高斯噪聲生成器，生成加入到每一個信道的各路徑中的有相關(guān)瞬時變化，以及有相關(guān)瞬時變化加入器，向每一個信道的各路徑的信號加入有相關(guān)瞬時變化。
12.如權(quán)利要求11所述的信道仿真器，其中，所述有相關(guān)高斯噪聲生成單元通過對以下的處理重復(fù)進行與M×N個信道的個數(shù)相應(yīng)的次數(shù)，形成對應(yīng)于M×N個信道的有相關(guān)瞬時變化，該處理包括分別生成對應(yīng)于參考信道和其它的一個信道的頻帶受限的高斯噪聲，使用至少將天線的排列信息作為參數(shù)的有相關(guān)濾波器特性對該兩個頻帶受限的高斯噪聲進行加權(quán)加法運算來形成與參考信道上的瞬時變化相關(guān)的有相關(guān)瞬時變化。
13.如權(quán)利要求11所述的信道仿真器，進一步包括變換矩陣計算單元，從輸入數(shù)據(jù)或?qū)嶒灁?shù)據(jù)、從天線的位置關(guān)系獲得的各路徑的傳播距離差和瑞利衰落的理論空間相關(guān)值中計算出相關(guān)矩陣，然后，基于所述相關(guān)矩陣獲得變換矩陣，以從相互不相關(guān)的信號向量中計算相互相關(guān)的信號向量，其中，所述有相關(guān)高斯噪聲生成單元具有瞬時變化生成單元，生成在各信道之間相互獨立的M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化；以及矩陣運算單元，使用所述變換矩陣對所述多個瞬時變化重復(fù)進行對應(yīng)于所述路徑數(shù)目的次數(shù)的矩陣運算處理，生成在信道之間相關(guān)的M×N×(路徑的數(shù)目)個有相關(guān)瞬時變化。
14.如權(quán)利要求11所述的信道仿真器，進一步包括變換矩陣計算單元，從輸入數(shù)據(jù)或?qū)嶒灁?shù)據(jù)、從天線的位置關(guān)系獲得的各路徑的傳播距離差和瑞利衰落的理論空間-時間相關(guān)值中計算出相關(guān)矩陣，然后，基于所述相關(guān)矩陣獲得變換矩陣，從相互不相關(guān)的信號向量中計算相互相關(guān)的信號向量，其中，所述有相關(guān)高斯噪聲生成單元具有瞬時變化生成單元，生成在各信道之間和各路徑之間相互獨立的M×N×(路徑的數(shù)目)個瞬時變化；以及矩陣運算單元，使用所述變換矩陣對所述多個瞬時變化進行矩陣運算處理，生成在路徑之間相關(guān)的M×N×(路徑的數(shù)目)個有相關(guān)瞬時變化。
15.如權(quán)利要求13或14所述的信道仿真器，其中，所述變換矩陣計算單元通過特征值變換獲得所述變換矩陣。
16.如權(quán)利要求13或14所述的信道仿真器，其中，所述變換矩陣計算單元通過喬列斯基因式分解獲得所述變換矩陣。
17.如權(quán)利要求9所述的信道仿真器，進一步包括模擬調(diào)節(jié)單元，包括數(shù)字電路，且仿真由對應(yīng)于每一個所述M×N個信道的各信道的模擬電路的性能偏差而引起的各個信道中的信號偏差。
18.如權(quán)利要求9所述的信道仿真器，進一步包括輸入接口，輸入無線設(shè)備的發(fā)射系統(tǒng)的數(shù)字基帶處理單元的輸出信號；增益控制單元，執(zhí)行增益控制以使得通過對加入有所述信道變化的各路徑信號進行相加而得到的多徑信號的信號電平幾乎恒定；以及輸出接口，向無線設(shè)備的接收系統(tǒng)的數(shù)字基帶處理單元輸出受到增益控制的數(shù)字基帶信號，其中，所述信道處理單元加入具有相等的I分量和Q分量的信道變化分量。
全文摘要
提供開關(guān)125、信道處理單元126－1～126－MN和選擇組合單元128，開關(guān)125生成在發(fā)射系統(tǒng)中得到的M個信號的各個的N個副本，從而形成M×N個信道信號。信道處理單元126－1～126－MN分別向M×N個信道信號加入對應(yīng)于發(fā)射和接收天線的有相關(guān)瞬時變化和短期間變化，選擇組合單元128重復(fù)地在加入有信道變化的M×N個信道信號中有選擇地組合M個信道信號以形成N個信號。
文檔編號G01R31/00GK1754326SQ20038010996
公開日2006年3月29日 申請日期2003年12月24日 優(yōu)先權(quán)日2002年12月24日
發(fā)明者豬飼和則, 今村大地, 星野正幸, 太田現(xiàn)一郎 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社