專利名稱：用于測量多個傳感器處的信號電平和延遲的方法與裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及信號處理，特別是，涉及測量多個傳感器處的信號電平和延遲。
在很多信號處理應用中，通常希望確定相對于特定信號源的多個信號傳感器的相對靈敏度。例如，在免提移動電話環(huán)境中，可以結合波束生成方法使用雙麥克風來降低汽車中背景噪聲和回聲的影響。為了實現這一點，關于涉及不同聲學源的麥克風的相對靈敏度的信息被用來，例如，形成朝向特定用戶的空間波束和/或形成阻止另一個用戶或揚聲器的空間陷波。這種方法要求關于麥克風靈敏度的動態(tài)信息被快速并準確地獲得。


圖1描述了一種以前技術的系統(tǒng)100，該系統(tǒng)用于測量免提移動電話環(huán)境中雙麥克風相對不同信號源的相對靈敏度。如所表示的，以前技術的系統(tǒng)100包括第一麥克風115，第二麥克風125，自適應濾波器135以及求和設備140。第一麥克風115的輸出y1(k)被連接到求和設備140的正輸入端，第二麥克風125的輸出y2(k)被連接到自適應濾波器135的輸入端。自適應濾波器135的輸出
被連接到求和設備140的負輸入端，求和設備140的輸出e(k)被用做到自適應濾波器135的反饋信號。
如所給出的，第一麥克風115被定位為離第一信號源110更近，第二麥克風125被定位為離第二信號源120更近。例如，第一麥克風115可以是附加到離汽車駕駛員很近的遮陽板上的免提麥克風，第二麥克風125可以是設在汽車中乘客附近的移動單元中的內嵌麥克風。盡管在圖1中沒有給出，該領域的技術人員將會理解，模擬預處理電路和模數轉換電路可以包括在第一、第二麥克風115，125中每一個的輸出端使得數字信號被自適應濾波器135和求和設備140處理。求和設備140的輸出e(k)表示第一麥克風115的輸出y1(k)和自適應濾波器135的輸出
之間的差值，并在這里被稱為誤差信號。
在操作中，自適應濾波器135的濾波器系數被利用最小平方算法來調整，使得誤差信號e(k)被最小化。換句話說，自適應濾波器135被調整使得自適應濾波器135的輸出
盡可能地接近第一麥克風115的輸出(即，是其估計值)y1(k)。這樣，自適應濾波器135嘗試模擬由于在物理上分離麥克風115，125而產生的信號的效果。例如，當乘客120講話時，他或她的聲音到達第二麥克風125比到達第一麥克風115稍早一些，并且在第一麥克風115接收到的相應的語音信號電平與在第二麥克風125處接收到的電平相比，有一些衰減。這樣，自適應濾波器135被調整以給出同樣的延遲和衰減效果。
作為結果，涉及每個用戶的麥克風處的相對時間延遲和信號衰減可以基于自適應濾波器135的系數計算出來，例如在Y.T.Chan，J.M.Riley和J.b.Plant，“A parameter estimationapproach to time delay estimation and signal detection”，IEEETransaction on Acoustics Speech and Signal Processing，volASSP-28，Feb，1980中所描述的，該文獻這里作為參考被引用。然而，圖1中系統(tǒng)的一個缺點是，當噪聲存在時，其性能明顯惡化。作為結果，圖1的系統(tǒng)在大多數實際應用中是沒有用的，在這些應用中，明顯的背景噪聲(例如，路上的噪聲和交通噪聲)是很普遍的。這樣，需要用來測量多個傳感器處的相對信號電平和時間延遲。
通過給出一種系統(tǒng)，其中固定濾波器和自適應濾波器被組合應用以便為多個傳感器提供準確并穩(wěn)固的信號電平和時間延遲的估計值，本發(fā)明實現了上面描述的和其它的需要。在示例實施方案中，固定濾波器包括至少一個相對較窄的通帶，該通帶被用來將感興趣的信號源與寬帶背景噪聲區(qū)別開。在實施方案中，固定濾波器被連接到參考傳感器，而自適應濾波器被連接到第二傳感器。從固定濾波器和自適應濾波器的輸出得到的誤差信號被用來根據適當的最小平方算法來調整自適應濾波器的系數。固定濾波器和自適應濾波器的系數被用來計算兩個傳感器之間的時間延遲和相對電平的估計值。然后，該估計值可以被用來作出關于傳感器選擇和波束形成的判斷。
在示例實施方案中，系統(tǒng)的功能由一個活動檢測器來實現，該檢測器表明什么時間不存在感興趣的信號。在活動檢測器中，自適應濾波器中的累積能量與一個從固定濾波器系數中得出的期望最小值比較。當累加能量小于預期值，表明不存在任何感興趣的信號(即，只存在背景噪聲)時，那么時間延遲和相對電平估計值被設置為適當的值以保證即使在不存在任何感興趣的信號的時間段內，系統(tǒng)也會正確運轉。
在另外一個實施方案中，采用了多于兩個的信號傳感器。在該實施方案中，一個傳感器被看做參考傳感器，并被連接到固定濾波器，同時，另外的傳感器都被連接到自適應濾波器。對于每個另外的傳感器，從固定濾波器和相應自適應濾波器的輸出得到的誤差信號被用來更新相應自適應濾波器的系數。這樣，參考傳感器和每個另外的傳感器之間的時間延遲和相對信號電平的加強估計值可以被計算出來，并且可以作出關于傳感器選擇和波束形成的成熟決定。
一般的，本發(fā)明給出一種計算簡單但是準確而強大的方法，用于估計多個傳感器處的時間延遲和相對信號電平。本發(fā)明的教導在廣泛的信號處理環(huán)境中都是可用的。例如，除了上面描述的免提移動電話應用之外，本發(fā)明還可以被用于其它的聲學應用，例如，電話會議。此外，本發(fā)明在無線電通訊應用中也是可用的，在這些應用中，感興趣的信號是無線電頻率傳輸(例如，來自蜂窩無線電系統(tǒng)中的移動單元和/或基站)，并且，傳感器為對無線電頻率敏感的天線元件。本發(fā)明的所有特征和有益之處可以參考在附圖中給出的例子被解釋。
圖1描述了上面描述的以前技術的信號電平和延遲測量系統(tǒng)。
圖2描述了根據本發(fā)明構造的信號電平和延遲的測量系統(tǒng)。
圖3描述了在兩個信號傳感器處檢測到的兩個信號的相對信號電平和時間延遲。
圖4描述了根據本發(fā)明構造的另一個信號電平和延遲測量系統(tǒng)。
圖5描述了可以在圖2和圖4中的示例系統(tǒng)中應用的示例信號濾波器的幅度和相位響應。
圖6描述了被用于示范本發(fā)明的示例實施方案的操作的示例語音和噪聲信號。
圖7描述了基于圖6的信號由本發(fā)明的示例實施方案產生的信號電平和延遲估計值。
圖2描述了根據本發(fā)明的教導構造的電平和延遲測量系統(tǒng)200。如所給出的，系統(tǒng)200包括第一傳感器215、第二傳感器225、固定FIR濾波器230、自適應FIR濾波器235和求和設備240。第一傳感器215的輸出y1(k)被連接到固定濾波器230的輸入端，固定濾波器230的輸出yF(k)被連接到求和設備240的正輸入端。第二傳感器225的輸出y2(k)被連接到自適應濾波器235的輸入端，自適應濾波器235的輸出
被連接到求和設備240的負輸入端。求和設備240的輸出-誤差信號e(k)被反饋到自適應濾波器235。
如所給出的，第一傳感器215被定位在離第一信號源210更近，而第二傳感器225被定位在離第二信號源220更近。例如，第一傳感器215可以是設在離汽車駕駛員很近的遮陽板上的免提麥克風，第二傳感器225可以是設在汽車中乘客附近的移動單元中的內嵌麥克風?；蛘?，第一和第二傳感器215和225可以是分別定位于離第一和第二無線電頻率信號源更近的天線元件。盡管在圖2中沒有給出，該領域的技術人員將會理解的是，模擬預處理和模數轉換電路可以包括在第一和第二傳感器215，225每一個的輸出端，使得數字信號被固定濾波器230、自適應濾波器235和求和設備240處理。
固定濾波器230被設計為包括至少一個相對較窄的感興趣的通帶。例如，在移動電話環(huán)境中，該通帶可以對應于人類語音的大多數能量集中的300-600Hz的頻帶。在無線電通訊應用中，該通帶可以對應于分配給無線電頻率傳輸的波段。在任何情況下，固定濾波器230的系數按需要調整以補償應用需求或環(huán)境條件中的變化。例如，在免提移動電話應用中，固定濾波器230可以被設置為使所接收的某個汽車裝置的信噪比最優(yōu)。此外，濾波器230的系數可以被動態(tài)調整，例如根據所測量到的信噪比動態(tài)調整。
根據本發(fā)明，固定濾波器230被設計為在每個通帶內提供單位增益和零相位。此外，固定濾波器230的噪聲增益被最小化以便保證最大的截止波段衰減。如下面詳細描述的，固定濾波器提供的以前的信息(即，固定濾波器230的輸出信號的窄帶本質)被用于使系統(tǒng)能更有力地抵御噪聲。
在操作中，自適應濾波器235的系數被利用適當的最小平方算法來調整使得誤差信號e(k)被最小化，并且自適應濾波器235的輸出
盡可能地接近固定濾波器230的輸出yF(k)。如下面描述的，第一和第二傳感器215，225處關于每個信號源210，220的相對時間延遲和信號衰減在自適應濾波器235的系數和與固定濾波器230相關的以前信息的基礎上被計算出來。盡管沒有在圖2中明確給出，該領域的技術人員會理解，適當的數字信號處理器可以與系統(tǒng)200集成以執(zhí)行自適應濾波器235的最小平方更新并計算時間延遲和信號電平估計值。
為了澄清圖2的系統(tǒng)200的操作，下面將參考圖3和4進行嚴格的數學分析。盡管該分析是明顯針對兩個傳感器和兩個信號源而進行的，該領域的技術人員會理解所描述的方法對于包括任意數量的信號源和傳感器的應用仍然是可用的。此外，盡管有時針對上面描述的聲學免提移動電話應用進行參考，該領域的技術人員會理解，上面描述的方法對很多其它的包括以前提到的無線電通訊的信號處理環(huán)境也是可用的。
圖3描述了在兩維空間中放置的信號源和傳感器的典型例子。在圖中，第一和第二傳感器215，225被定位于臨近兩個信號源210，220。如所給出的，從第一信號源210發(fā)出的信號(由第一虛線弧315表示)將在輸入第二信號傳感器225之前先輸入第一信號傳感器215。這樣，因第一信號源210而在第二傳感器225接收的信號將是因同樣信號源210在第一傳感器215接收的信號的被延遲并被衰減后的版本。此外，從第二信號源220發(fā)出的信號(由第二虛線弧325表示)在輸入第一傳感器215之前將先輸入第二傳感器225。因第二信號源220而在第一傳感器215接收的信號將是因同一信號源220在第二傳感器225接收的信號的被延遲并被衰減后的版本。傳感器215，225相對于第一和第二信號源210，220的空間分離(因而是相應的時間延遲和電平衰減)在圖3中由第二和第一直線段320，310分別表示。
如果在時刻k的第一和第二傳感器輸入(在模擬預處理和模數轉換之后)分別由x1(k)和x2(k)表示，那么第二傳感器輸入x2(k)是第一傳感器輸入x1(k)的延遲并縮放后的版本。換句話說，x2(k)＝1/S·x1(k-D)，其中縮放因子S大于0，延遲D可以是正也可以是負。嚴格地說，對于D＜0(例如，對于從第二信號源220發(fā)出的信號)，第一輸入x1(k)是第二輸入x2(k)的延遲并縮放后的版本。然而，為了簡化表示，在不損失通用性的情況下，第二輸入x2(k)被表示為對于所有D值的延遲信號。
為了提出因果濾波的問題，固定延遲Δ可以被引入第一傳感器之后的信號路徑中。雖然在大多數應用中，這是一個很自然的方法，但這并不是本發(fā)明可行的一個先決條件。這種情況將在下面詳細描述。隨著額外延遲Δ的引入，可以如下定義第一和第二中間信號y1(k)，y2(k)y1(k)＝x1(k-Δ) (1)y2(k)=x2(k)=1sqΔ-D^y1(k)=1sy1(k+D).....(2)]]>其中q表示眾所周知的延遲算子(即，qy(k)＝y(tǒng)(k+1)，q-1y(k)＝y(tǒng)(k-1)，等等)，D被定義為Δ-D。注意到，對于因果濾波，Δ＞D。
為了幫助討論，圖4說明了在電平和延遲測量系統(tǒng)中的輸入信號x1(k)，x2(k)和中間信號y1(k)，y2(k)。除了延遲塊410(對應于上面描述的固定延遲Δ)被定位在第一傳感器215和固定傳感器230之間之外，圖4的系統(tǒng)400與圖2的系統(tǒng)200相同。在下面的討論中，假定固定濾波器230的系數存儲在第一系數矢量c0中，自適應濾波器235的時變系數存儲在第二系數矢量
中。
一般地，本發(fā)明給出一種基于測量所得的傳感器輸入x1(k)和x2(k)，用于估計延遲D和縮放因子S的計算簡單但準確的方法。有利的是，該方法能很強地抵御背景噪聲使得該方法可以成功用于例如上面描述的免提移動電話環(huán)境。所估計的量值即Dk和
(其中k表明上達且包括時間常數k的傳感器輸入信號被用于計算D和S)可以被用來提高系統(tǒng)性能。
例如，在移動電話環(huán)境中，估計值Dk和
可以結合眾所周知的波束形成技術使用以便從電子上增強或降低傳感器215，225相對于第一和第二信號源210，220的靈敏度。例如，當特定信號源被激活時，(例如，當駕駛員說話時)，波束會形成于該源的方向上以便優(yōu)化其接收。另外，當信號源給出一個應該在傳感器處被阻塞的信號時(例如，當該信號源為可能造成令人討厭的反饋或回聲的揚聲器時)可以采用空間濾波來消除涉及該信號源的傳感器的靈敏度。
此外，當特定信號源被激活時，系統(tǒng)可以選擇性地僅僅發(fā)送在特定傳感器處檢測到的信號。例如，如果某個傳感器對乘客比對駕駛員更敏感(例如，因為物理上更接近乘客)，那么當只有乘客說話時，可能希望僅僅發(fā)送在該傳感器處接收的信號。
返回到圖4，固定濾波器230輸出的信號yF(k)(即，第一中間信號y1(k)的濾波版本)由下式給出yF(k)＝y(tǒng)1(k)Tc0(3)y1(k)＝(y1(k)…y1(k-L))T(4)c0＝(c0…cL)T(5)其中L是固定濾波器230的階數，{cl}，l＝0，…L是固定濾波器的系數。此外，自適應濾波器235輸出的信號
(即，第二中間信號y2(k)的濾波版本)由下式給出y^(k)=y2(k)Tc^(k-1)....(6)]]>y2(k)＝(y2(k)…y2(k-L))T(7)c^(k-1)=(c^1(k-1)…c^L(k-1))T....(8)]]>其中矢量
包括自適應濾波器235的時變?yōu)V波器系數。矢量
基于誤差信號e(k)而更新，如下所示e(k)=yF(k)-y^(k).....(9)]]>c^(k)=c^(k-1)+μy2(k)||y2(k)||2e(k)....(10)]]>其中μ是增益因子(常數或時變的)，范圍為0≤μ＜2，‖‖2表示平方后的歐幾里得矢量范數。等式(9)和(10)描述的自適應算法是眾所周知的歸一化最小均值平方算法(N-LMS)。另外的自適應方案，例如遞歸最小平方算法(RLS)或最小均值平方算法(LMS)也可以被使用。對于自適應算法更詳細的描述見，例如B.Widrow和S.D.Stearns，Adaptive Signal Processing，Preutice Hall，Englewood Cliffs，NJ，1985，以及L.Ljung和T.Soderstrom，Theory and Practice of Recursive Identification，M.I.T.Press，Cambridge，MA 1983，這些文獻作為參考在這里引用。有利的是，上面每個定義的量值可以利用標準的數字信號處理元件來計算。
對于碰到傳感器215，225的寬帶信號源，自適應濾波器235的系數向固定濾波器230的系數的延遲并縮放后的版本收斂。特別地，如果固定矢量c0的每個系數為1(即，如果實際上沒有使用固定濾波器)，那么時變矢量
向縮放后的延遲近似值收斂(即，sqD-Δ＝sq-D)。這種結果已經在以前技術系統(tǒng)中被用來估計時間延遲。見，例如，Y.T.Chan，J.M.F.Riley和J.B.Plant，”Modeling of time delayand its application to estimation of nonstationary delays”，IEEE Transactions on Acoustics，Speech，and Signal Processing，Vol，ASSP-29，No.3，pp.577-581，June 1981，該文獻作為參考在這里引用。與這種系統(tǒng)有關的一個缺點是，當存在背景噪聲時，系統(tǒng)的整個性能明顯惡化，使得這種系統(tǒng)不能實際用于大多數真實世界的應用。
有利的是，本發(fā)明指出，通過引入將背景噪聲與源信號區(qū)別的先驗知識，系統(tǒng)性能會明顯改觀。為了保證改善的整體性能，以前的技術應該在所有環(huán)境下都是正確的。例如，本發(fā)明指出，當感興趣的源信號的能量集中在一個或多個中心頻率附近，同時背景噪聲具有相對平坦并且較寬的頻率值或功率譜密度時，這種先驗的信息是可以得到的。在這種情況下，本發(fā)明指出固定FIR濾波器230可以被設計為具有一個或幾個通帶的帶通濾波器。
例如，對于移動免提環(huán)境中的語音信號，有理由假設語音信號的能量集中在100-250Hz之間。更具體的，男性說話者的基礎頻率一般在100Hz附近，而女性說話者的基礎頻率在250Hz附近。從該信息的角度看，本發(fā)明給出幾個可能用于固定濾波器230的另外可選替代設計方案。例如，固定濾波器230可以被設計為包括兩個通帶，第一和第二通帶的中心頻率分別為100Hz和250Hz。另外，固定濾波器230可以被設計為包括一個單獨的通帶，具有中心頻率為200Hz的通帶并跨越包括女聲基頻和男聲第一諧頻的頻段。
實際上，前一種方法要求使用與后一種方法相比階數更高的濾波器。一般地，如果設計頻率數被加倍，那么濾波器的階數L也被加倍。在下面的討論中，具有m個不同通帶的固定濾波器230被考慮。在中心頻率{ωl}，l＝1，…，m上濾波器被設計為給出單位增益和零相位。此外，固定濾波器230被設計為通過最小化按下式定義的濾波器噪聲增益(NG)而在截止波段提供最大的衰減
其中C0(z-1)＝c0+c1z-1+…+cLz-L并且積分圍繞單位圓進行。通過Parseval關系，FIR濾波器的噪聲增益由下式給出NG=Σl=0Lcl2.......(12)]]>為了設計固定濾波器230，考慮包括若干正弦項的和的信號yin(k)，如下yin(k)=Σl=1mαlsin(ωlk+φl)......(13)]]>其中{ωl}，l＝1，…，m是希望的固定FIR濾波器的中心頻率，ωl∈(0，π)，ωl≠ωj，l≠j，{αl}是未知的常數，αl＞0，l＝1，…，m，并且{Фl}是均勻分布的隨機變量Φl∈(-π，π]，l＝1，…m。下面考慮具有系數矢量cd并給出輸出yout(k)的固定FIR濾波器230，其中的輸出yout(k)是輸入yin(k)對于任何d值，-∞＜d＜∞，進行了d步預測(在任何初始瞬時現象被衰減之后)之后的值，如下所示yout(k+d)＝y(tǒng)in(k)Tcd(14)yin(k)＝(yin(k)…yin(k-L))T(15)cd＝(c0…cL)T(16)對于d＝0(即，對于系數矢量c0)，固定FIR濾波器230在中心頻率{ωl}，l＝1，…m處給出單位增益和零相位。此外，如果針對寬帶噪聲的靈敏度被最小化(即，如果等式(12)中的值被最小化)那么(對于濾波器長度L，使得L＞2m-1)下面的結果為真cd＝LT(LLT)-1P(d) (17)其中L是2m×(L+1)矩陣
其中p(d)是2m預測矢量
圖5的第一和第二曲線510，520分別表示利用上面描述的方法設計的、且d＝0，L＝32，m＝1，ω1＝200Hz，采樣率為8000Hz的固定濾波器230的幅度響應和相位響應。如圖5中虛線表示的，如期望的那樣，固定濾波器230在中心頻率200Hz給出單位增益和零相位。
如上面描述的，用來更新自適應濾波器235的自適應算法將使得自適應濾波器向固定濾波器230延遲并縮放的復本收斂。特別地，對于d＝0的固定FIR濾波器230來說(即，系數c0)，自適應濾波器235的系數將按下式收斂c^(k)-Sc-D........(20)]]>其中，S和D分別是由于傳感器215，225在物理位置上的分離而造成的縮放因子和時間延遲。這樣，本發(fā)明指出，縮放因子S和時間延遲D的估計值可以根據等式(20)給出的矢量關系計算出來。例如，如果
表示基于自適應濾波器235的系數
對S的估計值，那麼估計值
可以根據等式(20)計算出來，如下所示S^kc-D=c^(k).......(21)]]>
此外，S可以在沒有關于D的先驗信息的情況下被估計出來。為了看到這一點，首先注意到等式(21)是一個矢量量值，其中c-D和
都是大小為L+1的矢量。這樣，根據等式(17)，有Lc-D＝p(-D)。這樣，在等式(21)兩邊都左乘在等式(18)中定義的2m×(L+1)的矩陣L，給出下面結果S^kp(-D)=Lc^(k).......(22)]]>等式(22)的兩邊都是2m矢量。這樣，假定p(D)Tp(D)＝m(見等式(19))，等式(22)可以被重寫為下式S^k2m=(Lc^(k))TLc^(k)......(23)]]>根據等式(23)，并根據S＞0的事實，在時間k的縮放因子S的估計值
可以按下式計算S^k=(Lc^(k))TLc^(k)m.......(24)]]>給定縮放因子S的估計值
，時間延遲D的估計值Dk可以利用最小平方算法計算出來，如下所示D^k=argminD||Lc^(k)-S^kp(-D)||2.....(25)]]>等價方案是，時間延遲D的估計值Dk可以按下式計算D^k=argminD-||Lc^(k)-S^kp(D--Δ)||2....(26)]]>有利的是，在實際操作中，估計值Dk可以被迭代計算。注意到延遲梯度dp(D)/dD遵從等式(19)。
這樣，本發(fā)明指出，縮放因子S和時間延遲D的估計值可以用簡單的方式計算出來。有利的是，每個上面描述的計算都可以利用眾所周知的數字信號處理元件來實現。由于固定濾波器230提供的一致的以前信息，即使在背景噪聲存在的情況下，這些估計值也是有效的。
通過加入活動檢測器，系統(tǒng)可以被進一步增強，其中的活動檢測器即使在所有的信號源都不被激活時也能保證正確的系統(tǒng)性能。例如，當源210，220都不激活時，在傳感器215，225處接收到的信號x1(k)和x2(k)將僅包括不相關的噪聲。在這種情況下，自適應濾波器系數
將向零矢量收斂，這意味著縮放因子估計值
將趨向于零而時間延遲估計值Dk可以取任何值。為了證明這一點，當活動檢測器檢測到沒有感興趣的信號存在時，估計值
，Dk可以被明確設置為適當的值。
示例活動檢測器將濾波器噪聲增益的估計值與預定閾值(即，期望的噪聲增益值〕比較。適當的閾值可以從等式(12)中得出，如下所示NG=cDTcD]]>＝(LT(LLT)-1p(D))TLT(LLT)-1p(D)(27)＝p(D)T(LLT)-1LLT(LLT)-1p(D)＝p(D)T(LLT)-1p(D)在操作中，活動檢測器以自適應濾波器抽頭的平方和的方式來計算濾波器噪聲增益的估計值NG(即，
)。如果估計值NG比預定閾值小的多，那麼延遲估計值Dk被設置為0，縮放因子估計值
被設置為單位值以保證正確的系統(tǒng)操作。注意到由于噪聲增益NG的值與延遲D的值無關，僅存儲一個閾值就足夠了。
可以利用下面的偽碼來實現一個示例系統(tǒng)。該領域的技術人員將理解在利用標準數字信號處理元件實現時，這種偽碼是很容易被調整的。
縮放因子和時間延遲估計子程序濾波計算來自固定FIR濾波器和自適應FIR濾波器的輸出(k表示運行時間索引)。Y1＝y(tǒng)1(k-1k-L)；Y2＝y(tǒng)2(k-1k-L)；ylhat(k)＝Y2′*C；ylfil(k)＝Y1′*C0；err(k)＝y(tǒng)lfil(k)-ylhat(k)；能量計算和增益控制一種簡單的增益控制方案被使用以便當輸入中存在較低能量時將增益μ設置為0。瞬時能量被與長時平均比較。emom(k)＝sum(ylhat(k-1k-L).^2)；eave(k)＝0.999*eave(k-1)+0.001*emom(k)；if(emom(k)＞.5*eave(k))g(k)＝mu；elseg(k)＝0；endN-LMS更新利用N-LMS算法更新自適應濾波器系數。C＝C+g(k)*Y2*err(k)/((Y2′*Y2)+0.01)；S和D的估計值的更新縮放估計被第一階遞歸平滑，而D通過迭代梯度方法估計。delta表示信道1中的固定時間延遲。
LLC＝LL*C；PPD＝[cos(warr*(1-Dhat+delta))；sin(warr*(1-Dhat+delta))]；DPD＝(sin(warr*(1-Dhat+delta))；-cos(warr*(1-Dhat+delta))]；Shat＝(1-mu)*Shat+mu*sqrt((LLC′*LLC)/m)；Dhat＝Dhat+mu*DPD′*(LLC-Shat*PPD)；活動檢測如果估計的濾波器抽頭的平方和比期望的濾波器抽頭的平方和小20dB，那麼增益被強迫為單位值，延遲估計向0靠近。eC＝C′*C；if(eC＜0.01*eC0)Shat＝1；Dhat＝0；endS和D的估計被第一階運行平均進一步平滑。Sh(k)＝rho*Sh(k-1)+(1-rho)*Shat；Dh(k)＝rho*Dh(k-1)+(1-rho)*Dhat；Sh(k)＝rho*Sh(k-1)+(1-rho)*Shat；Dh(k)＝rho*Dh(k-1)+(1-rho)*Dhat；為了進一步說明示例實施方案的操作，利用上面?zhèn)未a的數字例子被給出。在例子中，一種聲學情景被考慮，在該聲學情景中，傳感器假定為麥克風，而信號源被假定為人類說話者或傳送人類語音的揚聲器。如上面描述的，這種聲學情景在用于汽車環(huán)境的免提移動電話情況中會產生。盡管該例限制在兩個傳感器和信號源，該領域的技術人員將理解該方法可以使用任意個信號源和傳感器。
當第一信號源210和第一傳感器215之間的距離為0.5米，并且第一傳感器215被看作參考傳感器時，對于8kHz的采樣率，第二傳感器225處相對于第一信號源210的實際時間延遲為D＝2.25個樣本。利用同樣的假設，第二傳感器225處相對于第二信號源220的實際時間延遲為D＝-8.75個樣本。例如，對于具有放置在離乘客很近的支架中的移動電話(包括第二傳感器225)和另一個放置在駕駛員(第一信號源210)前面的遮陽板上的粘貼麥克風(第一傳感器215)的汽車車廂，這些假設是很合理的。
在這種汽車車廂中，一般會存在嚴重的背景噪聲(例如，來自交流風扇，汽車引擎，路面，風等等)。出于用數字示例的目的，不同方向上麥克風的靈敏度假定為在表1中給出。表1對于擴散背景噪聲和不同位置中的信號源的麥克風靈敏度
此外，結合位于第一信號源210的男性說話者以及位于第二信號源220的女性說話者，合成的兩信道測量值被創(chuàng)建。這些文件被連接使得在第一秒沒有說話者的動作，然后男性說話者被激活7秒，然后停止動作3秒，然后女性說話者被激活10秒。對于男性說話者，關于第二傳感器225的信噪比為8dB，而對于女性說話者為7dB(在整個活動期測量得到的)。在第一和第二傳感器215，225處檢測到的語音信號分別在圖6的第一和第二曲線610，620中描述。
附加的背景噪聲被模擬為白高斯噪聲。在第一和第二傳感器215，225處檢測到的噪聲信號分別由圖6中的第三和第四曲線630，640描述。在第一和第二傳感器處測量到的組合語音和噪聲信號分別在圖6中的第五和第六曲線650，660描述。
在仿真中，所使用的參數是L＝32，Δ＝10，ω＝2π200/8000，m＝1，μ＝0.01以及rho＝0.99。其結果在圖7中給出。特別的，延遲估計值Dk在第一曲線710中描述，縮放因子估計值k在第二曲線720中描述。在曲線710，720中，每個第50個樣本被顯示。水平的虛線表示-3，0和9個樣本的延遲以及-10dB，0dB，3dB的增益。如所給出的，當駕駛員說話時，系統(tǒng)分別正確給出0dB和-3個樣本的縮放因子和時間延遲估計值，而當乘客說話時，系統(tǒng)分別正確給出-10dB和9個樣本的縮放因子和時間延遲估計值。此外，在駕駛員和乘客都保持沉默時，活動檢測器正確地將縮放因子和時間延遲估計值分別設置為0dB和0個樣本。
盡管這些實施方案在因果濾波的情況下被描述(即，Δ＞0)，本發(fā)明的思想在非因果濾波的情況下也一樣可以應用。特別地，對于Δ＝0，自適應方案包括一個充當信號平滑器作用的自適應塊，一個后向預測器(D＜0)和/或一個前向預測器(D＞0)。這樣，在信號流中加入(例如，通過延遲塊410)固定延遲就不必要了，并且具有最小固有延遲的自適應方案也可以實現。這種特性是在很多實時應用中是基本實用的。然而，因為在非因果方法中估計值的準確性將會差一些(因為固定FIR濾波器230所需的較窄的通帶)，Δ的精確值可以基于系統(tǒng)設計條件來設置。例如，Δ可以被設置為覆蓋“大多數情況”而不是“所有可能的情況”，因為系統(tǒng)即使在很少的極端情況下也會提供合理的結果。
該領域的技術人員將理解本發(fā)明并不限于這里出于舉例說明的目的而描述的具體的示例實施方案。因此，本發(fā)明的范圍被附加的權利要求定義，而不是前面的描述定義。與權利要求的意思一致的等價物也被包含在內。
權利要求
1.一種信號處理設備，包括第一信號傳感器；輸入被連接到所述第一傳感器的輸出端的第一濾波器；第二信號傳感器；輸入被連接到所述第二傳感器的輸出端并且具有可調的濾波特性的第二濾波器；第一輸入端被連接到所述第一濾波器的輸出端，第二輸入端被連接到所述第二濾波器的輸出端的求和設備，其中所述第二濾波器的可調濾波特性依據所述求和設備的輸出被調整。用于計算涉及所述第一和第二傳感器的至少一個參數的估計值的處理器，其中的估計值根據所述第一濾波器的濾波特性和所述第二濾波器的可調濾波特性來計算。
2.根據權利要求1的信號處理設備，其中的所述處理器計算所述第一和第二傳感器之間相對于信號源的相對時間延遲和相對縮放因子的估計值。
3.根據權利要求1的信號處理設備，其中所述第一濾波器，所述第二濾波器，所述求和設備和所述處理器被利用數字信號處理器(DSP)集成電路(IC)來實現。
4.根據權利要求1的信號處理設備，其中所述第一濾波器，所述第二濾波器，所述求和設備和所述處理器被利用專用集成電路來實現(ASIC)。
5.根據權利要求1的信號處理設備，其中所述信號處理設備是一個電話，其中所述第一和第二傳感器是麥克風。
6.根據權利要求1的信號處理設備，其中所述信號處理設備是無線電收發(fā)機，其中第一和第二傳感器是天線元件。
7.根據權利要求1的信號處理設備，其中所述第一濾波器是一個具有固定濾波特性的有限脈沖響應(FIR)濾波器。
8.根據權利要求1的信號處理設備，其中所述第一濾波器的濾波特性包括至少一個在通帶的中心頻率給出單位增益和零相位的通帶。
9.根據權利要求1的信號處理設備，其中所述第一濾波器的濾波特性包括被設置使得所述第一濾波器的噪聲增益最小的系數。
10.根據權利要求1的信號處理設備，其中所述第一濾波器的濾波特性包括被調整使得所述第一濾波器的信噪比最佳的系數。
11.根據權利要求1的信號處理設備，其中所述第二濾波器的可調濾波特性被利用規(guī)一化最小均值平方(NLMS)算法來調整。
12.根據權利要求1的信號處理設備，其中所述第二濾波器的可調濾波特性被利用最小均值平方(LMS)算法來調整。
13.根據權利要求1的信號處理設備，其中所述第二濾波器的可調濾波特性被利用遞歸最小平方(RLS)算法來調整。
14.根據權利要求2的信號處理設備，還包括波束形成器，用來根據所述第一和第二傳感器之間的相對時間延遲和相對縮放因子的估計值來調整所述第一和第二傳感器提供的波束圖案。
15.根據權利要求14的信號處理設備，其中波束圖案包括對準特定信號源的空間波束。
16.根據權利要求14的信號處理設備，其中波束圖案包括瞄準特定信號源的空間陷波圖案。
17.根據權利要求2的信號處理設備，其中所述處理器根據所述第一和第二傳感器之間的相對時間延遲和相對縮放因子的估計值選擇一個被所述第一和第二傳感器中特定的一個檢測到的信號用于傳輸。
18.根據權利要求1的信號處理設備，還包括至少一個附加的傳感器和至少一個具有可調濾波特性的附加濾波器，其中所述附加濾波器的可調濾波特性根據所述第一濾波器和所述附加濾波器的輸出之間的差值而調整，其中所述處理器根據所述第一濾波器的濾波特性和所述附加濾波器的可調濾波特性計算對至少一個涉及所述第一傳感器和所述附加傳感器的參數的估值。
19.根據權利要求18的信號處理設備，其中所述處理器計算所述第一傳感器和所述附加傳感器之間相對于信號源的相對時間延遲和相對縮放因子的估計值。
20.根據權利要求2的信號處理設備，還包括一個活動檢測器檢測什么時間感興趣的信號源被激活，其中，當所述活動檢測器表明沒有感興趣的信號源被激活時，所述處理器將相對時間延遲和相對縮放因子的估計值設置為預定值。
21.根據權利要求20的信號處理設備，其中當所述活動檢測器表明沒有感興趣的信號源被激活時，所述處理器將相對時間延遲的估計值設置為0，將縮放因子的估計值設置為1。
22.根據權利要求1的信號處理設備，還包括位于對應于所述第一傳感器的信號流路徑中的固定延遲塊。
23.根據權利要求1的信號處理設備，其中所述第一和第二濾波器的濾波特性每一個都包括L個濾波系數，其中所述第一濾波器的濾波特性包括m個通帶，每個通帶l，l∈(1，m)有一個中心頻率ωl，其中，在時間k，所述第一和第二傳感器之間的相對時間延遲D的估計值Dk和所述第一和第二傳感器之間的相對縮放因子S的估計值
被基于所述第二濾波器的可調濾波特性
，矩陣L和預測矢量p(D)而計算出來，如下所示S^k=(Lc^(k))τLc^(k)m........(28)]]>D^k=argminD||Lc^(k)-S^kp(-D)||2........(29)]]>其中矩陣L和預測矢量p(D)按下式計算
24.用于處理信號的方法，包括以下步驟利用第一信號傳感器檢測第一信號；利用第一濾波器來濾波第一信號以給出一個第一濾波后信號；利用第二信號傳感器檢測第二信號；利用第二濾波器來濾波第二信號以給出一個第二濾波后信號；計算第一濾波后信號和第二濾波后信號之間的差值；根據在所述計算步驟獲得的差值來調整第二濾波器的濾波特性；根據所述第一濾波器的濾波特性和所述第二濾波器的濾波特性估計涉及第一和第二傳感器的至少一個參數。
25.根據權利要求24的方法，其中所述估計至少一個參數的步驟包括估計所述第一和第二傳感器之間相對于信號源的相對時間延遲和相對縮放因子的步驟。
26.根據權利要求24的方法，其中第一濾波器的濾波特性包括至少一個在其中心頻率給出單位增益和零相位延遲的通帶。
27.根據權利要求24的方法，其中所述第二濾波器的濾波特性被利用規(guī)一化的最小均值平方(NLMS)算法調整。
28.根據權利要求25的方法，還包括根據作為所述估計步驟的結果獲得的相對時間延遲和相對縮放因子來調整所述第一和第二傳感器給出的波束圖案的形狀的步驟。
29.根據權利要求25的方法，還包括根據作為所述估計步驟的結果獲得的相對時間延遲和相對縮放因子來選擇并發(fā)送被所述第一和第二傳感器中的特定的一個檢測到的信號的步驟。
30.根據權利要求24的方法，還包括當所述的檢測步驟表明沒有感興趣的信號源被激活時，檢測是否感興趣的信號源被激活并將相對時間延遲和縮放因子的估計值設置為預定值。
全文摘要
用于計算多個傳感器之間的自動增益和時間延遲的方法和裝置。在示例實施方案中,其中一個傳感器被看作涉及被測量到的信號值的參考傳感器,該過程被假設為窄帶處理。涉及同一測量值的附加傳感器中的相對增益和相對時間延遲被基于自適應濾波算法而自動計算出來。有利的是,所揭示的實施方案被利用標準的數字信號處理元件來實現。
文檔編號G10K11/00GK1269902SQ98808780
公開日2000年10月11日 申請日期1998年7月3日 優(yōu)先權日1997年7月11日
發(fā)明者K·P·海恩德爾, J·A·J·拉斯姆松 申請人:艾利森電話股份有限公司