專利名稱：具有增強(qiáng)輸出功率的低失真放大電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明通常涉及低失真高頻放大電路，尤其涉及用于放大多頻音輸入信號(hào)的高輸出功率的前饋放大器電路，并使產(chǎn)生的互調(diào)失真產(chǎn)物最小。
對(duì)多頻音高頻輸入信號(hào)的放大，如無線通信中的應(yīng)用，通常會(huì)產(chǎn)生不希望有的互調(diào)頻率，并導(dǎo)致放大輸出信號(hào)的失真。為減少這種互調(diào)失真(IMD)，常規(guī)的處理技術(shù)是采用一個(gè)輔助校正放大器，在與互調(diào)(IM)產(chǎn)物相同的失真頻率上提供校正信號(hào)。這些校正信號(hào)通常與其相關(guān)的互調(diào)產(chǎn)物在相位上反相，即相差180度；這樣的互調(diào)產(chǎn)物、校正信號(hào)經(jīng)過輸出混合器，在輸出混合器中進(jìn)行信號(hào)矢量疊加，實(shí)現(xiàn)其信號(hào)的相消。從而使得，經(jīng)輸出混合器后的放大輸出信號(hào)實(shí)際上只包含了輸入信號(hào)的基本頻率，即輸入信號(hào)中的多頻音分量。


圖1描述了一種常規(guī)低失真前饋放大器電路。在該電路中，校正信號(hào)的產(chǎn)生需經(jīng)以下步驟首先，將多頻音輸入信號(hào)施加于輸入耦合器或功率分配器2，把輸入信號(hào)分成兩路信號(hào)。其中的一路信號(hào)經(jīng)由移相器3至主放大器4，對(duì)多頻音信號(hào)進(jìn)行放大，并在此過程中產(chǎn)生了不希望有的失真產(chǎn)物(或稱互調(diào)產(chǎn)物)。然后，主放大器4的輸出信號(hào)連接至耦合器5，把一部分放大信號(hào)(包括基頻和互調(diào)產(chǎn)物)耦合至相消耦合器7的一輸入端。與此同時(shí)，輸入耦合器2的另一分路信號(hào)經(jīng)過延遲線6后，施加于相消耦合器7的另一輸入端。如果相消耦合器7兩個(gè)輸入信號(hào)中的基頻分量選擇為適當(dāng)?shù)墓β蚀笮　⒉⑶蚁辔幌嗖?80度，則經(jīng)相消耦合器7后，基頻分量相消為零，使得輸出中只含互調(diào)產(chǎn)物。這些互調(diào)產(chǎn)物經(jīng)移相器8至校正放大器9進(jìn)行信號(hào)放大。所得的只含互調(diào)產(chǎn)物的校正放大器輸出信號(hào)，將作為輸出混合器13的一個(gè)輸入。輸出混合器13的另一個(gè)輸入是主放大器4的放大輸出經(jīng)由耦合器5、延遲線11后的信號(hào)。通過調(diào)整校正放大器的增益系數(shù)、校正信號(hào)的相移，可使輸出混合器兩個(gè)輸入信號(hào)中的互調(diào)產(chǎn)物相消，從而得到大體上無失真的輸出信號(hào)。
第5304945號(hào)、名稱為“低失真前饋放大器”的美國(guó)專利，是采用以上所述技術(shù)的低失真放大器電路的典型范例，本人此作為受讓者，擁有其轉(zhuǎn)讓的技術(shù)。該專利中電路采用兩級(jí)的校正放大器與校正環(huán)路，以更好地降低失真產(chǎn)物。其所公開的技術(shù)的理論依據(jù)是使基頻分量在一對(duì)耦合器里實(shí)現(xiàn)完全相消，以產(chǎn)生最優(yōu)的校正信號(hào)。
第4583049號(hào)、名稱為“前饋電路”的美國(guó)專利，公開了針對(duì)單音頻輸入信號(hào)的一種類似的失真產(chǎn)物相消技術(shù)。在該技術(shù)中，單音頻輸入信號(hào)由輸入耦合器進(jìn)行分路，其中一路耦合器輸出信號(hào)施加于主放大器。主放大器在放大過程產(chǎn)生了不希望有的、分布于載波兩側(cè)的寄生信號(hào)。去除這些寄生信號(hào)，除了需更精確地控制該電路各支路中各頻率的相移外，可大體采用如圖1所示、上述的適用于多頻音情況下的相同技術(shù)。
在本發(fā)明的一種推薦實(shí)施方式中，所用低失真放大器電路的類型為在前饋回路中采用一個(gè)主放大器和一個(gè)校正放大器。該放大器電路尤其適用于放大多頻音輸入信號(hào)。其中，主放大器既放大多頻音輸入信號(hào)以產(chǎn)生放大的基頻信號(hào)功率，同時(shí)也產(chǎn)生了不希望有的失真產(chǎn)物。校正放大器在失真產(chǎn)物頻率上產(chǎn)生校正信號(hào)，以相消主放大器產(chǎn)生的不希望有的失真產(chǎn)物。與此同時(shí)，校正放大器也放大多頻音輸入信號(hào)，并與主放大器放大后的多頻音輸入信號(hào)相結(jié)合，從而增加該電路的整體放大能力。
由此可見，前面描述的現(xiàn)有技術(shù)中的放大器電路，其輸出功率方面的缺陷可通過本發(fā)明推薦的典型實(shí)施方式來加以克服。也就是說，現(xiàn)有技術(shù)中采用的一個(gè)或多個(gè)校正放大器，只單單用來提供校正信號(hào)，不能增強(qiáng)基頻的輸出功率。并且事實(shí)上，這些現(xiàn)有技術(shù)中采用的校正回路，由于位于主放大器后的各器件上實(shí)際存在的功率損失和耦合損失，還將最終降低基頻輸出功率。而本發(fā)明的推薦實(shí)施方式，在使電路復(fù)雜度保持較低的同時(shí)，其基頻輸出功率大體上是現(xiàn)有技術(shù)中其它可實(shí)現(xiàn)電路的兩倍。與此同時(shí)，電路中的主放大器和校正放大器可采用完全相同或非常相近的放大器，并使施加于兩個(gè)放大器的輸入功率基本相等，從而獲得優(yōu)良的溫度穩(wěn)定性。
在本發(fā)明的一種推薦實(shí)施方式中，含有至少一個(gè)基頻的輸入信號(hào)經(jīng)過第一級(jí)耦合器后，被分成第一路信號(hào)和第二路信號(hào)。第一路信號(hào)經(jīng)過主放大器后，既放大了有效信號(hào)，又產(chǎn)生了不希望有的失真產(chǎn)物。之后，主放大器輸出信號(hào)連接至第二級(jí)耦合器，以產(chǎn)生耦合信號(hào)和直達(dá)信號(hào)，兩者均為主放大器輸出信號(hào)的模擬復(fù)制。第二路信號(hào)和耦合信號(hào)，以一個(gè)預(yù)定的相對(duì)相位關(guān)系，分別作為第三級(jí)耦合器的第一輸入和第二輸入連接至第三級(jí)耦合器。然后，第三級(jí)耦合器從第二路信號(hào)的基頻信號(hào)能量中減去耦合信號(hào)的基頻信號(hào)能量，以產(chǎn)生包含基頻和失真產(chǎn)物頻率的第三路信號(hào)。第三路信號(hào)被連接至校正放大器，放大并產(chǎn)生校正放大器輸出信號(hào)，然后再連接至輸出混合器的第一輸入端。同時(shí)，直達(dá)信號(hào)被連接到輸出混合器的第二輸入端。校正放大器輸出信號(hào)和直達(dá)信號(hào)，其對(duì)應(yīng)頻率分量的相位關(guān)系將滿足既使基頻分量相加，又使失真產(chǎn)物相消。這樣使得，放大器的輸出信號(hào)做到在使失真產(chǎn)物大體相消的同時(shí)，又使最終基頻輸出信號(hào)大于主放大器的基頻輸出。
為了更全面地了解本發(fā)明，須結(jié)合其所帶附圖對(duì)其示范性實(shí)施方式加以介紹。以下為其所帶附圖的簡(jiǎn)要說明圖1描述了現(xiàn)有技術(shù)中前饋放大器電路的原理圖；圖2為基于本發(fā)明的放大器電路的電原理圖；圖3-4以表格的形式說明了圖2所示電路中各信號(hào)幅度、相位之間的關(guān)系。
在描述本發(fā)明示范性實(shí)施方式中的放大器電路時(shí)，為方便起見，在下僅描述一個(gè)用來放大高頻范圍內(nèi)的雙音頻輸入信號(hào)的低失真放大器。當(dāng)然，本發(fā)明也同樣可用于實(shí)現(xiàn)多于兩個(gè)音頻的輸入信號(hào)的低失真放大。此外，當(dāng)所用放大器單元會(huì)按其它方式產(chǎn)生不希望有的寄生信號(hào)時(shí)，本發(fā)明還可用于進(jìn)行單音頻輸入信號(hào)的低失真放大。
圖2所示為基于本發(fā)明的低失真放大器電路10，它用于線性放大輸入信號(hào)Sin，以產(chǎn)生輸出信號(hào)Sout。對(duì)圖2所示的示范性實(shí)施方式，輸入信號(hào)Sin為雙音高頻信號(hào)，是在第一基頻f1、第二基頻f2上的正弦信號(hào)，其中f2高于f1。頻率f1和f2可處于標(biāo)準(zhǔn)的無線通信頻段800-960兆赫茲的附近范圍內(nèi)；然而不用說，本發(fā)明也可用于更高和更低的頻帶范圍。如圖2所示，對(duì)Sin中f1、f2以及其它信號(hào)中所含的頻率分量，在圖中以矢量形式加以表示，以便于描述每個(gè)相同頻率分量在電路10中各點(diǎn)處的相位關(guān)系。對(duì)每個(gè)頻率分量而言，向上方向矢量與向下方向矢量的相位正好反相。
輸入信號(hào)Sin連接至第一級(jí)耦合器或功率分配器C1的輸入端12，把信號(hào)Sin分成兩路，即“耦合通道”輸出端16的信號(hào)S1、“直達(dá)通道”輸出端18的信號(hào)S2。耦合器C1通常為一無源器件，如常規(guī)分支線耦合器或威爾金森(Wilkinson)型分路器，它們將輸入功率非均衡地分配到兩個(gè)輸出端，最好是對(duì)端口18提供較高功率。舉例而言，信號(hào)S2的信號(hào)電平可能比信號(hào)S1的高1至10dB。其中，信號(hào)S1中只含f1、f2的頻率分量，它被連接至功率放大器A1進(jìn)行放大，在放大器的輸出端量7輸出放大信號(hào)S3。這里的放大器A1可以是運(yùn)行于A類、AB類或B類的常規(guī)高頻放大器，其功率增益為30dB的量級(jí)，射頻輸出功率為50W的量級(jí)。適于以上要求的放大器，在技術(shù)上是已知的，并可從大量制造商處得到其實(shí)用化的商品。
放大信號(hào)S3，既含有f1和f2的放大頻率分量，又含有不希望有的、在頻率f3和f4上的互調(diào)失真(IMD)產(chǎn)物，其中，f3為一有代表性的比f1低的頻率，f4為一個(gè)比f2高的頻率。眾所周知，當(dāng)雙音頻或多頻音輸入信號(hào)經(jīng)過一個(gè)放大器時(shí)，并非為理想的線性放大，通常會(huì)在可預(yù)知的頻率上產(chǎn)生IMD產(chǎn)物。當(dāng)放大器運(yùn)行在其飽和區(qū)或增益抑制區(qū)時(shí)，這些不希望有的IMD產(chǎn)物尤為明顯。而且，放大器運(yùn)行在增益抑制區(qū)的程度越深，產(chǎn)生的IMD產(chǎn)物就越高。此外，運(yùn)行于AB類或B類的放大器，在進(jìn)行多頻音輸入信號(hào)的放大時(shí)，往往會(huì)產(chǎn)生較高的IMD產(chǎn)物。一般而言，IMD產(chǎn)物的電平為-30dBc的量級(jí)(即比基頻或載頻電平低30分貝)。
現(xiàn)參照?qǐng)D3-4所示表格，并結(jié)合圖2所示電路10，詳細(xì)描述電路10中各信號(hào)的電壓和相位關(guān)系。為簡(jiǎn)化以下討論，將忽略電路10中各器件內(nèi)的功率損失和電壓駐波比(VSWR)損失——熟練的技術(shù)人員能容易地補(bǔ)償這些損失，以優(yōu)化電路性能。首先從輸入信號(hào)Sin開始討論，該信號(hào)含頻率為f1、f2的正弦分量，對(duì)應(yīng)電平分別為V1和V2。在本討論中，Sin的相位任意。信號(hào)S1中的f1、f2分量的電平分別為C11V1和C11V2，其中C11為耦合器C1的耦合系數(shù)。并且，信號(hào)S1中f1、f2分量的相位被定義為零度。同樣地，信號(hào)S2中f1、f2正弦分量的電平分別為 和 ，其相位也同樣假定為零度。信號(hào)S3中f1、f2分量的電平分別為G1C11V1和G1C11V2，其中G1為放大器A1的電壓增益。信號(hào)S3中f1、f2分量的相位分別為-Φ10和-Φ20，其中-Φ10和-Φ20分別代表f1、f2分量經(jīng)過放大器A1時(shí)的插入相位滯后(負(fù)號(hào)表明為相位滯后)。此外，信號(hào)S3中還包含f3、f4分量，其電平分別為V3和V4，參考相位為零度。
繼續(xù)參照?qǐng)D2-圖4，信號(hào)S3被連接至耦合器C2的輸入端22，其中，耦合器C2可以是常規(guī)混合型耦合器(如分支線耦合器)、后向起動(dòng)型(backward firing)耦合器或威爾全森型耦合器，其耦合系數(shù)為C22，通常在-10～-20dB的范圍內(nèi)。也就是說，輸出耦合端26的耦合通道信號(hào)S4，其電平比從直達(dá)端口24輸出的直達(dá)通道信號(hào)S8的電平要低10～20dB。信號(hào)S4中各頻率分量的電平各為信號(hào)S3中相對(duì)應(yīng)頻率分量電平的C22倍。相類似地有，信號(hào)S8中各頻率分量的電平各為信號(hào)S3中相對(duì)應(yīng)頻率分量電平的 倍。此外，信號(hào)S4和S8中f1-f4分量的相位相同——即分別為-Φ11--Φ41。其中，相位值-Φ11和-Φ21分別為經(jīng)過放大器A1時(shí)的相應(yīng)插入相位滯后-Φ10和-Φ20，加上經(jīng)過耦合器C2時(shí)在相應(yīng)頻率f1、f2上的相應(yīng)插入相位滯后后的所得結(jié)果。相位值-Φ31和-Φ41分別代表經(jīng)過耦合器C2時(shí)在相應(yīng)頻率f3、f4上的插入相位滯后。當(dāng)采用“同相”耦合器，如非均衡分配式威爾金森分路器等，作為耦合器C2，則信號(hào)S4中各頻率分量的相位與信號(hào)S8中對(duì)應(yīng)頻率分量的相位相同。當(dāng)耦合器C2采用分支線耦合器或其它混合型耦合器時(shí)，信號(hào)S4與S8的相位將相差90度。這些相位上的差異很容易在電路10中的其它地方加以補(bǔ)償。
另外，耦合通道信號(hào)S4連接至移相器28，本例中將該移相器設(shè)計(jì)為在頻率f1-f4中的任一頻率上，均有180度的相移。大量制造商均可提供滿足以上要求的商品化移相器，它們?cè)谀硞€(gè)特定感興趣頻段內(nèi)相對(duì)于頻率具有均勻平滑的相移特性。其中，被廣泛采用的移相器包括可變電容型移相器、PIN二極管移相器和Shiffman移相器。如果頻率f3和f4間的頻帶寬度越窄，移相器28在所有感興趣頻率上的性能就將越接近理想情況，實(shí)現(xiàn)180度的相移。實(shí)際上，只要我們利用的頻段在一個(gè)很窄的范圍內(nèi)，采用簡(jiǎn)單的半波長(zhǎng)固定長(zhǎng)度傳輸線作移相器28即可。
在任何情況下，從移相器28流出、并連接至耦合器C3耦合端29的信號(hào)S5，總包含著與S4相同的頻率分量f1-f4，兩者相位相差180度，且電平大小相同(此處忽略了應(yīng)減去的移相器28中的損耗)。因此，信號(hào)S5中的f1、f2分量，其電平分別為C22G1C11V1和C22G1C11V2，對(duì)應(yīng)相位分別為-Φ11-180和-Φ21-180。
流入耦合器C3輸入端27的信號(hào)S6，實(shí)質(zhì)上為信號(hào)S2經(jīng)過延遲線DL1延遲所得。延遲線DL1，最好可以是固定長(zhǎng)度的微帶傳輸線，并使其在頻率f1、f2上分別有-Φ11和-Φ21的相位滯后。這里的相位滯后值-Φ11、-Φ21分別等于對(duì)應(yīng)頻率f1、f2經(jīng)過放大器A1和耦合器C2后的插入相位滯后。因而，信號(hào)S6中的f1、f2分量與本例中信號(hào)S5的對(duì)應(yīng)頻率分量在相位上相差180度。
本發(fā)明的一個(gè)重要方面就在于耦合器C3的作用，最好我們將它功能設(shè)計(jì)為從信號(hào)S6中減去信號(hào)S5，以產(chǎn)生包含頻率f1-f4的信號(hào)S7。在所述范例中，信號(hào)S7中f1、f2頻率分量的相位值，等于信號(hào)S6中對(duì)應(yīng)f1、f2頻率分量的相位值延遲90度后的值，即分別為-Φ11-90和-Φ21-90。當(dāng)然，信號(hào)S7也可選取其它的相位值，這主要取決于所用的耦合器C3的類型以及它的電長(zhǎng)度(不管取什么相位值，其結(jié)果均適于補(bǔ)償信號(hào)S8流過延遲線DL2時(shí)其電延遲長(zhǎng)度的影響)。由于耦合器C3設(shè)計(jì)為相減運(yùn)算，所以信號(hào)S7中f1、f2頻率分量的電平分別為 乘以V1和V2，其中C33為耦合器C3的耦合系數(shù)。為得到如上所述的相位值，以上電壓值必須為正值；否則，信號(hào)S7的相位值將翻轉(zhuǎn)180度。另外，耦合器C3的加入和作用，還將產(chǎn)生信號(hào)S7中的f3、f4頻率分量，其電平分別為C33C22V3和C33C22V4，相應(yīng)相位分別為-Φ31-270和-Φ21-270。
為使信號(hào)S7中各頻率分量實(shí)現(xiàn)上述的幅度、相位關(guān)系，耦合器C3采用一個(gè)常規(guī)方向耦合器即可，它包括輸入端、輸出端、耦合端和隔離端，這些在該技術(shù)中是公知的。在電路10中，該常規(guī)耦合器的具體連接為輸入端與線27相連，隔離端與線29相連，直達(dá)通道輸出端與線31相連，耦合通道輸出端則連接一匹配負(fù)載。該耦合器的連接形式為一常規(guī)減法器。適于以上要求的方向耦合器有“同相”型耦合器、混合型耦合器(如分支線耦合器或環(huán)形波導(dǎo)(rat-race)耦合器〕。如果采用混合型耦合器，則其本身固有的附加90相移必須加以考慮。
信號(hào)S7中的f1、f2基頻分量，與信號(hào)S8中的對(duì)應(yīng)基頻分量在相位上相差90度；與此同時(shí)，信號(hào)S7中的f3、f4失真頻率分量，與信號(hào)S8中的對(duì)應(yīng)失真頻率分量在相位上相差270度。信號(hào)S7和S8基頻分量間的相對(duì)相位差，與信號(hào)S7和S8失真頻率分量間的相對(duì)相位差之間，存在著180度的差異?？梢钥吹?，兩個(gè)相對(duì)相位差之間存在的180度的差異，將使得能做到既使基頻分量合成以產(chǎn)生更高輸出功率，又可抵消失真產(chǎn)物功率。
繼續(xù)參照?qǐng)D2-圖4，對(duì)信號(hào)S7中頻率f1、f2的電平或功率大小，最好使其稍低于信號(hào)S1中對(duì)應(yīng)的相應(yīng)值。具體而言，對(duì)連接至放大器A2的信號(hào)S7中的基頻分量，其電平大小最好為信號(hào)S1中對(duì)應(yīng)基頻分量電平的 倍。基于以上方法，最好選擇放大器A2的增益系數(shù)G2等于放大器A1的增益系數(shù)G1，從而可使輸出混合器39的兩個(gè)輸入端的輸入功率相等，輸出混合器39將在下面描述。這樣，對(duì)放大器A1和放大器A2來說，可選用增益系數(shù)和插入相位滯后特性完全相同或非常相近的器件，以消除溫度和偏置配置變化對(duì)其性能的影響。結(jié)果發(fā)現(xiàn)，這樣的實(shí)現(xiàn)電路具有優(yōu)良的溫度穩(wěn)定性。對(duì)信號(hào)S7和S1而言，要滿足以上所述的電壓關(guān)系，須適當(dāng)選擇耦合系數(shù)C11和C22，且G1＝G2，并滿足以下所示方程(忽略功率損失和VSWR損失)1-C2221-C112-C33C11C22G1=C111-C222---(1)]]>方程(1)可從圖3、圖4所示表格的電平關(guān)系中推導(dǎo)出來。
不管是否使信號(hào)7的電平大小滿足上述關(guān)系，包含頻率分量f1-f4的信號(hào)7，都將經(jīng)增益系數(shù)為G2的放大器2進(jìn)行放大，產(chǎn)生放大信號(hào)S9。信號(hào)S9中f1-f4頻率分量的對(duì)應(yīng)相位分別為(-Φ11-90-ΦA(chǔ)21)；(-Φ21-90-ΦA(chǔ)22)；(-Φ31-270-ΦA(chǔ)23)；(-Φ41-270-ΦA(chǔ)24)，單位為度，其中，-ΦA(chǔ)21--ΦA(chǔ)24分別為對(duì)應(yīng)頻率f1-f4經(jīng)過放大器A2時(shí)的插入相位滯后。
信號(hào)S9中包含失真頻率f3、f4上的失真產(chǎn)物，分別記為“f3，S9”和“f4，S9”。這些失真產(chǎn)物主要為信號(hào)S7中對(duì)應(yīng)的失真頻率分量的放大信號(hào)。另外，信號(hào)S8經(jīng)延遲線DL2后的所得信號(hào)S10，將包含對(duì)應(yīng)頻率f3、f4上的失真產(chǎn)物“f3，S10”和“f4，S10”。同時(shí)，信號(hào)S10還包含f1、f2上的對(duì)應(yīng)基頻分量“f1，S10”和“f2，S10”。在此，最好使f1，S9和f2，S9的電平分別等于f1，S10和f2，S10的電平。要做到這點(diǎn)，可如前面所述，使放大器A1、A2的增益系數(shù)相等。此外，還最好使f3，S9的電平與f3，S10的相同，f4，S9的電平與f4，S10的相同。還要使得，在f1，S9和f2，S9的相位盡可能分別等同于f1，S10和f2，S10相位的同時(shí)，又使f3，S9和f4，S9的相位盡可能分別與f3，S10和f4，S10的相位相差量80度。
圖4詳細(xì)描述了信號(hào)S9和S10間存在的、如上所述的相位和(電平〕幅度關(guān)系，從中我們還可知道f1，S9和f2，S9的電平大小分別為 乘以V1和V2；同時(shí)，f1，S10和f2，S10的電平大小分別為 乘以V1和V2。當(dāng)f1，S9和f2，S9的相位分別等于f1，S10和f2，S10的相位，且S9和S10的對(duì)應(yīng)電平也相等時(shí)，則在輸出混合器36中，頻率分量f1和f2將相加。延遲線DL2的功能為通過插入一個(gè)插入相位滯后，來補(bǔ)償經(jīng)過放大器A2、耦合器C3端口27與31間通道時(shí)的插入相位滯后，以實(shí)現(xiàn)如上所述的相位關(guān)系。延遲線DL2可以是簡(jiǎn)單的固定長(zhǎng)度傳輸線，如微帶線，以提供所需的相位滯后，這里的相位滯后是頻率的函數(shù)。另外，延遲線DL2也可用來補(bǔ)償電路中連接各元器件所用導(dǎo)線帶來的插入相位滯后，如移相器28和耦合器C3端口29之間的連接；耦合器C3端口31和放大器A2輸入端之間的連接等等。
延遲線DL2還可用來補(bǔ)償信號(hào)S5經(jīng)過耦合器C3，以及信號(hào)S7中f3、f4分量經(jīng)過放大器A2時(shí)所帶來的插入相位滯后。在最簡(jiǎn)單的情況下，采用固定長(zhǎng)度傳輸線作延遲線DL2即可。然而，f3，S9和f4，S9的信號(hào)能量分別由以下兩部分組成1)對(duì)f3，S7和f4，S7信號(hào)分量的放大；2)放大f1，S7和f2，S7信號(hào)分量時(shí)，由固有的互調(diào)失真而新產(chǎn)生的在f3和f4上的失真產(chǎn)物。利用一些放大器，從放大的f3，S7和f4，S7的功率中減去新產(chǎn)生的IMD功率，就可產(chǎn)生人們希望得到的、大小合適的失真功率。也就是說，新的IMD分量，與由放大f3，S7和f4，S7所得信號(hào)S9中的f3、f4分量相比，相位上相差180度。在此情況下，假定G2＝G1，f3，S7和f4，S7的電平分別設(shè)定為略高于V3/G2和V4/G2。之后，還假定f3，S9和f4，S9的電平分別等于f3，S10和f4，S10的電平，即 和 。要得到上述所需電平，只要適當(dāng)選擇耦合系數(shù)C33、C22以及增益系數(shù)G2即可。
不管怎樣，放大器A2最好類似于固定長(zhǎng)度傳輸線，在覆蓋f1-f4的頻帶范圍內(nèi)具有線性的插入相位滯后特性；即使是在考慮了放大器A2產(chǎn)生f3、f4上的IMD分量的情形下，也應(yīng)具有以上特性。這樣，最好選擇固定長(zhǎng)度傳輸線作延遲線DL2。然而，在一些情況下，放大器A2中產(chǎn)生的新的IMD分量，將會(huì)妨礙放大器A2在頻率f3、f4上具有線性的插入相位滯后特性。對(duì)該問題，可通過改變S7各信號(hào)分量相對(duì)于S8對(duì)應(yīng)信號(hào)分量的相位關(guān)系來加以補(bǔ)償。也就是說，取f1，S7和f2，S7的相位不等于-Φ11-90和-Φ21-90，而保持f3，S7和f4，S7的相位分別為-Φ31-270和-Φ41-270時(shí)。如果要獨(dú)立控制f1，S7和f2，S7相對(duì)于f3，S7和f4，S7的相位關(guān)系，可通過延遲線DL1，獨(dú)立控制信號(hào)S6的相位來加以實(shí)現(xiàn)。改變S6中的信號(hào)相位，使其在頻率f1、f2上與信號(hào)S5的相位差不等于180，從而產(chǎn)生所期望的f1，S7和f2，S7的相位改變。但是隨之而來的是，f1，S7和f2，S7的電平也會(huì)由于S6減S5的矢量減法而發(fā)生相應(yīng)的改變。于是，對(duì)S7的相應(yīng)電平改變，自然須通過改變各耦合器耦合系數(shù)或其它什么來加以補(bǔ)償。
有了如上所述設(shè)置好的電平和相位關(guān)系，輸出混合器36就可分別從端口39、端口38接收信號(hào)S9和S10。對(duì)輸出混合器36，選擇為3db威爾金森型耦合器較好，它通過其內(nèi)部負(fù)載電阻消耗失真頻率上的能量以抵消信號(hào)S9和S10的失真頻率功率。如果輸出混合器36選用常規(guī)3db威爾金森型耦合器，則端口38和39為該耦合器的兩個(gè)70.7歐的分支線輸出端，端口40為該耦合器的一50歐輸入端。當(dāng)大小相等、相位相反的兩個(gè)信號(hào)連接至3db威爾金森型耦合器的兩個(gè)分路線端口，則兩個(gè)信號(hào)的功率將在其包含的負(fù)載電阻內(nèi)被消耗掉。同樣，當(dāng)大小相等、相位相同的兩個(gè)信號(hào)連接至該耦合器的端口38和39，則兩個(gè)信號(hào)的所有功率都將出現(xiàn)在該耦合器的輸入端40。正因如此，在理想情況下，從端口40流出的輸出信號(hào)Sout在頻率f1和f2上的電平分別為 乘以V1和V2，且沒有頻率f3和f4上的失真產(chǎn)物。因而，在理想無損情況下，Sout具有兩倍于前面討論的現(xiàn)有技術(shù)里的前饋放大器的基頻輸出功率。然而，前面討論的現(xiàn)有技術(shù)里的前饋放大器，其采用的校正放大器僅用來產(chǎn)生失真頻率校正信號(hào)。當(dāng)然，對(duì)本發(fā)明需要注意的是由于電路10中各元器件存在的制造誤差容限，使得難以完全抵消頻率f3、f4上的失真產(chǎn)物；并且，實(shí)際存在的功率損耗也使輸出功率的提高不能達(dá)到3dB。
對(duì)本發(fā)明還需注意的是，在分別比f3、f4更低和更高的頻率上，由于放大器A2在放大f3，S7和f4，S7的同時(shí)產(chǎn)生的固有IMD產(chǎn)物，將產(chǎn)生電平很低的附加失真產(chǎn)物。它們經(jīng)過威爾金森混合器后，雖有一定程度的削弱，但仍將作為信號(hào)Sout的一部分而出現(xiàn)。
在以上的推薦實(shí)施方式中，我們采用了3db威爾金森混合器36。當(dāng)然，如果信號(hào)S9中基頻分量電平與信號(hào)S10中對(duì)應(yīng)基頻分量電平不均衡，則混合器36可采用非均衡式的功率分配/混合耦合器。適用于該情況下的耦合器包括非均衡分配式的威爾金森型耦合器和分支線耦合器。
建立如圖2所示電路10的放大器電路，并采用頻率范圍在870-890兆赫茲內(nèi)的多頻音輸入信號(hào)進(jìn)行有關(guān)測(cè)試。其測(cè)試結(jié)果表明IMD電平由經(jīng)過主放大器(未經(jīng)校正放大器)時(shí)的-36dBc提高到經(jīng)過前饋回路中校正放大器后的.64dBc；該放大器電路的輸出功率比只經(jīng)過主放大器的功率要高2.7dB.
如上所述，闡述了基于本發(fā)明的一種前饋放大器電路的實(shí)施方式，它可用于以一種基本無失真的方式放大單音頻或多頻音輸入信號(hào)。與現(xiàn)有技術(shù)中采用的前饋失真相消放大器相比，以上所述的放大器電路的突出優(yōu)點(diǎn)在于采用了誤差校正放大器，既在我們不希望有的失真頻率上提供校正信號(hào)，以實(shí)現(xiàn)失真產(chǎn)物的相消；又能同時(shí)提供附加基頻功率，從而顯著增加放大器電路的整體輸出功率。
當(dāng)然，這里所述的實(shí)施方式只是一個(gè)范例，每個(gè)熟練的技術(shù)人員都可在不脫離本發(fā)明的思想、范圍的前提下，對(duì)上述的實(shí)施方式加以改進(jìn)和變化。所有這些變化和改進(jìn)，均包括在附加的權(quán)利要求書中所定義的本發(fā)明的范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一個(gè)能放大含有至少一個(gè)基頻信號(hào)能量的輸入信號(hào)，以提供低失真輸出信號(hào)的放大器電路，包括一個(gè)第一放大器，它用于放大所述輸入信號(hào)，以產(chǎn)生第一放大信號(hào)，該第一放大信號(hào)包括所述至少一個(gè)基頻上具有第一幅度的信號(hào)能量和至少一個(gè)失真頻率上的功率；一個(gè)第二放大器，它用于放大從所述第一放大信號(hào)得到的第二信號(hào)，以產(chǎn)生第二放大信號(hào)，該第二放大信號(hào)包括所述至少一個(gè)基頻上的信號(hào)能量和所述至少一個(gè)失真頻率上的功率；以及一個(gè)混合器，用于完成將在所述至少一個(gè)基頻上的所述第二放大信號(hào)的信號(hào)能量，與在所述至少一個(gè)基頻上的所述第一放大信號(hào)的信號(hào)能量合并起來，產(chǎn)生所述輸出信號(hào)；同時(shí)，在所述至少一個(gè)失真頻率上，使得所述第一放大信號(hào)和所述第二放大信號(hào)功率相消，從而使得，所述輸出信號(hào)在所述至少一個(gè)失真頻率上有很低的功率，并在所述至少一個(gè)基頻上具有高于所述第一幅度的第二幅度信號(hào)能量。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的放大器電路，還包括一個(gè)耦合器，耦合所述第一、第二放大器，用于產(chǎn)生在所述至少一個(gè)基頻上的、具有一定信號(hào)能量的所述第二信號(hào)，該信號(hào)與所述第一放大信號(hào)的相應(yīng)信號(hào)能量在相位上存在著一個(gè)第一預(yù)定相位差；以及在所述至少一個(gè)失真頻率上的、具有一定功率的所述第二信號(hào)，該信號(hào)與所述第一放大信號(hào)的相應(yīng)功率在相位上存在著一個(gè)第二預(yù)定相位差；因此，在所述第二信號(hào)中，所述第一預(yù)定相位差與所述第二預(yù)定相位差存在著一個(gè)第一給定相位關(guān)系，其中，具有所述第一給定相位關(guān)系的所述第二信號(hào)，通過所述第二放大器進(jìn)行放大，將產(chǎn)生相對(duì)于所述第一放大信號(hào)存在著一個(gè)第二給定相位關(guān)系的所述第二放大信號(hào)，并使所述混合器在相消失真頻率功率的同時(shí)，合并基頻信號(hào)能量。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的放大器電路，其中，所述第二預(yù)定相位差與所述第一預(yù)定相位差大體相差180度。
4.根據(jù)權(quán)利要求2的放大器電路，其中，所述輸入信號(hào)包括多頻音高頻信號(hào)。
5.一個(gè)能放大含有至少一個(gè)基頻信號(hào)能量的輸入信號(hào)，以提供低失真輸出信號(hào)的放大器電路，包括一個(gè)第一耦合器，它用于將所述輸入信號(hào)分成兩路信號(hào)第一和第二信號(hào)；一個(gè)第一放大器，它用于放大所述輸入信號(hào)，以產(chǎn)生第一放大信號(hào)，該第一放大信號(hào)包括所述至少一個(gè)基頻上具有第一幅度的信號(hào)能量，和至少一個(gè)失真頻率上的功率；一個(gè)第二耦合器，它用于將所述第一放大信號(hào)分成兩路信號(hào)耦合信號(hào)和直達(dá)信號(hào)；一個(gè)第三耦合器，它用于從所述第二信號(hào)的信號(hào)能量中減去所述耦合信號(hào)的信號(hào)能量，以產(chǎn)生一個(gè)第三信號(hào)，該第三信號(hào)包括所述至少一個(gè)基頻上的信號(hào)能量，以及所述至少一個(gè)失真頻率上的功率；一個(gè)第二放大器，它用于放大所述第三信號(hào)，以產(chǎn)生第二放大信號(hào)，該第二放大信號(hào)包括所述至少一個(gè)基頻上的信號(hào)能量，和所述至少一個(gè)失真頻率上的功率；以及一個(gè)混合器，用于完成將在所述至少一個(gè)基頻上的所述第二放大信號(hào)的信號(hào)能量，與在所述至少一個(gè)基頻上的所述直達(dá)信號(hào)的信號(hào)能量結(jié)合起來，產(chǎn)生所述輸出信號(hào)；同時(shí)，在所述至少一個(gè)失真頻率上，使得所述第一放大信號(hào)和所述第二放大信號(hào)功率相消，從而使得，所述輸出信號(hào)在所述至少一個(gè)失真頻率上有很低的功率，并在所述至少一個(gè)基頻上具有高于所述第一幅度的第二幅度信號(hào)能量。
6.根據(jù)權(quán)利要求5的放大器電路，還包括一個(gè)位于所述第二耦合器和所述第三耦合器之間的移相器，用于對(duì)所述耦合信號(hào)進(jìn)行移相，使得施加于所述混合器上的、所述至少一個(gè)基頻上的所述耦合信號(hào)的信號(hào)能量，與施加于所述第三耦合器上的、所述至少一個(gè)基頻上的所述第二信號(hào)的信號(hào)能量，在相位上大體相差180度。
7.根據(jù)權(quán)利要求5的放大器電路，其中，所述直達(dá)信號(hào)的信號(hào)能量，在所述至少一個(gè)基頻上、以第三幅度施加于所述混合器；以及，所述第二放大信號(hào)的信號(hào)能量，在所述至少一個(gè)基頻上、以與所述第三幅度大體相同的第四幅度施加于所述混合器。
8.根據(jù)權(quán)利要求5的放大器電路，其中，所述第一放大器以第一增益系數(shù)放大所述第一信號(hào)；而且，所述第二放大器，以與所述第一增益系數(shù)大體相同的第二增益系數(shù)放大所述第三信號(hào)。
9.根據(jù)權(quán)利要求5的放大器電路，其中，所述第二放大器的一個(gè)輸入端用以接收所述第三信號(hào)。其中，所述第三信號(hào)在所述至少一個(gè)基頻上的所述信號(hào)能量，與所述直達(dá)信號(hào)在所述至少一個(gè)基頻上的所述信號(hào)能量相比，在相位上相差一個(gè)第一預(yù)定相位差；并且，所述第三信號(hào)在所述至少一個(gè)失真頻率上的所述功率，與所述直達(dá)信號(hào)的對(duì)應(yīng)失真功率相比，在相位上相差一個(gè)第二預(yù)定相位差；從而，在所述第三信號(hào)中，所述第一預(yù)定相位差與所述第二預(yù)定相位差存在著一個(gè)第一確定相位關(guān)系，其中，具有所述第一確定相位關(guān)系的所述第三信號(hào)，通過所述第二放大器進(jìn)行放大，將產(chǎn)生相對(duì)于所述直達(dá)信號(hào)存在著一個(gè)第二確定相位關(guān)系的所述第二放大信號(hào)，并使所述混合器在相消失真頻率功率的同時(shí)，合并基頻信號(hào)能量。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的放大器電路，其中，所述第二預(yù)定相位差與所述第一預(yù)定相位差大體相差180度。
11.根據(jù)權(quán)利要求6的放大器電路，還包括一個(gè)在所述第一、第三耦合器間進(jìn)行耦合的延遲線，它作為頻率的函數(shù)，用于補(bǔ)償所述耦合信號(hào)的相位，從而使其滿足施加于所述第三耦合器上的、多個(gè)基頻上的所述耦合信號(hào)的信號(hào)能量，與任一個(gè)所述多個(gè)基頻上的所述第二信號(hào)的信號(hào)能量，在相位上大體相差180度。
12.根據(jù)權(quán)利要求5的放大器電路，還包括一個(gè)在所述第二耦合器和所述混合器間進(jìn)行耦合的延遲線，用以延遲所述直達(dá)信號(hào)的相位，從而使其滿足施加于所述混合器上的、多個(gè)基頻上的所述直達(dá)信號(hào)的信號(hào)能量，與任一個(gè)所述多個(gè)基頻上的所述第二信號(hào)的信號(hào)能量，在相位上大體同相。
13.根據(jù)權(quán)利要求12的放大器電路，其中，所述延遲線使得施加于所述混合器上的、多個(gè)失真頻率上的所述直達(dá)信號(hào)的功率，與在對(duì)應(yīng)所述多個(gè)失真頻率上的與所述第二放大信號(hào)的功率，在相位上大體相差180度。
14.根據(jù)權(quán)利要求5的放大器電路，其中，所述直達(dá)信號(hào)的功率，在所述至少一個(gè)失真頻率上，以第三幅度施加于所述混合器；以及，所述第二放大信號(hào)的功率，在所述至少一個(gè)失真頻率上，以與所述第三幅度大體相同的第四幅度施加于所述混合器。
15.根據(jù)權(quán)利要求5的放大器電路，其中，所述混合器包括均衡式功率混合的威爾金森型耦合器。
16.根據(jù)權(quán)利要求9的放大器電路，其中，所述第一放大器以第一增益系數(shù)放大所述第一信號(hào)；所述第二放大器，以與所述第一增益系數(shù)大體相同的第二增益系數(shù)放大所述第三信號(hào)；并且，所述至少一個(gè)失真頻率上的所述第三信號(hào)的能量為第三幅度，并大于所述至少一個(gè)失真頻率上的所述第一放大信號(hào)的幅度除以所述第二增益系數(shù)的結(jié)果。
17.根據(jù)權(quán)利要求5的放大器電路，其中所述直達(dá)信號(hào)在頻率f1、f2、f3、f4的電平分別為 G1C11V1、 ，其中，頻率f1、f2為所述輸入信號(hào)對(duì)應(yīng)的第一、第二基頻；f3、f4為所述第一放大信號(hào)的失真頻率；V1、V2為所述輸入信號(hào)在頻率f1、f2上的對(duì)應(yīng)電平；V3、V4為所述第一放大信號(hào)在頻率f3、f4上的對(duì)應(yīng)電平；G1為所述第一放大器的增益系數(shù)；C11、C22分別為所述第一、第二耦合器的耦合系數(shù)；所述直達(dá)信號(hào)在頻率f1-f4上的相位分別為-Φ11、-Φ21、-Φ31、-Φ41；所述直達(dá)信號(hào)在頻率f1和f2上的電平分別為 乘以V1和V2，其中C33為所述第三耦合器的耦合系數(shù)；所述直達(dá)信號(hào)在頻率f3、f4上的電平分別為C33C22乘以V3和V4；所述直達(dá)信號(hào)在頻率f1-f4上的相位，以度為單位，分別為-Φ11-X、-Φ21-X、-Φ31-X-180，-Φ41-X-180，其中X是一個(gè)定常相位值。
18.一個(gè)放大含有至少一個(gè)基頻信號(hào)能量的輸入信號(hào)，以提供低失真輸出信號(hào)的方法，所述方法包括放大所述輸入信號(hào)，以產(chǎn)生第一放大信號(hào)，該第一放大信號(hào)包括所述至少一個(gè)基頻上具有第一幅度的信號(hào)能量，和至少一個(gè)失真頻率上的功率；放大從所述第一放大信號(hào)得到的第二信號(hào)，以產(chǎn)生第二放大信號(hào)，該第二放大信號(hào)包括所述至少一個(gè)基頻上的信號(hào)能量和所述至少一個(gè)失真頻率上的功率；結(jié)合所述至少一個(gè)基頻上的所述第二放大信號(hào)的信號(hào)能量，與所述至少一個(gè)基頻上的所述第一放大信號(hào)的信號(hào)能量，以產(chǎn)生第二幅度的所述輸出信號(hào)，其中第二幅度大于所述第一幅度；以及，相消所述至少一個(gè)失真頻率上的所述第二放大信號(hào)和所述直達(dá)信號(hào)的功率，從而使得，所述輸出信號(hào)大體上只包含所述至少一個(gè)基頻上的信號(hào)能量。
19.根據(jù)權(quán)利要求18的方法，還包括產(chǎn)生所述至少一個(gè)基頻上具有一定信號(hào)能量的所述第二信號(hào)，它與所述第一放大信號(hào)的相應(yīng)信號(hào)能量在相位上存在著一個(gè)第一預(yù)定相位差；以及，產(chǎn)生所述至少一個(gè)失真頻率上的具有一定功率的所述第二信號(hào)，它與所述第一放大信號(hào)的相應(yīng)功率在相位上存在著一個(gè)第二預(yù)定相位差；從而，在所述第二信號(hào)中，所述第一預(yù)定相位差與所述第二預(yù)定相位差存在著一個(gè)第一確定相位關(guān)系，其中，第二放大器的所述放大，將產(chǎn)生所述第二放大信號(hào)，它相對(duì)于所述第一放大信號(hào)存在著一個(gè)第二確定相位關(guān)系，并使得能完成基頻信號(hào)能量的所述合并，以及失真頻率功率的所述相消。
20.根據(jù)權(quán)利要求19的方法，其中，所述第一、第二幅度為功率大小，并且所述第二幅度大體上為所述第一幅度的兩倍。
全文摘要
在前饋回路中采用一個(gè)主放大器和一個(gè)校正放大器的低失真放大器電路，尤其適用于放大多頻音輸入信號(hào)。其中，主放大器既產(chǎn)生基頻信號(hào)功率，又產(chǎn)生不希望有的失真產(chǎn)物。校正放大器則在失真產(chǎn)物的頻率上產(chǎn)生校正信號(hào)，以抵消主放大器所產(chǎn)生的失真產(chǎn)物。此外，校正放大器還產(chǎn)生基頻信號(hào)功率，并與主放大器所產(chǎn)生的基頻信號(hào)功率相結(jié)合，從而增強(qiáng)放大器電路的輸出功率。
文檔編號(hào)H03F1/32GK1150719SQ96111188
公開日1997年5月28日 申請(qǐng)日期1996年9月5日 優(yōu)先權(quán)日1995年9月8日
發(fā)明者理查德·約瑟夫·利斯克, 劉紋, 杰羅爾德·莫拉齊克 申請(qǐng)人:美國(guó)電報(bào)電話Ipm公司