專利名稱：均衡裝置與使用其的接收器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種均衡技術，且特別涉及一種適用于多群集(cluster)通道的均衡技術。

背景技術：
在無線通信的環(huán)境中，由于電磁波受到接收器與傳送端之間障礙物的繞射與折射所造成的多路徑現(xiàn)象，使得通道就時域上觀察時，通道中具有多條延遲路徑，而以頻率的角度觀察時，通道可視為一頻率選擇通道(frequency-selective channel)。而在目前的各種通信系統(tǒng)中，以展頻(spread-spectrum)系統(tǒng)最容易受到頻率選擇通道的干擾，而造成接收器效能下降。
以目前的碼分多址(Code Division Multiple Access，以下簡稱為CDMA)系統(tǒng)為例。為了解決頻率選擇通道的干擾，CDMA系統(tǒng)的接收器廣泛利用均衡器(equalizer)技術來均衡頻率選擇通道，換句話說，均衡器用來將頻率選擇通道均衡為頻率平坦通道(frequency-flat channel)，降低頻率選擇通道對接收信號造成的影響。
圖1繪示為傳統(tǒng)的CDMA系統(tǒng)利用均衡器的接收器的系統(tǒng)方塊圖。請參考圖1，接收信號r[m]經(jīng)由通道估測單元110估測出通道響應，也就是估測出通道中各延遲路徑的延遲時間τ與每個延遲時間對應的通道增益

并利用所估測出的通道增益

計算出均衡器中的多個權重w0，w1，w2，...，wF-1，再將權重w0，w1，w2，...，wF-1輸出給均衡器130。均衡器130將接收信號r[m]依序延遲一碼片時間(chipduration)TC，再分別將原始的接收信號r[m]與延遲的接收信號r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]乘上權重w0，w1，w2，...，wF-1后，再將多個乘積結合后輸出。而相關器150以客戶端的展頻碼(spreading code)c[n]來解展頻經(jīng)過均衡器130處理的接收信號r(t)，并利用決策單元170解調(diào)出一數(shù)字信號
上述的均衡器130的窗口長度表示為F。而目前的均衡器技術中，已有許多的文獻(例如注[1])討論到均衡器的窗口長度F必須要大于或等于兩倍的通道長度時，均衡器才能有效地消除通道對接收信號的影響。因此，就接收器的硬件而言，若通道估測的窗口長度設計為L，其均衡器的窗口長度F將會被設計為2L。
然而，當通道的延遲擴散(delay spread)較為嚴重的狀況下，實際傳輸通道的長度大大地增加，如圖2所示。圖2繪示為通道功率延遲剖面圖(channel power delay profile)。請參考圖2，橫坐標為延遲時間τ，單位為納秒(nanosecond，ns)，縱坐標為功率

單位為dB。由圖2可觀察出，通道中的延遲路徑在時間的分布上稀疏，并由延遲時間的分布，延遲路徑可以被分為兩個群集(cluster)，兩個群集表示為Cluster1與Cluster2。造成此通道現(xiàn)象的原因，可能是由于在丘陵地帶(Hilly Terrain，HT)中，傳送端所發(fā)出的電磁波經(jīng)過長距離的反射后，才被接收器所接收，因而產(chǎn)生Cluster2的延遲路徑?；蛘呤?，接收器剛好位于兩個基站的傳輸范圍下，使接收器可以同時接收到兩個基站所發(fā)出的信號，因而產(chǎn)生Cluster1與Cluster2的延遲路徑。
在上述圖2的通道環(huán)境下，由于硬件限制的原因，接收器的均衡器的窗口長度若維持為F＝2L時，均衡器的窗口長度將不夠考慮到通道中的每條延遲路徑，造成均衡器將無法均衡傳輸通道，進而使得接收器的效能下降。
目前美國專利早期公開號2006/0109892 A1已經(jīng)提出一種具有兩個均衡器的接收器，如圖3所示。其中，接收器300的兩個均衡器335與340分別考慮兩個群集的延遲路徑305A與305B，來對接收信號進行均衡器的運算。之后，再將兩個均衡器335與340均衡后的信號結合，并輸出至CMIS電路352。CMIS電路在352進行信號還原之后，將所還原的信號回授至加法器325與330。
上述美國專利早期公開案在計算權重時，均衡器335的權重僅考慮第一個群集的延遲路徑的通道響應305A，均衡器340的權重僅考慮第二個群集的延遲路徑的通道響應305B，換句話說，均衡器335與340的權重并沒有在最小均方誤差(Minimum Mean Square Error，MMSE)的準則下計算而得。實際上，當信號在通道中傳輸時，均衡器335所接收到的信號也受到了第二個群集的延遲路徑305B的干擾，但是，均衡器335卻只能夠降低第一個群集的延遲路徑305A的干擾。同樣地，均衡器340所接收到的信號也受到了第一個群集的延遲路徑305A的干擾，但是，均衡器340卻只能夠降低第二個群集的延遲路徑305B的干擾。因此，上述專利雖然使用了兩個均衡器335與340，但是仍無法同時降低兩個群集的延遲路徑305A與305B的干擾。由于均衡器335與340無法完全降低通道中的干擾，CMIS電路所還原后的信號也還存在有通道中的干擾，但是，此包含有干擾的還原信號卻被回授至加法器325與330，因而造成接收器的錯誤傳遞(error propagation)的問題。另外，若接收器所接收的信號能量較小時，此回授機制可能會造成接收器的信號干擾噪聲比(Signal-to-Interference plus Noise Ratio，SINR)過小，進而使得接收器的效能下降。
注[1]M.Melvasalo，P.

and V.Koivunen.，“Low complexityspace-time MMSE equalization in WCDMA systems，”proc.of 2005 IEEE16th International Symposium on Personal，Indoor and Mobile RadioCommunications，Berlin，Germany，pp.306-310，2005.

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種均衡裝置，使得接收器能夠完整地處理來自于不同群集的干擾，進而大大降低接收信號中的干擾。
本發(fā)明提供一種接收器，利用兩個均衡器來消除來自于不同群集中的延遲路徑的干擾，以增加均衡器的效能。
本發(fā)明提出一種均衡裝置，接收來自一傳送端經(jīng)由一傳輸通道的一接收信號，傳輸通道具有多個延遲路徑，并且，多個延遲路徑至少具有一第一群集與一第二群集。均衡裝置包括通道估測單元、權重計算單元、第一均衡器與第二均衡器。其中，通道估測單元估測第一群集對應的延遲路徑的增益以及第二群集對應的延遲路徑的增益。權重計算單元將第一群集與第二群集對應的延遲路徑的增益進行一最小均方誤差演算，以得到多個第一權重與多個第二權重。而第一均衡器依據(jù)多個第一權重，對接收信號進行均衡運算后，得到一第一均衡信號。第二均衡器依據(jù)多個第二權重，對接收信號進行均衡運算后，得到一第二均衡信號。
本發(fā)明提出一種接收器，接收來自一傳送端經(jīng)由一傳輸通道的一接收信號，傳輸通道具有多個延遲路徑，多個延遲路徑至少具有一第一群集與一第二群集，接收器包括通道估測單元、權重計算單元、第一均衡器、第二均衡器與結合單元。其中，通道估測單元估測第一群集對應的延遲路徑的增益以及第二群集對應的延遲路徑的增益。權重計算單元將第一群集與第二群集對應的延遲路徑的增益進行一最小均方誤差演算，以得到多個第一權重與多個第二權重。而第一均衡器依據(jù)多個第一權重，對接收信號進行均衡運算后，得到一第一均衡信號。第二均衡器依據(jù)多個第二權重，對接收信號進行均衡運算后，得到一第二均衡信號。結合單元結合第一均衡信號與第二均衡信號，并輸出一結合信號。而解調(diào)制單元將結合信號解調(diào)制后，輸出一數(shù)字信號。
在本發(fā)明的一實施例中，上述的通道估測單元具有一通道估測窗口，表示為W，通道估測單元所估測出的第一群集對應的延遲路徑的增益表示為h
，h[1]，...，h[W-1]，通道估測單元所估測出的第二群集對應的延遲路徑的增益表示為h[K]，h[K+1]，...，h[K+W-1]，第一群集與第二群集之間的延遲時間差值表示為K，第一權重分別表示為w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1，第二權重分別表示為w2，0，w2，1，w2，2，...，w2，F(xiàn)-1，時間索引m對應該接收信號表示為r[m]，而權重計算單元依據(jù)計算出第一權重與該些第二權重，其中，上標T表示矩陣轉置運算，上標-1表示反矩陣運算，



為一接收向量y[m]的自相關函數(shù)矩陣，接收向量y[m]＝(rT[m]rT[m-K])T r[m]＝(r[m]r[m-1]…r[m-F+1])T， r[m-K]＝(r[m-K]r[m-K-1]…r[m-K-F+1])T，

，表示

與

第D列的元素所堆疊的向量，D為小于或等于F+W-1的任意正整數(shù)。
在本發(fā)明的一實施例中，上述的權重計算單元利用 以及 計算第一權重與第二權重，其中，h2，D表示

中的第D列上的元素所組成的向量，h1，D表示

中的第D列上的元素所組成的向量。IDFT表示反離散傅立葉轉換，DFT表示離散傅立葉轉換。與皆為對角線矩陣，其中且diag{x}表示一對角矩陣，其對角線元素由向量x的元素所組成，(·)1表示取出矩陣內(nèi)第一列上的元素，

表示離散傅立葉轉換(Discrete Fourier Transform，DFT)矩陣，

與

為近似于

與

的循環(huán)矩陣，

表示該傳輸通道中的高斯噪聲的變異數(shù)，

表示維度為F×F的單位矩陣。
在本發(fā)明的一實施例中，上述的第一均衡器包括多個第一延遲單元、多個第一乘法單元以及第一加法器。其中，多個第一延遲單元依序將接收信號r[m]延遲單位時間后，分別輸出多個第一延遲信號，多個第一延遲信號表示為r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]。多個第一乘法單元將接收信號r[m]與第一延遲信號r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]分別乘以對應的第一權重的共軛w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1*后，得到多個第一乘法信號w1，0*·r[m]，w1，1*·r[m-1]，w1，2*·r[m-2]，...，w1，F(xiàn)-1*·r[m-F+1]。而第一加法器將第一乘法信號w1，0*·r[m]，w1，1*·r[m-1]，w1，2*·r[m-2]，...，w1，F(xiàn)-1*·r[m-F+1]相加后，得到第一均衡信號。
在本發(fā)明的一實施例中，上述的均衡裝置更包括一群集延遲單元將接收信號r[m]延遲K個單位時間后，得到一群集延遲信號r[m-K]。而第二均衡器包括多個第二延遲單元、多個第二乘法單元以及第二加法器。其中，多個第二延遲單元依序將群集延遲信號r[m-K]延遲單位時間后，分別輸出多個第二延遲信號r[m-K-1]，r[m-K-2]，...，r[m-K-F+1]。多個第二乘法單元將群集延遲信號r[m-K]與第二延遲信號r[m-K-1]，r[m-K-2]，...，r[m-K-F+1]分別乘以第二權重的共軛w2，0*，w2，1*，w2，2*，...，w2，F(xiàn)-1*后，得到多個第二乘法信號w2，0*·r[m-K]，w2，1*·r[m-K-1]，w2，2*·r[m-K-2]，...，w1，F(xiàn)-1*·r[m-K-F+1]。而第二加法器將第二乘法信號w2，0*·r[m-K]，w2，1*·r[m-K-1]，w2，2*·r[m-K-2]，...，w1，F(xiàn)-1*·r[m-K-F+1]相加后，得到第二均衡信號。
在本發(fā)明的一實施例中，上述的均衡裝置，更包括一多路徑搜尋器，用以搜尋出傳輸通道中的延遲路徑，并依據(jù)延遲路徑的延遲時間，判斷傳輸通道中的群集個數(shù)。另外，多路徑搜尋器用以搜尋第一群集與第二群集之間的延遲時間的差值，表示為K。
在本發(fā)明的一實施例中，上述的均衡裝置更包括一開關，其一端接收來自于通道的接收信號，其另一端耦接至群集延遲單元，用以當多路徑搜尋器判斷出傳輸通道中的群集個數(shù)為1時，使開關為斷開狀態(tài)。當多路徑搜尋器判斷出傳輸通道中的群集個數(shù)大于1時，使開關為接通狀態(tài)。
在本發(fā)明的一實施例中，上述的均衡裝置更包括一切換單元，具有一第一輸入端、一第二輸入端與一輸出端。其中，切換單元的第一輸入端接收群集延遲信號r[m-K]，其第二輸入端接收接收信號r[m]，其輸出端耦接至第二均衡器。當多路徑搜尋器判斷出傳輸通道中的群集個數(shù)為1時，則切換單元的第二輸入端耦接至輸出端，當多路徑搜尋器判斷出傳輸通道中的群集個數(shù)大于1時，則切換單元的第一輸入端耦接至輸出端。
本發(fā)明因采用兩個均衡器分別均衡不同群集的延遲路徑下的接收信號，同時，兩個均衡器的權重在最小均方誤差的準則下，分別利用整個通道的增益進行計算而得，使得兩個均衡器能夠大大降低整個通道中的不同群集的延遲路徑所造成的干擾。
為讓本發(fā)明的上述特征和優(yōu)點能更明顯易懂，下文特舉較佳實施例，并配合附圖，作詳細說明如下。



圖1繪示為傳統(tǒng)的CDMA系統(tǒng)利用均衡器的接收器的系統(tǒng)方塊圖。
圖2繪示為通道功率延遲剖面圖。
圖3繪示為美國2006/0109892號專利中的接收器的系統(tǒng)方塊圖。
圖4繪示為本發(fā)明實施例的傳輸通道的功率延遲剖面圖。
圖5繪示為應用本發(fā)明實施例的均衡裝置的接收器的系統(tǒng)方塊圖。
圖6繪示為本發(fā)明實施例的權重計算單元540的系統(tǒng)方塊圖。
圖7繪示為本發(fā)明實施例的均衡方法流程圖。
圖8繪示為在固定傳輸功率與干擾能量比值(Ior/Ioc)固定下，不同碼片能量與傳輸功率比值EC/Ior下的錯誤率趨勢圖。
圖9繪示為應用本發(fā)明另一實施例的均衡裝置的接收器的系統(tǒng)方塊圖。
圖10繪示為應用本發(fā)明另一實施例的均衡裝置的接收器的系統(tǒng)方塊圖。
圖11繪示為本發(fā)明另一實施例的均衡方法流程圖。
主要附圖標記說明 110、530通道估測單元 130、335、340均衡器 150相關器 170決策單元 Cluster1、Cluster2、305A、305B延遲路徑的群集 300、500、900、1000接收器 352CMIS電路 325、330加法器 505均衡裝置 510第一均衡器 520第二均衡器 521群集延遲單元 512_1～512_(F-1)第一延遲單元 514_0～514_(F-1)第一乘法器 522_1～522_(F-1)第一延遲單元 524_0～524_(F-1)第一乘法器 516第一加法器 526第二加法器 540權重計算單元 550結合單元 560解調(diào)制單元 570多路徑搜尋器 580開關 590切換單元 610導向向量生成單元 620相關矩陣生成單元 630循環(huán)矩陣生成單元 640傅立葉計算單元 650增益系數(shù)計算單元 660乘法計算單元 670反傅立葉計算單元 S710～S760本發(fā)明實施例的均衡方法的各步驟 S1～S4模擬曲線 S1110～S1190本發(fā)明另一實施例的均衡方法的各步驟
具體實施例方式 為了降低延遲擴散過大的通道對接收信號所造成的干擾，本發(fā)明實施例提出了一種均衡裝置與方法。在此為了方便說明本實施例，假設傳輸通道的功率延遲剖面圖如圖4所示。請參考圖4，其縱坐標為功率，橫坐標為延遲時間，并且，橫坐標以離散時間表示。由圖4可看出，多條延遲路徑在延遲時間的分布上可以分為第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2。其中，第一群集Cluster 1的通道長度假設為L1，第二群集Cluster 2的通道長度假設為L2，而第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2之間的延遲時間相差K個單位時間。
以下以離散時間來表示接收信號與通道響應，并且，由圖4可知，第m個單位時間的接收信號可表示為 其中，h[·]表示為通道增益，d[·]為傳送端所發(fā)出的信號，v[·]為高斯噪聲(Gaussian noise)。
為了方便說明本實施例，以下假設本實施例提出的均衡裝置應用于一接收器，如圖5所示。圖5繪示為應用本發(fā)明實施例的均衡裝置的接收器的系統(tǒng)方塊圖。請參考圖5，接收器500包括本發(fā)明實施例所提出的均衡裝置505、解調(diào)制單元560與決策單元570。其中，均衡裝置505接收經(jīng)由傳送端發(fā)出且經(jīng)由傳輸通道的接收信號r[m]，并且均衡接收信號r[m]，以消除傳輸通道對接收信號r[m]的干擾。接著，均衡裝置505將輸出均衡后的一結合信號q[m]至解調(diào)制單元560。解調(diào)制單元560將結合信號q[m]解調(diào)制為一數(shù)字信號
本發(fā)明實施例所提出均衡裝置505包括第一均衡器510、第二均衡器520、群組延遲單元521、通道估測單元530、權重計算單元540與結合單元550。其中，通道估測單元530估測通道中的多條延遲路徑的通道增益。在此若考慮硬件上的限制時，通道估測單元530可以具有固定的通道估測窗口(channel estimation window)W1與W2來分別估測第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2的延遲路徑。因此，上述第(1)式中的接收信號可表示為 權重計算單元540以第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2對應的延遲路徑的通道增益進行最小均方誤差(MMSE)算法后，得到多個第一權重與多個第二權重。在此假設第一權重與多個第二權重的個數(shù)皆為F，因此，多個第一權重可表示為w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1，而多個第二權重可表示為w2，0，w2，1，w2，2，...，w2，F(xiàn)-1。為了本實施敘述的流暢度，本實施例在較為后面的內(nèi)容中，才會詳細地說明權重計算單元440如何以最小均方誤差算法計算出第一權重w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1與第二權重w2，0，w2，1，w2，2，...，w2，F(xiàn)-1。
第一均衡器510將依據(jù)第一權重w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1，對接收信號r[m]進行均衡運算后，得到一第一均衡信號。而群集延遲單元521將接收信號r[m]延遲K個單位時間T后，得到一群集延遲信號r[m-K]并輸出至第二均衡器520。第二均衡器520將依據(jù)第二權重w2，0，w2，1，w2，2，...，w2，F(xiàn)-1，對接收信號r[m]進行均衡運算后，得到一第二均衡信號。結合單元550結合第一均衡信號與第二均衡信號，并輸出結合信號q[m]。
為了方便說明本實施例，以下假設第一均衡器510與第二均衡器520的內(nèi)部架構為一有限脈沖響應(Finite Impulse Response，F(xiàn)IR)濾波器，如圖5所示。其中，第一均衡510包括多個第一延遲單元512_1～512_(F-1)、多個第一乘法單元514_0～514_(F-1)與第一加法器516。多個第一延遲單元512_1～512_(F-1)依序將接收信號r[m]延遲一單位時間T后，分別輸出多個第一延遲信號r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]。多個第一乘法單元514_0～514_(F-1)將接收信號r[m]與第一延遲信號r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]分別乘以第一權重的共軛w1，0*，w1，1*，w1，2*，...，w1，F(xiàn)-1*后，得到多個第一乘法信號w1，0*·r[m]，w1，1*·r[m-1]，w1，2*·r[m-2]，...，w1，F(xiàn)-1*·r[m-F+1]。第一加法器516將第一乘法信號w1，0*·r[m]，w1，1·r[m-1]，w1，2*·r[m-2]，...，w1，F(xiàn)-1*·r[m-F+1]相加后，得到并輸出第一均衡信號至結合單元550。
第二均衡器520包括多個第二延遲單元522_1～522_(F-1)、多個第二乘法單元524_0～524_(F-1)與第二加法器526。其中，多個第二延遲單元522_1～522_(F-1)依序將群集延遲信號r[m-K]延遲單位時間后，分別輸出多個第二延遲信號r[m-K-1]，r[m-K-2]，...，r[m-K-F+1]。多個第二乘法單元524_0～524_(F-1)將群集延遲信號r[m-K]與第二延遲信號r[m-K-1]，r[m-K-2]，...，r[m-K-F+1]分別乘以第二權重的共軛w2，0*，w2，1*，w2，2*，...，w2，F(xiàn)-1*后，得到多個第二乘法信號w2，0*·r[m-K]，w2，1*·r[m-K-1]，w2，2*·r[m-K-2]，...，w1，F(xiàn)-1*·r[m-K-F+1]。第二加法器將第二乘法信號w2，0*·r[m-K]，w2，1*·r[m-K-1]，w2，2*·r[m-K-2]，...，w1，F(xiàn)-1*·r[m-K-F+1]相加后，得到并輸出第二均衡信號至結合單元550。
為了方便說明本實施例，以下將接收信號r[m]以向量表示為r[m]，其中r[m]＝(r[m]r[m-1]…r[m-F+1])T，第一權重以向量表示為w1＝[w1，0w1，1…w1，F(xiàn)-1]T，第二權重以向量表示為w2＝[w2，0w2，1…w2，F(xiàn)-1]T。其中，上標T用以表示矩陣的轉置運算。在此為了方便表示本發(fā)明的各數(shù)學符號，以下當數(shù)學符號為向量時，將以一條底線表示，例如上述的r[m]，而當數(shù)學符號為矩陣時，將以兩條底線表示。
由圖5中的第一均衡器510的操作可知，r[m]例如為第一乘法單元514_0～514_(F-1)分別所接收的信號，因此，第一加法器516所輸出的第一均衡信號例如為w1H·r[m]，其中，上標H表示共軛轉置運算(Hermitian operator)。另外，由圖5中的第二均衡器520的操作可知，r[m-K]例如為第二乘法單元524_0～524_(F-1)分別所接收的信號，因此，第二加法器516所輸出的第二均衡信號例如為w2H·r[m-K]。而均衡裝置505所輸出的結合信號 以下將說明本實施例的權重計算單元440如何得到第一權重w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1與第二權重w2，0，w2，1，w2，2，...，w2，F(xiàn)-1。為了方便說明本實施例，以下假設通道估測單元530的通道估測窗口W1與W2的長度相同(也就是說W1＝W2＝W)。由上述第(2)式可知，上述乘法單元514、524所分別接收的信號r[m]與r[m-K]皆受到傳輸通道中的第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2的延遲路徑的干擾，因此，r[m]與r[m-K]可表示為 其中d[m]＝(d[m]d[m-1]…d[m-W-F+1])T。
v[m]＝(v[m]v[m-1]…v[m-F+1])T。


表示為第一群集Cluster 1的延遲路徑的通道增益所推疊出的矩陣，其值為
(5)。


表示為第二群集Cluster 2的延遲路徑的通道增益所推疊出的矩陣，其值為
(6)。
為了方便說明本實施例，以下將第(3)式中的r[m]與第(4)式中的r[m-K]堆疊為一接收向量y[m]，表示為 其中，

例如為第一群集Cluster與第二群集Cluster 2對應的延遲路徑的通道增益所推疊出的矩陣，其值為 換句話說，

為整個傳輸通道的通道增益組成的矩陣。
由上述第(7)式可看出，傳送端所傳送的信號d[m]與接收器的接收向量y[m]之間的關系。而本實施例所提出的均衡裝置505用以消除傳輸通道對接收信號的干擾，因此，在滿足最小均方誤差(MinimumMean-Square Error，MMSE)準則之下，權重計算單元540所計算出的第一權重w1與第二權重w2必須要使得結合信號q[m]趨近于傳送端所傳送的信號，也就是說，在MMSE準則之下，權重w1與w2應滿足 上述第(8)式中的E[·]表示期望值(expected value)運算，arg min表示取出函數(shù)的最小值，(K+D)為決策延遲(decision delay)。D可為小于或等于F+W-1的任意正整數(shù)。
上述第(8)式中，利用維納-霍夫(Wiener-Hopf)方程式可以解出權重w1與w2為 其中，

定義為上述接收向量y[m]的自相關函數(shù)矩陣(autocorrelationmatrix)，也就是

而上述表示

與

中的第D列(column)元素所堆疊的向量，h1，D與h2，D分別為一導向向量(steering vector)，h2，D表示

中的第D列上的元素所組成的向量，h1，D表示

中的第D列上的元素所組成的向量。
由上述第(9)式可知，權重計算單元540只要計算出

再計算出

的反矩陣與向量相乘后，就可以計算出w1與w2，也就得到第一權重w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1與第二權重w2，0，w2，1，w2，2，...，w2，F(xiàn)-1。在此，若接收器欲得到較好的效能，上述D值應設計為(F+W)/2，也就是說，將由

與

矩陣的中間列上的元素所組成。因此，由上述第(5)與(6)式中的

與

可知， 由于第一均衡器510所處理的接收信號r[m]與第一延遲信號r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]同樣受到傳輸通道中第一群集Cluster1與第二群集Cluster2的干擾。因此，由上述第(9)式的推導過程可知，本實施例在計算第一均衡器510對應的第一權重w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1時，同時考慮第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2對應的延遲路徑，并在MMSE的準則下，得到第一權重w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1。同樣地，本實施例也同時考慮第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2對應的延遲路徑，并在MMSE的準則下，得到第二權重w2，0，w2，1，w2，2，...，w2，F(xiàn)-1。
然而，經(jīng)由上述第(9)式可知，權重w1與w2的計算過程需要將維度2F×2F的矩陣

與維度2F×1的矩陣相乘并且，又必須花費大量的計算量才能得到計算

的反矩陣，造成權重計算單元540實際計算w1與w2的復雜度相當龐大。因此，以下本實施例將推導與說明另一種計算權重w1與w2的方法，以降低計算w1與w2的復雜度。
由于傳送端所發(fā)出的信號d[m]為獨立(independent)，并且在滿足最小均方誤差的條件下，上述接收向量y[m]的自相關函數(shù)矩陣

可表示 其中，

表示上述高斯噪聲的變異數(shù)(variance)，

表示維度為2F×2F的單位矩陣(identity matrix)。由于矩陣因此，上述第(10)是可改寫成 其中，

與

分別為

的子矩陣(sub-matrix)，其值為 利用區(qū)塊反矩陣(block matrix inversion)運算的公式，上述第(11)式中的

的反矩陣

可表示為 其中， 由于本實施例中的

與

例如為特普利茲矩陣(Toeplitzmatrix)，可以推得上述

與

的結構為帶狀結構(bandedstructure)，且為特普利茲矩陣。由注[2]的文獻可將上述

的子矩陣

與

近似為 其中，

用以表示

與

i，j為正整數(shù)，且1≤i，j≤2。
上述第(13)式中的

為一對角矩陣(diagonal matrix)，其值為

其中，diag{x}表示一對角矩陣，其對角線元素由向量x的元素所組成。(·)1表示以矩陣內(nèi)第一列上的元素所組成的向量，

表示離散傅立葉轉換(Discrete Fourier Transform，DFT)矩陣。其中，

表示對向量a進行離散傅立葉轉換，

表示對向量a進行反離散傅立葉轉換(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)。
另外，上述

例如為近似于

的循環(huán)矩陣(circulant matrix)。舉例來說，具有帶狀結構且為特普利茲矩陣的

例如表示為


的近似循環(huán)矩陣

例如為
上述離散傅立葉轉換矩陣

具有的特性，并且，由上述第(13)可推導出 將上述第(13)與(14)式代入第(12)式可得， 其中，并且

為一對角矩陣。
將上述的第(15)式代入上述第(9)式可得 將第(16)式展開后可得 上述DFT{·}表示離散傅立葉運算，IDFT{·}表示反離散傅立葉運算。在本實施例中，為了降低離散傅立葉運算DFT{·}與反離散傅立葉運算IDFT{·}的計算量，離散傅立葉運算DFT{·}與反離散傅立葉運算IDFT{·}也可以快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform，F(xiàn)FT)與反快速傅立葉轉換(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)實施。利用(11)式及上述第(17)與(18)式可簡化并重寫為 其中，與皆為對角矩陣。
由上述(19)與(20)式可知，透過傅立葉轉換，計算權重w1與w2時，不再需要計算

的反矩陣以及將

與相乘，只需計算對角線矩陣

與

的值以及計算傅立葉轉換與反傅立葉轉換。
為了使本領域具通常知識者可以透過本實施例實施本發(fā)明，以下依據(jù)上述第一權重與第二權重的數(shù)學推導，提出本實施例的權重計算單元540內(nèi)部的系統(tǒng)方塊圖。圖6繪示為本發(fā)明實施例的權重計算單元540的系統(tǒng)方塊圖。請參考圖6，權重計算單元540包括導向向量(Steering vector)生成單元610、相關矩陣生成單元620、循環(huán)矩陣生成單元630、傅立葉計算單元640、增益系數(shù)計算單元650、乘法計算單元660以及反傅立葉計算單元670。
在權重計算單元540中的導向向量生成單元610與相關矩陣生成單元620接收到通道估測單元530所估測出第一群集Cluster1的延遲路徑的通道增益h
，h[1]，...，h[W-1]與第二群集Cluster2的延遲路徑的通道增益h[K]，h[K+1]，...，h[K+W-1]。導向向量生成單元610利用第一群集Cluster1的延遲路徑的增益h
，h[1]，...，h[W-1]組成一第一導向向量，也就是上述h1，D，并利用第二群集Cluster 2的延遲路徑的增益h[K]，h[K+1]，...，h[K+W-1]組成一第二導向向量，也就是上述h2，D。
相關矩陣生成單元620利用第一群集Cluster 1的延遲路徑的增益h
，h[1]，...，h[W-1]以及第二群集Cluster 2的延遲路徑的增益h[K]，h[K+1]，...，h[K+W-1]，計算出一第一相關矩陣

與一第二相關矩陣

并由上述第(11)式可知， 循環(huán)矩陣生成單元630耦接相關矩陣生成單元620，計算第一相關矩陣

的近似循環(huán)矩陣

以及計算第二相關矩陣

的近似循環(huán)矩陣

近似循環(huán)矩陣為

與

的計算方式例如為上述

另外，循環(huán)矩陣生成單元630分別以循環(huán)矩陣

與

中的第一列上元素作為第一近似向量

與第二近似向量

并輸出

與

至傅立葉計算單元640。由于在本實施例中循環(huán)矩陣生成單元630例如是輸出近似循環(huán)矩陣

與

中的第一列上元素作為近似向量

與

因此，循環(huán)矩陣生成單元630只需計算出近似循環(huán)矩陣

與

中的第一列上元素，可以不需計算出似循環(huán)矩陣

與

中所有的元素。
傅立葉計算單元640接收第一導向向量h1，D、第二導向向量h2，D、第一近似向量

與第二近似向量

并分別對第一導向向量h1，D、第二導向向量h2，D、第一近似向量

與第二近似向量表示為

進行傅立葉轉換，得到DFT{h1，D}、DFT{h2，D}、

與

并且，傅立葉計算單元640輸出轉換后的導向向量DFT{h1，D}與DFT{h2，D}至乘法計算單元660。
同時，傅立葉計算單元640利用轉換后的第一近似向量

組成一第一對角矩陣

輸出至增益系數(shù)計算單元650，并且，傅立葉計算單元640利用轉換后的第二近似向量

組成一第二對角矩陣

輸出至增益系數(shù)計算單元650。其中，第一對角矩陣

的值例如表示為而第二對角矩陣

的值例如表示為 增益系數(shù)計算單元650計算第一系數(shù)矩陣

與一第二系數(shù)矩陣

并輸出至乘法計算單元660。其中第一系數(shù)矩陣

的值例如為上述的第二系數(shù)矩陣

的值例如為上述的而 乘法計算單元660計算第一系數(shù)矩陣

與DFT{h2，D}的乘積

第二系數(shù)矩陣

與DFT{h1，D}的乘積

以及第一系數(shù)矩陣

與DFT{h1，D}的乘積

并且，計算第二系數(shù)矩陣

的共軛轉置

與DFT{h2，D}的乘積

并將所計算出的乘積輸出至反傅立葉計算單元670。
最后，反傅立葉計算單元670對上述乘積

與

的總和進行反傅立葉轉換，以得到第一權重w1，并對上述乘積

與

的總和進行反傅立葉轉換，以得到該些第二權重

。而第一權重w1的值例如為上述第(19)式，第二權重

例如為上述第(20)式。
由上述權重計算單元540以及上述計算第一權重w1與第二權重

的數(shù)學式可知，本實施例所計算出的第一權重w1不僅是考慮第一群集Cluster 1的延遲路徑，也同時考慮第二群集Cluster 2的延遲路徑，同樣地，第二權重

計算時也是同時考慮第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2的延遲路徑所得。進一步來說，由于上述的第一權重w1與第二權重

同時考慮第二群集Cluster 2的延遲路徑，因而使得第一均衡器510與第二均衡器520也能夠同時降低接收信號r[m]中來自不同群集的干擾。
另外，在上述圖5的實施例中，雖然第一均衡器510與第二均衡器520例如是以FIR的架構作為舉例，但本領域具有通常知識者應當知道，第一均衡器510與第二均衡器520還可以是IIR或其它種類的濾波器架構。另外，權重計算單元540與通道估測單元530雖然配置為兩個分開的組件，但本領域具有通常知識者應當知道權重計算單元540與通道估測單元530也可配置于同一組件之內(nèi)。
由上述圖5中的均衡裝置505的操作可以歸納出一均衡方法，如圖7所示。圖7繪示為本發(fā)明實施例的均衡方法流程圖。請參考圖5與圖7，首先，均衡裝置505接收經(jīng)由傳送端發(fā)出且經(jīng)由傳輸通道的接收信號r[m](步驟S710)。然后，通道估測單元530估測出傳輸通道中的第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2對應的多個延遲路徑的增益(步驟S720)。
接著，權重計算單元540利用第一群集Cluster 1與第二群集Cluster2對應的多個延遲路徑的增益，計算第一權重w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1與第二權重w2，0，w2，1，w2，2，...，w2，F(xiàn)-1(步驟S730)。在本實施例中，計算第一權重w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1與第二權重w2，0，w2，1，w2，2，...，w2，F(xiàn)-1的方法可以是利用上述的第(9)式，也可以是利用上述降低復雜度后的第(19)與(20)式。
接下來，第一均衡器510依據(jù)第一權重w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1，對接收信號r[m]進行均衡運算后，得到一第一均衡信號(步驟S640)。第二均衡器520將依據(jù)第二權重w2，0，w2，1，w2，2，...，w2，F(xiàn)-1，對接收信號r[m]進行均衡運算后，得到一第二均衡信號(步驟S750)。本實施例中，由于第二均衡器520被規(guī)劃用以通道中第二群集Cluster 2的干擾，并且，由于第二群集Cluster 2與第一群集Cluster 1之間的延遲時間的差值為K個單位時間，因此，在步驟S750中，群集延遲單元521先將接收信號r[m]延遲K個單位時間后，輸出一群集延遲信號r[m-K]至第二均衡器520，第二均衡器520再進行均衡運算。最后，結合單元550結合第一均衡信號與第二均衡信號，并輸出結合信號q[m](步驟S760)。
以下發(fā)明人以軟件的模擬上述圖5的接收器的效能，并假設圖5的接收器應用于CDMA系統(tǒng)，而解調(diào)制單元560為一耙式接收器(Rakereceiver)，而上述單位時間T為一碼片時間TC，并假設傳輸通道以丘陵地帶作為通道模型。圖8繪示為在固定傳輸功率與干擾能量比值(Ior/Ioc)固定下，不同碼片能量與傳輸功率比值EC/Ior下的錯誤率趨勢圖。請參考圖8，其橫坐標為碼片能量與傳輸功率比值EC/Ior，且單位為dB，縱坐標為位元錯誤率(Bit Error Rate)與區(qū)塊錯誤率(BlockError Rate)。圖8中包含4種不同的曲線S1～S4。其中，S1為未使用均衡裝置的接收器，也就是單純的耙式接收器。S2為具有單一均衡器的接收器(如圖1所示)，其均衡器的長度F＝64。S3為具有單一均衡器的接收器(如圖1所示)，其均衡器的長度F＝256。S4為圖5實施例的接收器，其中第一均衡器與第二均衡器的長度F＝32。由上述圖8可觀察出本發(fā)明實施例的接收器與F＝64的單一均衡器的接收器具有相同的硬件復雜度，但是，本發(fā)明實施例的接收器的效能明顯地優(yōu)于F＝64的單一均衡器的接收器。另外，就算單一均衡器的長度增加至F＝256時，其接收器效能仍然明顯低于本發(fā)明實施例。
在實際的無線通道中，由于接收器(例如手機或PDA等等)將會移動或是周遭環(huán)境中的物體移動，因而造成接收器所面臨的傳輸通道不斷地改變。換句話說，傳輸通道中的群集個數(shù)也會隨通道環(huán)境改變，或者是第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2之間的延遲時間差值改變，因此，本實施例可應用目前的路徑搜尋技術，來找出群集之間延遲時間的差值。舉例來說，目前的多路徑搜尋器(Multi-Path Searcher，MPS)在每間隔一段時間掃描傳輸通道，以得到通道功率延遲剖面圖(channel power delay profile)。而本實施例可利用多路徑搜尋器來找出第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2之間的延遲時間差值，來調(diào)整上述實施例中的群集延遲單元521中的K值，以應付不同的傳輸通道。舉例來說，當路徑搜尋器搜尋出第一群集Cluster 1與第二群集Cluster 2之間的延遲時間相差10個單位時間時，接收器例如將群集延遲單元521中的K設為10。
另外，為了搭配不同的傳輸通道，圖5的實施例也可設計如圖9與圖10。請先參考圖9，接收器900內(nèi)的組件操作類似于圖5的接收器500，故類似部分不再詳加贅述。而圖8的接收器900加入一多路徑搜尋器570與一開關580，其耦接關系如圖9所示。當多路徑搜尋器570偵測出傳輸通道的群集個數(shù)，當傳輸通道的群集個數(shù)為1時，換句話說，此時的傳輸通道只有第一群集Cluster 1時，將使開關580為斷開狀態(tài)，使第二均衡器520關閉，使均衡裝置505如同傳統(tǒng)的均衡器。當傳輸通道的群集個數(shù)大于1時，將使開關580為接通狀態(tài)，以開啟第二均衡器520，換句話說，此時接收器900的操作如同上述圖5實施例。
請繼續(xù)參考圖10，接收器1000內(nèi)的組件操作類似于圖5的接收器500，故類似部分不再詳加贅述。而圖10的接收器1000加入一多路徑搜尋器570與一切換單元590，其耦接關系如圖10所示。其中，切換單元590的第一輸入端耦接至群集延遲單元521，而其第二輸入端耦接至另一天線，其輸出端耦接于第二均衡器520。當多路徑搜尋器570偵測出傳輸通道的群集個數(shù)，當傳輸通道的群集個數(shù)為1時，切換單元590的輸入端將耦接至另一天線，將另一天線所接收的信號輸出至第二均衡器520。而此時第二均衡器520所接收的信號，并未經(jīng)過群組延遲單元521，而是來自另一天線所接收的信號，因此，此時的第二均衡器520還可以引進空間分集(spatial diversity)的技術，以提高接收器的效能。另外，當傳輸通道的群集個數(shù)大于1時，切換單元590的輸入端將耦接至群集延遲單元521，使接收器1000的操作相同于圖5的實施例。
另外，上述圖10雖引用了另一天線，但本領域具通常知識者應當知道，上述接收器1000也可以如圖5一樣，只使用一個天線，也就是說，當傳輸通道的群集個數(shù)為1，切換單元590的第二輸入端與第一均衡器510皆同樣接收到來自于同一個天線的接收信號r[m]。而第一均衡器510與第二均衡器520對同一個接收信號r[m]進行均衡。
以上述圖9的實施例可歸納出一均衡方法，如圖11所示。請參考圖11，首先，接收器接收900經(jīng)由傳送端發(fā)出且經(jīng)由傳輸通道的接收信號r[m](步驟S1110)。接著，多路徑搜尋器570搜尋傳輸通道的多個路徑，以判斷傳輸通道的群集個數(shù)是否大于1(步驟S1115)。若多路徑搜尋器570所搜尋出的群集個數(shù)大于1時，則進行步驟S1120～S1160，而步驟S1120～S11060相同于圖7中的步驟S720～S760，故不詳加贅述。
反之，當多路徑搜尋器570所搜尋出的群集個數(shù)等于1時，則估測傳輸通道中的第一群集對應的延遲路徑的增益(步驟S1170)。接著，以第一群集對應的延遲路徑的增益進行最小均方誤差演算，以得到多個第一權重w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1(步驟S1180)。依據(jù)第一權重w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1，對接收信號進行均衡運算后，得到一第一均衡信號(步驟S1185)。最后，以第一均衡信號作為結合信號q[m]，并輸出結合信號q[m](S1190)。
綜上所述，本實施因采用兩個均衡器分別均衡不同群集的延遲路徑下的接收信號，同時，兩個均衡器的權重在最小均方誤差的準則下，皆以整個通道的增益進行計算而得，使得兩個均衡器能夠大大降低整個通道中的不同群集的干擾，而不需要加大均衡器的長度。并且，本實施例又引用了傅立葉轉換，來降低第一均衡器與第二均衡器的復雜度，使得本發(fā)明在提高接收器效能時，也可以降低計算的復雜度。
雖然本發(fā)明已以較佳實施例揭露如上，然其并非用以限定本發(fā)明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，當可作些許的更動與潤飾，因此本發(fā)明的保護范圍當視后附的權利要求范圍所界定者為準。
注[2]Zhang，J.Bhatt，T.and Mandyam，G.，“Efficient Linear Equalizationfor High Data Rate Downlink CDMA Signaling，”proc.of 37th IEEEAsilomar Conference on signals，Systems，and computers，Monterey，CA，pp.141-145，vol.1，Nov.2003.
權利要求
1.一種均衡裝置，接收來自一傳送端經(jīng)由一傳輸通道的一接收信號，該傳輸通道具有多個延遲路徑，該些延遲路徑至少具有一第一群集與一第二群集，該均衡裝置包括
一通道估測單元，用以估測該第一群集對應的該些延遲路徑的增益以及該第二群集對應的該些延遲路徑的增益；
一權重計算單元，以該第一群集與該第二群集對應的該些延遲路徑的增益進行一最小均方誤差演算，以得到多個第一權重與多個第二權重；
一第一均衡器，用以依據(jù)該些第一權重，對該接收信號進行均衡運算后，得到一第一均衡信號；以及
一第二均衡器，用以依據(jù)該些第二權重，對該接收信號進行均衡運算后，得到一第二均衡信號。
2.如權利要求1所述的均衡裝置，更包括
一結合單元，用以結合該第一均衡信號與該第二均衡信號，并輸出一結合信號。
3.如權利要求1所述的均衡裝置，其中該通道估測單元具有一通道估測窗口，表示為W，該通道估測單元所估測出的該第一群集對應的該些延遲路徑的增益表示為h
，h[1]，...，h[W-1]，該通道估測單元所估測出的該第二群集對應的該些延遲路徑的增益表示為h[K]，h[K+1]，...，h[K+W-1]，該第一群集與該第一群集之間的延遲時間差值表示為K，該些第一權重分別表示為w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1，該些第二權重分別表示為w2，0，w2，1，w2，2，...，w2，F(xiàn)-1，時間索引m對應的該接收信號表示為r[m]，而該權重計算單元利用計算出該些第一權重與該些第二權重，其中，上標T表示矩陣轉置運算，上標-1表示反矩陣運算，w1＝[w1，0 w1，1…w1，F(xiàn)-1]T，w2＝[w2，0 w2，1…w2，F(xiàn)-1]T，
為一接收向量y[m]的自相關函數(shù)矩陣，該接收向量y[m]＝(rT[m] rT[m-K])T，r[m]＝(r[m]r[m-1]，..r[m-F+1])T，r[m-K]＝(r[m-K]r[m-K-1]…r[m-K-F+1])T，
表示
與
第D列的元素所堆疊的向量，D為小于或等于F+W-1的任意正整數(shù)。
4.如權利要求3所述的均衡裝置，其中該權重計算單元利用
以及
計算該些第一權重與該些第二權重，其中，IDFT表示反離散傅立葉轉換，DFT表示離散傅立葉轉換，
與
表示為一對角矩陣
其值為i，j為正整數(shù)，且1≤i，j≤2，diag{x}表示一對角矩陣，其對角線元素由向量x的元素所組成，(·)1表示以矩陣內(nèi)第一列上的元素組成的向量，
表示離散傅立葉轉換矩陣，
為近似于
的循環(huán)矩陣，
表示該傳輸通道中的高斯噪聲的變異數(shù)，
表示維度為F×F的單位矩陣。
5.如權利要求3所述的均衡裝置，其中該權重計算單元利用
以及
計算該些第一權重與該些第二權重，其中，IDFT表示反離散傅立葉轉換，DFT表示離散傅立葉轉換，與皆為對角線矩陣，其中且diag{x}表示一對角矩陣，其對角線元素由向量x的元素所組成，(·)1表示以矩陣內(nèi)第一列上元素組成的向量，
表示離散傅立葉轉換矩陣，
與
為近似于
與
的循環(huán)矩陣，
表示該傳輸通道中的高斯噪聲的變異數(shù)，
表示維度為F×F的單位矩陣。
6.如權利要求3所述的均衡裝置，其中該權重計算單元包括
一導向向量生成單元，利用該通道估測單元所估測出的該些延遲路徑的增益h
，h[1]，...，h[W-1]組成一第一導向向量，并利用該通道估測單元所估測出的該些延遲路徑的增益h[K]，h[K+1]，...，h[K+W-1]組成一第二導向向量，其中該第一導向向量為矩陣
中的第D列上的元素所組成的向量，表示為h1，D，該第二導向向量為矩陣
中的第D列上的元素所組成的向量，表示為h2，D；
一相關矩陣生成單元，用以計算一第一相關矩陣與一第二相關矩陣，其中該第一相關矩陣表示為
該第二相關矩陣表示為
其值為
表示該傳輸通道中的高斯噪聲的變異數(shù)，
表示維度為F×F的單位矩陣；
一循環(huán)矩陣生成單元，用以計算一第一近似向量與一第二近似向量，其中該第一近似向量為該第一相關矩陣
的近似循環(huán)矩陣中的第一列上元素組成的向量，該第一相關矩陣
的近似循環(huán)矩陣表示為
該第一近似向量表示為
該第二近似向量為該第二相關矩陣
的近似循環(huán)矩陣中的第一列上元素組成的向量，該第二相關矩陣
的近似循環(huán)矩陣表示為
該第二近似向量表示為
(·)1表示以矩陣內(nèi)第一列上元素作為向量；
一傅立葉計算單元，用以分別對該第一導向向量h1，D、該第二導向向量h2，D、該第一近似向量
與該第二近似向量
進行傅立葉轉換，以得到DFT{h1，D}、DFT{h2，D}、
與
并利用
組成一第一對角矩陣，利用
組成一第二對角矩陣，其中，該第一對角矩陣表示為
其值為該第二對角矩陣表示為
其值為DFT表示離散傅立葉轉換；
一增益系數(shù)計算單元，用以計算一第一系數(shù)矩陣與一第二系數(shù)矩陣，其中該第一系數(shù)矩陣表示為
其值為該第二系數(shù)矩陣表示為
其值為
一乘法計算單元，用以計算該第一系數(shù)矩陣
的乘積
該第二系數(shù)矩陣
與
的乘積
和該第一系數(shù)矩陣
與
的乘積
并計算該第二系數(shù)矩陣
的共軛轉置
與
的乘積
以及
一反傅立葉計算單元，用以對上述乘積
與
的總和進行反傅立葉轉換，以得到該些第一權重w1，并對上述乘積
與
的總和進行反傅立葉轉換，以得到該些第一權重
7.如權利要求1所述的均衡裝置，其中，時間索引m對應的該接收信號表示為r[m]，該均衡裝置更包括
一群集延遲單元，用以將該接收信號r[m]延遲K個一單位時間后，得到一群集延遲信號r[m-K]。
8.如權利要求7所述的均衡裝置，其中該些第一權重的個數(shù)為F，該些第一權重分別表示為w1，0，w1，1，w1，2，...，w1，F(xiàn)-1，該第一均衡器包括
多個第一延遲單元，用以依序將該接收信號r[m]延遲該單位時間后，分別輸出多個第一延遲信號，該些第一延遲信號表示為r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]；
多個第一乘法單元，用以將該接收信號r[m]與該些第一延遲信號r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]分別乘以該些第一權重的共軛w1，0*，w1，1*，w1，2*，...，w1，F(xiàn)-1*后，得到多個第一乘法信號，表示為w1，0*·r[m]，w1，1*·r[m-1]，w1，2*·r[m-2]，...，w1，F(xiàn)-1*·r[m-F+1]；
以及
一第一加法器，用以將該些第一乘法信號w1，0*·r[m]，w1，1*·r[m-1]，w1，2*·r[m-2]，...，w1，F(xiàn)-1*·r[m-F+1]相加后，得到該第一均衡信號。
9.如權利要求8所述的均衡裝置，其中該些第二權重的個數(shù)為F，該些第二權重分別表示為w2，0，w2，1，w2，2，...，w2，F(xiàn)-1，該第二均衡器包括
多個第二延遲單元，用以依序將該群集延遲信號r[m-K]延遲該單位時間后，分別輸出多個第二延遲信號，該些第二延遲信號表示為r[m-K-1]，r[m-K-2]，...，r[m-K-F+1]；
多個第二乘法單元，用以將該群集延遲信號r[m-K]與該些第二延遲信號r[m-K-1]，r[m-K-2]，...，r[m-K-F+1]分別乘以該些第二權重的共軛w2，0*，w2，1*，w2，2*，...，w2，F(xiàn)-1*后，得到多個第二乘法信號，表示為w2，0*·r[m-K]，w2，1*·r[m-K-1]，w2，2*·r[m-K-2]，...，w1，F(xiàn)-1*·r[m-K-F+1]；以及
一第二加法器，用以將該些第二乘法信號w2,0*·r[m-K]，w2,1*·r[m-K-1]，w2，2*·r[m-K-2]，...，w1，F(xiàn)-1*·r[m-K-F+1]相加后，得到該第二均衡信號。
10.如權利要求7所述的均衡裝置，更包括
一多路徑搜尋器，用以搜尋出該傳輸通道中的該些延遲路徑，并依據(jù)該些延遲路徑的延遲時間，判斷該傳輸通道中的群集個數(shù)。
11.如權利要求10所述的均衡裝置，其中該多路徑搜尋器更包括用以搜尋該第一群集與該第二群集之間的延遲時間的差值，表示為K。
12.如權利要求10所述的均衡裝置，更包括
一開關，其一端接收該接收信號，其另一端耦接至該群集延遲單元，用以當該多路徑搜尋器判斷出該傳輸通道中的群集個數(shù)為1時，使該開關為斷開狀態(tài)，當該多路徑搜尋器判斷出該傳輸通道中的群集個數(shù)大于1時，使該開關為接通狀態(tài)。
13.如權利要求10所述的均衡裝置，更包括
一切換單元，具有一第一輸入端、一第二輸入端與一輸出端，其該第一輸入端接收該群集延遲信號r[m-K]，其該第二輸入端接收該接收信號r[m]，其輸出端耦接至該第二均衡器，用以當該多路徑搜尋器判斷出該傳輸通道中的群集個數(shù)為1時，則該切換單元的該第二輸入端耦接至該輸出端，當該多路徑搜尋器判斷出該傳輸通道中的群集個數(shù)大于1時，則該切換單元的該第一輸入端耦接至該輸出端。
14.一種接收器，接收來自一傳送端經(jīng)由一傳輸通道的一接收信號，該傳輸通道具有多個延遲路徑，該些延遲路徑至少具有一第一群集與一第二群集，該接收器包括
一通道估測單元，用以估測該第一群集對應的該些延遲路徑的增益以及該第二群集對應的該些延遲路徑的增益；
一權重計算單元，以該第一群集與該第二群集對應的該些延遲路徑的增益進行一最小均方誤差演算，以得到多個第一權重與多個第二權重；
一第一均衡器，用以依據(jù)該些第一權重，對該接收信號進行均衡運算后，得到一第一均衡信號；
一第二均衡器，用以依據(jù)該些第二權重，對該接收信號進行均衡運算后，得到一第二均衡信號；
一結合單元，用以結合該第一均衡信號與該第二均衡信號，并輸出一結合信號；以及
一解調(diào)制單元，用以將該結合信號解調(diào)制后，輸出一數(shù)字信號。
全文摘要
本發(fā)明關于一種均衡裝置與使用其的接收器。此均衡裝置利用兩個均衡器來處理具有兩個群集的傳輸通道，并且兩個均衡器的權重在最小均方誤差的準則下，分別利用整個通道的增益進行計算而得，使得兩個均衡器能夠大大降低整個通道中的不同群集的延遲路徑所造成的干擾。
文檔編號H04L25/03GK101547021SQ20081008692
公開日2009年9月30日 申請日期2008年3月28日 優(yōu)先權日2008年3月28日
發(fā)明者陳柏穎, 王信淵 申請人:凌陽電通科技股份有限公司