專利名稱：用于無線通信系統(tǒng)中接收機的雜波抑制的制作方法
背景 I.領域 本公開一般涉及通信，尤其涉及在無線通信系統(tǒng)中的接收機處處理信號的技術。
II.背景 在無線通信系統(tǒng)中，發(fā)射機將數據調制到射頻(RF)載波信號上并生成更適于傳輸的RF調制信號。然后發(fā)射機經由無線信道將該RF調制信號傳送至接收機。接收機接收該傳送的信號、濾波并放大所接收到的信號、將經放大的信號從RF下變頻至基帶、并數字化該基帶信號以獲得樣本。隨后接收機處理樣本以恢復發(fā)射機發(fā)送的數據。
接收機通常生成各種不需要的信號，這些信號常被稱為雜波。例如，雜波可以是接收機的基準振蕩器的諧波、用以數字化基帶信號的采樣時鐘的諧波、用于接收機處的數字電路使用的諧波、RF分量的混頻積等。一些雜波可能落在所需信號的帶寬內。這些帶內雜波起到噪聲的作用從而妨礙了接收機正確解調接收到的信號的能力并因此降低了接收機的靈敏度。實際上，接收機具有其中由于雜波而使接收機呈現較差的靈敏度的一個或多個“差”頻道的情況并不少見。較差的靈敏度可能導致較差的性能、減小的通信覆蓋、以及可能的其它有害效應，這些都是不愿見到的。
因此本領域需要一種減輕接收機中雜波的有害效應的技術。
概要 這里描述了用于抑制接收機中的雜波的技術。一般而言，雜波是可能在接收機處內部地生成的不合需的信號，或者可能來自外部干擾源。該技術可用于無線通信系統(tǒng)中的無線設備以及基站。該技術可通過在僅移除合需信號的一小部分的同時抑制雜波來改善一些頻道的靈敏度和性能。
在一實施例中，處理器(例如，在無線設備內)接收合需信號——有雜波位于該合需信號的帶寬內——的數字樣本。該處理器將數字樣本濾波以抑制雜波并提供抑制了雜波的輸出樣本。該處理器可通過例如對數字樣本執(zhí)行快速傅里葉變換(FFT)或離散傅里葉變換(DFT)并檢查得到的頻譜響應來檢測雜波。雜波還可以是已知的在接收機處內部生成的多種雜波中的一種。處理器可用具有可調陷波頻率和/或可調陷波帶寬的陷波濾波器來將數字樣本濾波。例如，該陷波頻率可基于雜波的頻率來設置，而陷波帶寬可基于雜波的振幅來設置。
以下進一步描述了本發(fā)明的各方面和實施例。
附圖簡述 本發(fā)明的特征和實質將因以下結合其中同樣的參照字符通篇作相應的標識的附圖闡述的具體描述而更加顯而易見。


圖1示出了無線設備的框圖。
圖2A示出了CDMA信號的頻譜曲線圖。
圖2B示出了在有雜波抑制情況下的CDMA信號的頻譜曲線圖。
圖3示出了用于雜波抑制的陷波濾波器的框圖。
圖4A示出了該陷波濾波器的極點和零點的示圖。
圖4B示出了該陷波濾波器的頻率響應。
圖5A和5B示出了陷波濾波器的實施例。
圖6示出了用于檢測和抑制雜波的過程。
具體描述 措詞“示例性的”在此用于表示“用作示例、實例、或例示。”在此描述為“示例性”的任何實施例或設計并不一定要解釋為優(yōu)于或勝過其它實施例或設計。
在此所描述的雜波抑制技術可用于各種無線通信系統(tǒng)，諸如碼分多址(CDMA)系統(tǒng)、時分多址(TDMA)系統(tǒng)、頻分多址(FDMA)系統(tǒng)、正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)、正交頻分復用(OFDM)系統(tǒng)、單載波頻分多址(SC-FDMA)系統(tǒng)等。CDMA網絡可實現諸如cdma2000、寬帶CDMA(W-CDMA)等一個或多個無線電接入技術。cdma2000涵蓋IS-95、IS-2000和IS-856標準。TDMA系統(tǒng)可實現諸如全球移動通信系統(tǒng)(GSM)。GSM和W-CDMA在來自名為“第三代合作伙伴計劃”(3GPP)的聯盟的文檔中進行了描述。cdma2000在來自名為“第三代合作伙伴計劃2”(3GPP2)的聯盟的文檔中進行了描述。OFDMA系統(tǒng)利用OFDM?；贠FDM的系統(tǒng)在頻域傳送調制碼元而SC-FDMA系統(tǒng)在時域傳送調制碼元。一般而言，在此所述的技術可用于其中要抑制的雜波僅占據所需信號帶寬的一部分的任何通信系統(tǒng)。這些技術特別適用于諸如基于CDMA或OFDM的系統(tǒng)等寬帶通信系統(tǒng)。
雜波抑制技術可用于無線通信系統(tǒng)中的無線設備以及基站?；疽话闶桥c無線設備通信的固定站且也可被稱為基礎收發(fā)機系統(tǒng)(BTS)、B節(jié)點、接入點、或一些其它術語。無線設備可以是固定或移動的且也可被稱為移動站、用戶裝備、終端、訂戶單元、或一些其它術語。無線設備可以是蜂窩電話、個人數字助理、無線調制解調卡等。為了簡單起見，以下描述大部分針對可實現cdma2000或W-CDMA的CDMA中的無線設備。
圖1示出了CDMA系統(tǒng)中無線設備100的框圖。在接收路徑上，天線110接收來自一個或多個基站的一個或多個RF調制信號以及可能來自其它發(fā)射機的干擾信號。天線110將接收到的RF信號提供給雙工器112。雙工器112針對所需的前向鏈路(或下行鏈路)頻帶對該接收到的RF信號濾波并將輸入RF信號提供給接收機120。所需的頻帶可以是蜂窩帶、PCS帶、或一些其它頻帶。
一般而言，接收機可實現超外差架構或直接基帶架構。在超外差架構中，輸入RF信號分多級進行下變頻，例如在一個級中從RF到中頻(IF)，然后在另一個級中從IF到基帶。在直接基帶架構中，輸入RF信號在一個階段中直接從RF下變頻至基帶。超外差和直接基帶架構可使用不同的電路塊和/或具有不同電路組件。以下描述是針對直接基帶架構。
在接收機120內，低噪聲放大器(LNA)122接收輸入RF信號并以固定或可變增益對其放大并提供經放大的RF信號?；祛l器124用來自LO發(fā)生器134的接收本地振蕩器(RX_LO)信號對經放大的RF信號進行下變頻并提供經下變頻的信號。RX_LO信號的頻率可以用使得對應所需CDMA信道的RF調制信號被下變頻至基帶或基帶附近的方式來選擇?？勺冊鲆娣糯笃?VGA)126以一可變增益放大該經下變頻的信號并提供具有所需振幅的輸入基帶信號。LNA 122、VGA 126、以及在接收(RX)數字信號處理器(DSP)150內的其它電路塊對輸入RF信號提供必要的信號放大，其中輸入RF信號的振幅可能改變90分貝(dB)或更多。
基帶濾波器128對該輸入基帶信號濾波并提供輸出基帶信號。雖然為了簡單起見未在圖1中示出，但來自LO發(fā)生器134、混頻器124、VGA 126、以及濾波器128的信號是復數信號，其中每個復數信號具有同相(I)分量和正交(Q)分量。模數轉換器(ADC)130將輸出基帶信號數字化并提供I和Q ADC樣本Iadc和Qadc。ADC 130可在基帶數字化(如圖1所示)或在中頻數字化以進行IF采樣(未在圖1中示出)。ADC 130可用Δ-Σ ADC(ΔΣ ADC)、閃ADC、或一些其它類型的ADC。ΔΣ ADC可以很少比特數的分辨率但大于信號帶寬許多倍的采樣率對輸入信號進行數字化。
在RX DSP 150內，預處理器(pre-proc)152對I和Q樣本執(zhí)行預處理(例如，數字濾波、樣本率轉換、內插等)并提供I和Q輸出樣本Iin和Qin。作為一特定示例，對于cdma2000，ADC 130可以是在32倍碼片率(或chipx32)上以4比特分辨率將輸出基帶信號數字化的ΔΣ ADC。對于cdma2000情形，碼片率是1.2288兆碼片/秒(Mcps)，而對于W-CDMA情形為3.84Mcps。預處理器152可將ADC樣本濾波并執(zhí)行樣本率轉換以獲得碼片率(或chipx1)上18比特分辨率的輸入樣本。因此輸入樣本率可不同于ADC樣本率。陷波濾波器160處理I和Q輸入樣本以如下所述地抑制雜波，并提供I和Q輸出樣本Iout和Qout。后處理器(post-proc)162對I和Q輸出樣本執(zhí)行后處理并提供I和Q數據樣本Idat和Qdat。例如，后處理器162可執(zhí)行自動增益控制(AGC)、數字濾波、直流(DC)控制等。解調器(Demod)164對I和Q數據樣本執(zhí)行解調并提供經解調的數據。如本領域所已知的，解調器164可實現耙式接收機或一些其它類型的接收機。
在發(fā)射路徑上，發(fā)射(TX)DSP 180處理要傳送的數據并提供I和Q數據碼片Idat和Qdat。數模轉換器(DAC)182將I和Q數據碼片轉換為模擬并將復數模擬信號提供給發(fā)射機190。在發(fā)射機190內，VGA 192以一可變增益放大該模擬信號?；祛l器194用來自LO發(fā)生器134的發(fā)射LO(TX_LO)信號將經放大的信號上變頻至RF。帶通濾波器196對經上變頻的信號濾波以移除由模數轉換器和上變頻所引起的映像。功率放大器198放大經上變頻的信號并提供具有所要求的功率電平的輸出RF信號。雙工器112針對反向鏈路(或上行鏈路)對輸出RF信號進行濾波并提供經由天線110傳輸的經濾波的輸出RF信號。盡管為了簡單起見未在圖1中示出，但來自DAC 182和VGA 192的信號是具有I和Q分量的復數信號。
基準振蕩器132提供具有精確頻率的基準信號?；鶞收袷幤?32可以是晶體振蕩器(XO)、溫度補償晶體振蕩器(TCXO)、壓控振蕩器(VCO)、或一些其它類型的振蕩器。LO發(fā)生器134基于來自振蕩器132的基準信號生成RX_LO和TX_LO信號。時鐘發(fā)生器136基于基準信號生成用于無線設備100內各種單元的時鐘。例如，時鐘發(fā)生器136可為ADC 130生成32倍碼片率(chipx32)的采樣時鐘以及為DSP 150和180以及控制器170生成16倍碼片(chipx16)的數字時鐘。
控制器170控制DSP 150和180以及無線設備100內的其它電路塊的操作。例如，控制器170可對雜波進行檢測并基于檢測出的雜波來控制陷波濾波器160的操作。存儲器172存儲用于無線設備100內的各種處理單元(例如，RX DSP 150和控制器170)的數據和程序代碼。
圖1示出了接收機和發(fā)射機的一特定設計。一般而言，對于每一路徑的信號調整可由一級或多級放大器、濾波器、混頻器來執(zhí)行。接收機和發(fā)射機可包括未在圖1中示出的不同和/或其它電路塊。
圖1還示出了RX DSP 150的特定設計。一般而言，數字處理可以各種方式來執(zhí)行。例如，陷波濾波器160可以位于ADC 130之后、預處理器152之后(如圖1所示)、或后處理器162之后。
圖2A示出了圖1中接收機120內一示例性CDMA信號的頻譜曲線圖。對于cdma2000，基站用碼片率為1.2288Mcps的偽隨機(PN)序列對數據進行擴頻。得到的擴頻信號具有1.23兆赫茲(MHz)的雙側帶寬并且被上變頻至一特定頻帶中的特定CDMA信道。對于前向鏈路，蜂窩帶從869MHz跨度至894MHz，而PCS帶從1930MHz跨度至1990MHz。每個頻帶覆蓋許多CDMA信道，且每個CDMA信道具有1.23MHz的帶寬。
無線設備100可能生成在接收到的CDMA信號的帶寬內的各種雜波。例如，基準振蕩器132可工作在19.2MHz，且時鐘發(fā)生器136可基于來自振蕩器132的19.2MHz基準時鐘生成各種時鐘。這些時鐘可具有落在感興趣的頻帶內的19.2MHz的較強諧波。例如，19.2MHz的第46個諧波在883.2MHz上，而該第46個諧波的雜波落在蜂窩帶內并且相對于接收到的CDMA信號可能是較強的，如圖2A所示。
雜波還可能是由RF組件的混頻積產生的。例如，19.2MHz基準時鐘的第19個諧波可能與chipx32的第13個諧波混頻以生成落在蜂窩帶內的875.98MHz上的雜波。LO發(fā)生器134可生成用于接收機120內的下變頻的一個或多個LO信號以及用于發(fā)射機190內的上變頻的一個或多個LO信號。這些LO信號可能混頻在一起和/或與無線設備100內的其它時鐘混頻從而生成落在感興趣的頻帶內的雜波。
雜波還可能是由接收到的信號中不希望的分量(也被稱為電氣干擾(jammer))的混頻積生成的。例如，適用于cdma2000的IS-98D規(guī)定了旨在測試無線設備中接收路徑的線性和動態(tài)范圍的單頻調測試和雙頻調測試。對于單頻調測試，一單頻調位于距離CDMA信號的中心頻率+900KHz處并且振幅比對于該測試為-101dBm的CDMA信號電平高71dB。接收路徑中的非線性導致該頻調與CDMA信號混頻并生成落在CDMA信號帶寬內的互調分量。對于雙頻調測試，兩個頻調位于距離CDMA信號的中心頻率+900KHz和+1700KHz處并且振幅高于CDMA信號電平58dB。接收路徑中的非線性導致這兩個頻調混頻在一起并在+100KHz處生成雜波。
一般而言，雜波可能由于各種機制在無線設備100中內部地生成。隨著更多功能(例如，RF和數字)被集成在單個集成電路(IC)管芯內或者多個IC管芯被封裝在單個電子外殼內，內部生成的雜波可能越來越普遍和成問題。雜波還可能來自外部干擾源且可出現在來自天線110的接收到的RF信號中。內部生成的雜波通常是在確定頻率上的頻調，而外部雜波可能是在隨機頻率上的窄帶信號。
圖2B示出了在用陷波濾波器進行雜波抑制之后該示例性CDMA信號的頻譜曲線圖。內部生成的雜波通常是窄帶正弦信號，它是確定的且隨基準振蕩器132的漂移而在頻率上移動。例如，基準時鐘的諧波是由基準振蕩器132的頻率決定的。因此，CDMA信道內的雜波可以用恰當設放的陷波濾波器來抑制。通過在僅移除所需CDMA信號的一小部分的同時抑制雜波?？蓪DMA信道實現更高的靈敏度和改善的性能。
圖3示出了作為圖1中陷波濾波器160的實施例的陷波濾波器160a的框圖。在圖3中，x(n)表示來自預處理器152的對應樣本周期n的復數輸入樣本，y(n)表示由陷波濾波器160a提供的對應樣本周期n的復數輸出樣本，以及w(n)表示陷波濾波器160a內對應碼元周期n的復數中間樣本，其中 x(n)＝Iin(n)+jQin(n)，以及 式(1) y(n)＝Iout(n)+jQout(n)。
在陷波濾波器160a內，加法器312接收中間樣本w(n)并將其從輸入樣本x(n)中減去，并提供輸出樣本y(n)。乘法器314將輸出樣本乘以增益K。加法器316將中間樣本與乘法器314的輸出相加。寄存器318存儲加法器316的輸出并提供一個樣本周期的延遲。乘法器320將來自寄存器318的存儲樣本乘以增益A并提供中間樣本。
陷波濾波器160a包括由加法器316、寄存器318、以及乘法器320構成的環(huán)路。乘法器320對來自寄存器318的存儲樣本引入相位旋轉，其中相位旋轉量是由增益A決定的。加法器316和寄存器318構成對其自身累加的累加器。這種自累加引入了一正弦分量，其頻率由每次累加的相位旋轉的量和累加率決定。該正弦分量模擬要抑制的雜波并且被從輸入樣本中減去。
w(n)＝A·[w(n-1)+K·y(n-1)]， 式(2) W(z)＝A·[W(z)·z-1+K·Y(z)·z-1]，以及式(3)式(4) 式(2)對應離散時間n，而式(3)和(4)對應z域。
輸出樣本的轉移函數H(z)可被表示為 y(n)＝x(n)-w(n)， 式(5) 以及 式(6)式(7) 如式(7)所示，轉移函數H(z)包括由增益A確定的單個零點和由增益K與A確定的單個極點。增益K和A可表示為 K<<1，且 式(8) A＝ej2π·M。 式(9) 其中，0≤M≤1。
圖4A示出了式(7)中轉移函數H(z)的極點和零點的示圖。通過將增益A定義成具有式(9)所示的形式，該零點可位于單位圓上。量M決定該零點在單位圓上的位置。陷波濾波器160a的頻率響應由于該零點而具有一陷波(notch)。該陷波的中心頻率是由該零點的位置決定的，并且可被給定為 fnotch＝fs·M， 式(10) 其中，fs是該陷波濾波器的樣本率，而fnotch是陷波頻率。由于A是復數值，該陷波僅出現在頻率的一側上。增益K確定該陷波的帶寬并且通常遠小于1，如式(8)所示。
圖4B示出了陷波濾波器160a的示例性頻率響應。對于該示例，樣本率為碼片率fc的4/3倍，K＝0.125，A＝ejπ/5，以及陷波頻率是0.164MHz。
該陷波的寬度是由增益K決定的，增益K越大則對應越寬的陷波，反之亦然。陷波的寬度還與該陷波的深度有關，越寬的陷波對應越深的陷波，反之亦然。陷波越寬越可容易捕捉到雜波，并且由于陷波更深還可更加抑制雜波。然而，越寬的陷波也衰減了更多的合需信號分量。相反，用窄陷波更難捕捉到雜波，且由于陷波更淺而可能抑制雜波較少。如下所述，陷波的寬度可以是一可變參數，并且可基于抑制的雜波的特性來調節(jié)。
陷波濾波器160a通常在被稱為樣本率的輸入樣本的所述率上操作。一般而言，希望在盡可能低的率上操作陷波濾波器160a以實現若干益處。首先，對于用以表示增益A的一給定數目的比特，陷波頻率的分辨率與樣本率成比例。因此，采用較低的樣本率可實現陷波頻率的更精細的分辨率。其次，由于功耗與CMOS數字電路的時鐘速率成比例，低樣本率降低了功耗。樣本率應大于碼片率以避免混疊。在一實施例中，樣本率被選為碼片率的4/3倍，或fs＝1.333×fc。對于cdma2000，由于碼片率為1.2288Mcps，樣本率為1.638MHz。
圖5A示出了陷波濾波器160b的框圖，它是圖3中陷波濾波器160a的一特定實施例。對于該實施例，輸入和輸出樣本被假定具有18個比特的分辨率。陷波濾波器160b包括處理I輸入樣本Iin的I路徑和處理Q輸入樣本Qin的Q路徑。輸入和輸出樣本以及陷波濾波器160b內的所有的量都是用帶符號整數來表示的。k比特的帶符號數包括1個符號比特和k-1個數據比特。
對于I路徑，飽和加法器512a接收I中間樣本WI并將其從I輸入樣本Iin中減去，并提供I輸出樣本Iout。移位單元514a將I輸出樣本右移m位。飽和加法器516a將飽和加法器530a的輸出與來自單元514a的經移位的樣本相加。寄存器518a存儲加法器516a的輸出并提供一個樣本周期的延遲。
對于Q路徑，飽和加法器512b接收Q中間樣本WQ并將其從Q輸入樣本Qin中減去，并提供Q輸出樣本Qout。移位單元514b將Q輸出樣本右移m位。飽和加法器516b將飽和加法器530b的輸出與來自單元514b的經移位的樣本相加。寄存器518b存儲加法器516b的輸出并提供一個樣本周期的延遲。
復數乘法器520用復數增益A＝Are+jAim對寄存器518a和518b的復數輸出執(zhí)行復數乘法并提供復數中間樣本W＝WI+jWQ。乘法器520使用4個實數乘法和位操作來執(zhí)行復數乘法以獲得所需的輸出。
對于復數乘法器520內的I路徑，實數乘法器522a將寄存器518a的輸出乘以增益Are，而實數乘法器524a將寄存器518b的輸出乘以增益Aim。單元526a切除乘法器522a的輸出的7個最低有效位(LSB)，而單元528a切除乘法器524a的輸出的7個LSB。“切除”操作可包括截斷、舍入、和/或一些其它操作。飽和加法器530a將單元528a的輸出從單元526a的輸出中減去。單元532a切除加法器530a的輸出的3個LSB并提供I中間樣本WI。
對于復數乘法器520內的Q路徑，實數乘法器522b將寄存器518b的輸出乘以增益Are，而實數乘法器524b將寄存器518a的輸出乘以增益Aim。單元526b切除乘法器522b的輸出的7個LSB，而單元528b切除乘法器524b的輸出的7個LSB。飽和加法器530b將單元528b的輸出與單元528b的輸出相加。單元532b切除加法器530b的輸出的3個LSB并提供Q中間樣本WQ。
圖5B示出了實數乘法器550的實施例，它可用于圖5A中實數乘法器522a、522b、524a和524b中的每一個。乘法器550接收15比特的增益和21比特的輸入數據并將它們相乘并提供28比特的輸出數據。該21比特的輸入數據可以來自圖5A中的寄存器518a或518b。該28比特的輸出數據可以用于單元526a、526b、528a或528b。該15比特的增益可以是Are或Aim，并且被分為兩個系數。第一系數包含該15比特增益的7個LSB加一個符號比特。第二系數包含該15比特增益的8個MSB，其已包含符號比特。
在乘法器550內，乘法器552接收21比特的輸入數據和第一系數并將它們相乘并提供28比特的輸出。乘法器554接收21比特的輸入數據和第二系數并將它們相乘且提供28比特的輸出。單元556切除來自乘法器552的28比特輸出的7個LSB并提供與來自乘法器554的28比特輸出正確對齊的21比特的輸出。飽和加法器558將單元556的21比特輸出和乘法器554的28比特輸出相加并提供28比特的輸出數據。
對于圖5A和5B中所示的實施例，乘以A的復數乘法實質上是以8個更小(21比特乘以8比特)的實數乘法實現的。這8個實數乘法可以用以時分復用(TDM)方式執(zhí)行實數乘法的單個硬件單元來實現的。乘以K的乘法是用移位單元514a和514b實現的。增益K隨后等2的冪，或K＝2-m，其中m是每個輸出樣本右移位的位數并可被設為1或更大。陷波濾波器160b的頻率響應可通過移位不同的位數來容易地調節(jié)。
圖5A和5B示出了陷波濾波器160b的特定實施例。在遍布該陷波濾波器的各個節(jié)點上給定了特定位寬。每個節(jié)點上的位數可以基于各個性能準則來選擇，如下所述。
乘法器520、加法器516、以及寄存器518構成了環(huán)路。該環(huán)路可設計有充分數目的附加位以使得對靈敏度的量化影響可忽略。靈敏度是指無線設備要求能正確解調的最低CDMA信號電平。附加位的數目等于寄存器518的位寬與輸入和輸出樣本的位寬之間的差。計算機仿真指出一個附加位可足以達到可忽略的量化影響。對于圖5A和5B中所示的示例性設計，對該環(huán)路使用了3個附加位以實現額外余量。
增益Are和Aim的位-寬決定了陷波頻率的準確性和穩(wěn)定性。如果Are和Aim使用了數目不足的比特，則陷波頻率可能在中心頻率附近抖動，并且可能難以捕捉和抑制雜波。對于圖5A和5B中所示的示例性設計，計算機仿真指出15比特(或14比特的帶符號數)對于Are和Aim足以確保穩(wěn)定而準確的陷波頻率。對于Are和Aim為14比特帶符號數的情況，陷波頻率具有fs/214的分辨率，對于fs＝1.333×fc＝1.638Mcps的樣本率，該分辨率等于100Hz。由于陷波的帶寬通常遠寬于100Hz，所以該分辨率應是足夠的。
對于圖5A和5B中所示的示例性設計，增益Are或Aim可以如下確定 M＝fnotch/fs式(11) A＝214·ejπ·M 式(12) Are＝real(A)，以及 式(13) Aim＝imag(A) 式(14) 單元514右移位的數目決定了增益K的值并因此決定了陷波濾波器的帶寬。較小(例如，1位)的右位移對應更大的增益值以及更寬和更深的陷波，這提供了更大的雜波抑制但也衰減了更多合需信號分量。更大的右位移對應更小的增益值以及更窄和更淺的陷波，這提供了更小的雜波抑制但也衰減了較少的合需信號分量。右位移的數目可以基于檢測出的雜波來變化和選擇，例如較大的雜波用較少的右位移。在一實施例中，雜波抑制的量對應每個不同數目的右位移(例如，對應m＝1，2，3，4，...)被確定并存儲在查找表中。隨后可基于檢測出的雜波的振幅來選擇恰當的右位移的數目。
雜波檢測和抑制可以各種方式來執(zhí)行。在一實施例中，對來自ADC 130或預處理器152的樣本執(zhí)行快速傅里葉變換(FFT)以確定這些樣本的頻譜特性。基于FFT輸出標識出合需信號帶寬內的雜波。陷波濾波器可被移到最大雜波的位置，并且陷波的寬度可以基于相對于合需信號電平的該最大雜波的振幅來設置。
在另一實施例中，例如基于實驗測量、計算機仿真等來標識出由無線設備內部生成的雜波。例如，由于無線設備內時鐘的不同諧波造成的雜波、由于不同的混頻積造成的雜波等可被探知。這些雜波可被存儲在查找表中?；蛘撸蓪@些雜波提供良好抑制的增益K和A的值可被探知和存儲在查找表中。無線設備可嘗試例如通過應用來自查找表的不同增益值來抑制存儲在查找表中的不同雜波。對于存儲在查找表中的每種雜波，可探知該雜波抑制后的性能。得到最佳性能的被抑制雜波可被保存。性能可通過各種量度來量化，例如更低的誤碼率或誤幀率、來自FFT輸出的更佳的頻譜響應等。
在又一實施例中，無線設備通過在合需信號帶寬上掃描該陷波濾波器來搜索雜波。無線設備可停在提供良好性能的陷波頻率上。雜波檢測和抑制還可以其它方式來執(zhí)行。
圖6示出了用于執(zhí)行雜波檢測和抑制的過程600的實施例。首先接收包含合需信號的數字樣本(塊610)。檢測位于該合需信號的帶寬內的雜波(塊612)。雜波可使用基于FFT的方案、已知內部生成雜波的查找表、或一些其它檢測方案來檢測。確定該雜波的頻率以及可能地確定振幅(塊614)。然后分別基于該雜波的頻率和振幅確定陷波頻率和陷波帶寬(塊616)。例如如式(11)到(14)所示地計算出實現合需的陷波頻率和帶寬的A和K增益值(塊618)。然后將該陷波濾波器的增益A和K設為計算出的值(塊620)。然后用該陷波濾波器對數字樣本濾波以抑制該雜波(塊622)。
對于上述實施例，雜波抑制是基于具有可變陷波頻率和可變陷波帶寬的陷波濾波器來執(zhí)行的。該陷波濾波器可被示為一特定類型的均衡器。均衡器通常是用有限沖激響應(FIR)濾波器實現的，并且常基于諸如最小碼片間干擾(ICI)、最小均方誤差等量度來工作。圖3和5A中所示的陷波濾波器是用無限沖激響應(IIR)濾波器實現并按量度操作以抑制雜波的均衡器。可抑制雜波的均衡器還可用其它濾波器結構實現并且可基于其它量度來工作。雜波抑制還可基于其它類型的電路來執(zhí)行，并且這也在本發(fā)明的范圍內。例如，電路可合成該雜波并從輸入樣本中減去該合成的雜波。
這里描述的雜波抑制技術可用各種手段來實現。例如，這些技術可以硬件、固件、軟件、或其組合來實現。對于硬件實現，用于執(zhí)行雜波抑制的處理單元可在一個或多個專用集成電路(ASIC)、數字信號處理器(DSP)、數字信號處理器件(DSPD)、可編程邏輯器件(PLD)、現場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、電子器件、以及被設計成執(zhí)行在此所描述的功能的其它電子單元、或其組合內實現。
對于軟件實現，雜波抑制技術可用執(zhí)行在此所描述的功能的模塊(例如，過程，函數等)來實現。軟件代碼可存儲在存儲器單元(例如，圖1中的存儲器172)中并由處理器(例如，處理器170)來執(zhí)行。存儲器可在處理器內部或處理器外部實現。
提供所公開的實施例的上述描述旨在使本領域的任何技術人員皆能夠制作或使用本發(fā)明。對于本領域的技術人員而言對這些實施例的各種修改將是顯而易見的，并且在此所定義的一般性原理可適用于其它實施例而不會背離本發(fā)明的精神實質或范圍。因此，本發(fā)明無意被限于這里所示的實施例，而應根據與在此所公開的原理和新穎特征相一致的最寬范圍來授權。
權利要求
1.一種裝置，包括
處理器，操作以接收合需信號——有雜波位于所述合需信號的帶寬內——的數字樣本，將所述數字樣本濾波以抑制所述雜波，并提供抑制了所述雜波的輸出樣本；以及
操作性地耦合至所述處理器的存儲器。
2.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述雜波是在所述裝置內部地生成的。
3.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述雜波是所述裝置內部時鐘的諧波。
4.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述雜波是由外部干擾源生成的并駐留在輸入射頻(RF)信號中。
5.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述處理器操作以用具有可調陷波頻率的陷波濾波器將所述數字樣本濾波。
6.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述處理器操作以用具有可調陷波帶寬的陷波濾波器將所述數字樣本濾波。
7.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述處理器操作以用具有可調陷波頻率和可調陷波帶寬的陷波濾波器將所述數字樣本濾波。
8.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述處理器操作以檢測所述雜波并基于所述雜波的特性來將所述數字樣本濾波。
9.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述處理器操作以通過對所述數字樣本執(zhí)行快速傅里葉變換(FFT)或離散傅里葉變換(DFT)來檢測所述雜波。
10.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述存儲器操作以存儲多種已知雜波，以及其中所述處理器操作以將所述雜波標識為所述多種已知雜波中的一種。
11.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述處理器操作以用具有由所述雜波的振幅確定的陷波帶寬的陷波濾波器將所述數字樣本濾波。
12.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述處理器操作以用具有復數增益的陷波濾波器將所述數字樣本濾波并執(zhí)行多個實數乘法以實現與所述復數增益的復數乘法。
13.如權利要求12所述的裝置，其特征在于，所述處理器操作以基于所述復數增益形成第一和第二系數并且對于所述多個實數乘法的每一個執(zhí)行與所述第一和第二系數的兩個更小的實數乘法。
14.如權利要求12所述的裝置，其特征在于，所述處理器操作以用具有實數增益的陷波濾波器將所述數字樣本濾波并執(zhí)行位移以實現與所述實數增益的實數乘法。
15.一種裝置，包括
處理器，操作以接收寬帶信號——有雜波位于所述寬帶信號的帶寬內——的數字樣本，將所述數字樣本濾波以抑制所述雜波，并提供抑制了所述雜波的輸出樣本，其中所述雜波是在所述裝置處內部生成的；以及
操作性地耦合至所述處理器的存儲器。
16.如權利要求15所述的裝置，其特征在于，所述寬帶信號是碼分多址(CDMA)信號。
17.如權利要求15所述的裝置，其特征在于，所述寬帶信號是正交頻分復用(OFDM)信號。
18.一種無線設備，包括
處理器，操作以接收碼分多址(CDMA)信號——有雜波位于所述CDMA信號的帶寬內——的數字樣本，用陷波濾波器將所述數字樣本濾波以抑制所述雜波，并提供抑制了所述雜波的輸出樣本，其中所述雜波是在所述無線設備內部生成的；以及
操作性地耦合至所述處理器的存儲器。
19.如權利要求18所述的無線設備，其特征在于，所述處理器操作以用具有可調陷波頻率和可調陷波帶寬的可調陷波濾波器將所述數字樣本濾波。
20.如權利要求18所述的無線設備，其特征在于，所述雜波是所述無線設備內時鐘的諧波。
21.一種方法，包括
接收合需信號——有雜波位于所述合需信號的帶寬內——的數字樣本；
將所述數字樣本濾波以抑制所述雜波；以及
提供抑制了所述雜波的輸出樣本。
22.如權利要求21所述的方法，其特征在于，將所述數字樣本濾波包括
用具有可調陷波頻率的陷波濾波器將所述數字樣本濾波。
23.如權利要求21所述的方法，其特征在于，將所述數字樣本濾波包括
用具有可調陷波帶寬的陷波濾波器將所述數字樣本濾波。
24.如權利要求21所述的方法，其特征在于，將所述數字樣本濾波包括
檢測所述雜波，以及
基于所述雜波的特性來將所述數字樣本濾波。
25.一種裝置，包括
用于接收合需信號——有雜波位于所述合需信號的帶寬內——的數字樣本的裝置；
用于將所述數字樣本濾波以抑制所述雜波的裝置；以及
用于提供抑制了所述雜波的輸出樣本的裝置。
26.如權利要求25所述的裝置，其特征在于，所述用于將數字樣本濾波的裝置包括
用于用具有可調陷波頻率的陷波濾波器將所述數字樣本濾波的裝置。
27.如權利要求25所述的裝置，其特征在于，所述用于將數字樣本濾波的裝置包括
用于用具有可調陷波帶寬的陷波濾波器將所述數字樣本濾波的裝置。
28.如權利要求25所述的裝置，其特征在于，所述用于將數字樣本濾波的裝置包括
用于檢測所述雜波的裝置，以及
用于基于所述雜波的特性來將所述數字樣本濾波的裝置。
全文摘要
描述了用于抑制接收機中雜波的技術。處理器(例如，在無線設備內)接收合需信號——有雜波位于所述合需信號的帶寬內——的數字樣本。雜波是可能在接收機處內部地生成的不合需的信號，或者可能來自外部干擾源。該處理器將數字樣本濾波以抑制雜波并提供抑制了雜波的輸出樣本。該處理器可通過例如對數字樣本執(zhí)行FFT并檢查頻譜響應來檢測雜波。處理器可用具有可調陷波頻率和/或可調陷波帶寬的陷波濾波器來將數字樣本濾波。例如，該陷波頻率可基于雜波的頻率來設置，而陷波帶寬可基于雜波的振幅來設置。
文檔編號H04B1/10GK101366186SQ200780001958
公開日2009年2月11日 申請日期2007年1月4日 優(yōu)先權日2006年1月4日
發(fā)明者D·F·弗里波維科 申請人:高通股份有限公司