專利名稱：利用前導(dǎo)符號(hào)和非均勻?qū)ьl進(jìn)行聯(lián)合信道估計(jì)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種信道估計(jì)方法。
背景技術(shù)：
在基于OFDM的無(wú)線通信系統(tǒng)中，信道估計(jì)是不可或缺的一部分?，F(xiàn)有技術(shù)的基于輔助信息的信道估計(jì)方法中，通常采用一種時(shí)頻二維內(nèi)插法[佟學(xué)儉羅濤移動(dòng)通信技術(shù)原理與應(yīng)用人民郵電出版社(2003年6月)P123-1421]，該法所需的輔助信息全都是額外插入的；另外一種方法是單純?cè)陬l域利用均勻分布的梳狀導(dǎo)頻進(jìn)行信道估計(jì)，其核心算法內(nèi)插算法常采用基于DFT/IDFT的方法[Y.Zhao and A.Huang，“A novel channel estimation methodfor OFDM Mobile Communicatiohs Systems based on pilot signals andtransform domain processing”，in Proc.IEEE 47th Vehicular TechnologyConference，Phoenix，USA，May 1997，pp.2089-2093.]，而此內(nèi)插方法具有局限性，只適合在所有子載波上均勻插入導(dǎo)頻的情況，而實(shí)際系統(tǒng)很少滿足這種要求，信道中的梳狀導(dǎo)頻幾乎都是非均勻分布的。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)中無(wú)線通信系統(tǒng)信道估計(jì)中存在的上述缺陷，利用正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)中存在的前導(dǎo)符號(hào)進(jìn)行前導(dǎo)信道估計(jì)，而后聯(lián)合利用導(dǎo)頻所得的數(shù)據(jù)符號(hào)的信道估計(jì)共同得到更準(zhǔn)確的數(shù)據(jù)符號(hào)的信道估計(jì)。
本發(fā)明解決上述技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案是，利用OFDM系統(tǒng)中的前導(dǎo)符號(hào)采用傳統(tǒng)信道估計(jì)方法，估計(jì)出信道中序號(hào)為偶數(shù)的選用子載波的信道信息，并將相鄰偶數(shù)位的信道信息進(jìn)行平均，其值作為兩相鄰偶數(shù)位之間的序號(hào)為奇數(shù)的選用子載波的信道信息，從而獲得所有選用子載波的前導(dǎo)信道估計(jì)值 利用各個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)中非均勻分布的梳狀導(dǎo)頻采用傳統(tǒng)的估計(jì)方法估計(jì)出數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻中導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值，根據(jù)導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值，采用基于DFT/IDFT的變換域內(nèi)插算法得到整個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻的信道估計(jì)值 算法模塊根據(jù)所有選用子載波的前導(dǎo)信道估計(jì)值 和整個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻的信道估計(jì)值 調(diào)用公式 確定數(shù)據(jù)符號(hào)的聯(lián)合信道估計(jì)值 在OFDM系統(tǒng)中選擇第二個(gè)前導(dǎo)符號(hào)計(jì)算前導(dǎo)信道估計(jì)值 本發(fā)明采用的內(nèi)插算法的具體步驟為用0填充除導(dǎo)頻位置外的數(shù)據(jù)子載波、保護(hù)子載波和直流子載波位置，從而擴(kuò)充數(shù)據(jù)符號(hào)的元素序列；對(duì)元素序列進(jìn)行變換得到對(duì)應(yīng)的變換域序列，并對(duì)其進(jìn)行低通濾波，然后將濾波后的序列變換回頻域，從而得到整個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻的信道估計(jì)值 在聯(lián)合信道估計(jì)值 的計(jì)算中隨著距離第二個(gè)前導(dǎo)符號(hào)的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度的增加，估計(jì)值 所占的比重減小，而估計(jì)值 所占的比重增加。
采用本發(fā)明提出的利用前導(dǎo)符號(hào)和非均勻?qū)ьl進(jìn)行聯(lián)合信道估計(jì)的方法，盡量利用現(xiàn)有可用信息，不需要額外插入輔助信息，節(jié)省了信道資源，提高信道的傳輸效率，其次是本方法針對(duì)實(shí)際系統(tǒng)中導(dǎo)頻的非均勻分布，給出了適合的解決方法。


圖1本發(fā)明所述聯(lián)合信道估計(jì)原理框2WiMAX物理層幀結(jié)構(gòu)及導(dǎo)頻排列示意3基于DFT的非均勻?qū)ьl變換域信道估計(jì)內(nèi)插法流程圖
具體實(shí)施例方式
如圖1所示為利用前導(dǎo)符號(hào)和非均勻?qū)ьl聯(lián)合信道估計(jì)方法原理示意圖，先利用前導(dǎo)符號(hào)進(jìn)行前導(dǎo)信道估計(jì)，再利用非均勻?qū)ьl進(jìn)行數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻的信道估計(jì)，根據(jù)兩次的估計(jì)值聯(lián)合得到數(shù)據(jù)符號(hào)的最終信道估計(jì)結(jié)果。
如圖2所示為WiMAX物理層幀結(jié)構(gòu)及導(dǎo)頻安排示意圖，物理層中每幀都以兩個(gè)OFDM前導(dǎo)符號(hào)為首，即前導(dǎo)符號(hào)1、前導(dǎo)符號(hào)2，占用OFDM符號(hào)時(shí)刻的(-1)及(-2)位置，它們來(lái)源于一個(gè)已知的頻域PN復(fù)序列。第一個(gè)前導(dǎo)符號(hào)只使用選用子載波中序號(hào)為4的倍數(shù)的子載波，第二個(gè)前導(dǎo)符號(hào)使用選用子載波中所有偶數(shù)序號(hào)的子載波。因?yàn)榈诙€(gè)前導(dǎo)符號(hào)的可用信息比第一個(gè)符號(hào)多一倍，并且它與后續(xù)MAC數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)間間隔比較小，信道變化比較小，所以選用第二個(gè)前導(dǎo)符號(hào)進(jìn)行信道估計(jì)。
前導(dǎo)符號(hào)后跟隨的是L個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)，它們是通過(guò)對(duì)經(jīng)MAC層封裝的二進(jìn)制數(shù)據(jù)進(jìn)行RS-CC(里德-索洛蒙碼Reed-Solomon，卷積碼Convolutional Code)級(jí)聯(lián)編碼、信道交織和星座映射后得到的，并且根據(jù)802.16d標(biāo)準(zhǔn)在每個(gè)符號(hào)中非均勻的間插了導(dǎo)頻信息。圖2中以總數(shù)據(jù)符號(hào)L＝5(占用OFDM符號(hào)時(shí)刻的1-5)、總載波數(shù)N＝256的模式為例進(jìn)行說(shuō)明。子載波從-128～+127編號(hào)，0號(hào)是直流子載波，-128～-101和101～127是保護(hù)子載波，-100～-1和1～100共200個(gè)是選用子載波。選用子載波中的-88、-63、-38、-13、13、38、63、88的8個(gè)子載波(即導(dǎo)頻數(shù)目Np＝8)為導(dǎo)頻子載波，其余的192個(gè)是用來(lái)傳送MAC數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)子載波。8個(gè)導(dǎo)頻子載波等間隔均勻分布在192個(gè)數(shù)據(jù)子載波中，每個(gè)導(dǎo)頻子載波兩側(cè)各有12個(gè)數(shù)據(jù)子載波，然而從N＝256個(gè)子載波整體上看導(dǎo)頻的分布并不均勻。
1、利用接收端信號(hào)的前導(dǎo)符號(hào)進(jìn)行前導(dǎo)信道估計(jì) 在接收端，利用OFDM系統(tǒng)中信號(hào)的前導(dǎo)符號(hào)中的第二個(gè)前導(dǎo)符號(hào)，首先采用傳統(tǒng)的信道估計(jì)方法，可采用LS(最小二乘法)、LMMSE(線性最小均方誤差)、MMSE(最小均方誤差)等估計(jì)方法估計(jì)出選用子載波中序號(hào)為偶數(shù)的子載波的信道值，以LS方法為例，其過(guò)程是偶數(shù)子載波上發(fā)送的數(shù)據(jù)是發(fā)端和收端事先都已知的，我們用X(k)表示發(fā)端序號(hào)為k的子載波發(fā)送的數(shù)據(jù)，在整個(gè)選用子載波范圍內(nèi)變化(從-128-+127)，并且k只取不等于0的偶數(shù)。接收端接收到與X(k)一一對(duì)應(yīng)的信號(hào)Y(k)。Y(k)是X(k)經(jīng)過(guò)信道影響后的接收序列，則Y(k)與X(k)的關(guān)系可以表述為Y(k)＝X(k)H(k)+W(k)，其中的H(k)就表示無(wú)線多徑信道的影響，而W(k)則是在信道過(guò)程中不可避免的加性高斯白噪聲。將其中的高斯白噪聲分量忽略，用 去估計(jì)真實(shí)的信道信息H(k)。然后將相鄰偶數(shù)位子載波的信道估計(jì)值進(jìn)行平均，平均值作為兩偶數(shù)位之間的奇數(shù)位子載波的信道估計(jì)值，這樣選用子載波的所有偶數(shù)位和奇數(shù)位的估計(jì)值都得到了，也就得到了完整的前導(dǎo)信道估計(jì)值 2、利用接收端信號(hào)第l個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)中的非均勻?qū)ьl進(jìn)行導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)，根據(jù)確定的該數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻中導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值，采用基于DFT/IDFT(離散傅立葉變換/離散傅立葉反變換)的變換域內(nèi)插算法，得到整個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻的信道估計(jì)值 假設(shè)OFDM系統(tǒng)中總的子載波數(shù)目為N，非均勻分布的梳狀導(dǎo)頻數(shù)目為Np，前導(dǎo)符號(hào)后跟隨的數(shù)據(jù)符號(hào)總數(shù)為L(zhǎng)，并將它們按順序計(jì)為第l個(gè)(l＝1，2，…L)數(shù)據(jù)符號(hào)。采用LS、LMMSE、MMSE等傳統(tǒng)的信道估計(jì)方法估計(jì)出第l個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻中Np個(gè)導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值，然后用0填充該符號(hào)除Np個(gè)導(dǎo)頻位置外的數(shù)據(jù)子載波、保護(hù)子載波和直流子載波位置(這樣的位置共N-Np個(gè))，從而得到一個(gè)包含N個(gè)元素的序列。然后對(duì)這包含N個(gè)元素的序列做N點(diǎn)DFT(離散傅立葉變換)變換得到對(duì)應(yīng)的變換域N個(gè)元素的序列，對(duì)此變換域內(nèi)的N個(gè)元素的序列進(jìn)行低通濾波，最后再對(duì)變換域內(nèi)濾波后的N個(gè)的元素的序列做N點(diǎn)IDFT(離散傅立葉反變換)變換回頻域就完成了內(nèi)插。內(nèi)插后所得的頻域內(nèi)N個(gè)元素的序列就是第l個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻的N點(diǎn)的利用非均勻?qū)ьl的信道估計(jì)值 如圖3所示為第l數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻的基于DFT/IDFT的非均勻?qū)ьl內(nèi)插算法的變換域信道估計(jì) 示意流程圖。假設(shè)導(dǎo)頻Np＝8，首先采用LS信道估計(jì)方法估計(jì)出第l個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻中Np＝8個(gè)導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值，然后用0填充除Np＝8個(gè)導(dǎo)頻位置外的數(shù)據(jù)子載波、保護(hù)子載波和直流子載波位置，從而擴(kuò)充為N＝256個(gè)元素的序列。然后對(duì)其做N＝256點(diǎn)DFT變換，得到對(duì)應(yīng)的變換域256點(diǎn)序列，而后進(jìn)行低通濾波。最后對(duì)變換域內(nèi)濾波后的256點(diǎn)序列做IDFT變換回頻域就完成了內(nèi)插。內(nèi)插后所得的頻域N＝256點(diǎn)序列就是第l個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻的256點(diǎn)的利用非均勻?qū)ьl的信道估計(jì)值 3、聯(lián)合信道估計(jì) 反映當(dāng)前數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻信道估計(jì)值，用它對(duì)抗多普勒頻移引起的第l個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻的信道與第二個(gè)前導(dǎo)符號(hào)時(shí)刻信道的不同。隨著距離第二個(gè)前導(dǎo)符號(hào)的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度的增加，在聯(lián)合信道估計(jì)值中利用信號(hào)的前導(dǎo)符號(hào)得到的信道估計(jì)值 所占比重減小，而同時(shí)利用非均勻?qū)ьl得到的整個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻的信道估計(jì)值 所占的比重增加，根據(jù)前導(dǎo)符號(hào)后跟隨的數(shù)據(jù)符號(hào)總數(shù)L，以及前導(dǎo)符號(hào)后的第l個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)確定在聯(lián)合信道估計(jì)中 的系數(shù)和 的系數(shù)分別為 和 其中，L是前導(dǎo)符號(hào)后跟隨的總數(shù)據(jù)符號(hào)數(shù)，l表示這L個(gè)中的第l個(gè)，如果l增大，說(shuō)明第l個(gè)數(shù)據(jù)距離前導(dǎo)符號(hào)變遠(yuǎn)，前導(dǎo)符號(hào)時(shí)刻的信道信息就與第l個(gè)符號(hào)時(shí)刻的信道差別變大，也就是說(shuō)前導(dǎo)符號(hào)時(shí)刻的信道估計(jì)在第l個(gè)符號(hào)時(shí)刻的可利用程度下降。由此，算法模塊建立聯(lián)合信道估計(jì)值計(jì)算公式 l＝1，2…L。由此，當(dāng)利用信號(hào)的前導(dǎo)符號(hào)得到前導(dǎo)信道估計(jì)值，并且利用非均勻?qū)ьl得到整個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻的信道估計(jì)值后，調(diào)用算法模塊根據(jù)上述公式得到OFDM系統(tǒng)的聯(lián)合信道估計(jì)值。
采用本發(fā)明的聯(lián)合信道估計(jì)方法，不需要額外地插入輔助信息，節(jié)省了信道資源，提高了信道的傳輸效率，可用于OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)。
以上所述，僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施方式，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此，任何熟悉該技術(shù)的人在本發(fā)明所揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，可以輕易想到的變換和替換，都應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范疇內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)以權(quán)利要求的保護(hù)范圍為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種OFDM系統(tǒng)中聯(lián)合信道估計(jì)方法，其特征在于，利用OFDM系統(tǒng)中的前導(dǎo)符號(hào)得到前導(dǎo)信道估計(jì)值 利用各個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)中的非均勻梳狀導(dǎo)頻估計(jì)出導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值，根據(jù)導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值，采用內(nèi)插算法得到整個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)刻的信道估計(jì)值 根據(jù)上述信道估計(jì)值，算法模塊調(diào)用公式 確定數(shù)據(jù)符號(hào)的聯(lián)合信道估計(jì)值
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的聯(lián)合信道估計(jì)方法，其特征在于，采用OFDM系統(tǒng)中第二個(gè)前導(dǎo)符號(hào)確定前導(dǎo)信道估計(jì)值
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的聯(lián)合信道估計(jì)方法，其特征在于，所述內(nèi)插算法的具體步驟為用0填充除導(dǎo)頻位置外的數(shù)據(jù)子載波、保護(hù)子載波和直流子載波位置，從而擴(kuò)充數(shù)據(jù)符號(hào)的元素序列；對(duì)元素序列進(jìn)行變換得到對(duì)應(yīng)的變換域序列，并對(duì)其進(jìn)行低通濾波，然后將濾波后的序列變換回頻域。
4.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的聯(lián)合信道估計(jì)方法，其特征在于，在聯(lián)合信道估計(jì)值 的確定中，隨著距離第二個(gè)前導(dǎo)符號(hào)的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度的增加， 所占的比重減小，而 所占的比重增加。
全文摘要
本發(fā)明請(qǐng)求保護(hù)一種信道估計(jì)方法，涉及無(wú)線通信系統(tǒng)。該方法利用OFDM系統(tǒng)中的前導(dǎo)符號(hào)估計(jì)出序號(hào)為偶數(shù)的選用子載波的信道估計(jì)值，以及序號(hào)為奇數(shù)的選用子載波的信道估計(jì)值，從而獲得所有選用子載波的前導(dǎo)信道估計(jì)值
文檔編號(hào)H04B7/02GK101035106SQ20071007835
公開日2007年9月12日 申請(qǐng)日期2007年4月2日 優(yōu)先權(quán)日2007年4月2日
發(fā)明者謝顯中, 董雪濤, 陳鑫 申請(qǐng)人:重慶郵電大學(xué)