專利名稱：寬帶傳輸系統(tǒng)中估計符號時間誤差的方法和系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及寬帶傳輸系統(tǒng)中估計符號時間誤差的方法和系統(tǒng)。
背景技術：
本發(fā)明優(yōu)選地用在使用正交頻分復用(OFDM)的數據傳輸系統(tǒng) 中，具體在針對數字視頻廣播(DVB，例如DVB-H， DVB-T)的無線 應用中，然而，還可以用于諸如ISDB-T， DAB， WiBro和WiMax.DVB 之類的其它傳輸模式，例如，DVB-H和DVB-T等DVB是將數字電視內 容傳送給例如移動設備等的公知標準。
這樣的正交頻分復用系統(tǒng)對于符號間干擾(ISI)非常敏感，符號 間干擾是由于符號正交性的丟失而引起的。本發(fā)明涉及通過估計符號 時間誤差對符號間干擾的補償。
正交頻分復用模式是如下模式將幀中符號流轉換為塊單元的并 行數據，然后將并行符號復用至不同的子載波頻率中。多載波復用的 特性在于，對于典型為2"的特定長度，所有載波彼此正交，從而使用 快速傅里葉變換。采用接收機處的離散傅里葉變換(DFT)和發(fā)射機 處的離散傅里葉逆變換(IDFT)實現(xiàn)了OFDM模式，這是通過正交特 性和離散傅里葉變換的定義而簡單地獲得的。
在寬帶傳輸系統(tǒng)中，對于每個OFDM符號，由在離散傅里葉逆變 換的輸出之前的循環(huán)擴展形成保護間隔。
圖1示出了由保護間隔保護的OFDM符號的傳統(tǒng)結構。保護間隔由 循環(huán)前綴形成，也就是，所謂有用部分的末尾采樣的復制在該有用部 分的前面。如圖2所示，如果沒有多徑，則接收機可以在符號內的任何 位置選擇具有該有用部分大小的窗。
保護間隔保護有用數據攜帶部分免受多徑失真，并且，如果選擇
足夠長，則可以允許單頻網絡(SFN)。在SFN中，多個發(fā)射機同步地 發(fā)射相同的信號，從而在接收機處可以將這樣的信號視為多徑信號。
在多徑傳播環(huán)境中，發(fā)射信號通過多個路徑到達接收機，每個路 徑可能引入不同的延遲、幅值和相位，從而擴大從一個符號至下一符 號的過渡時間。如果過渡時間小于保護間隔，則接收機可以選擇接收 符號的一部分，該部分沒有受到由相鄰符號引入的任何干擾。
標識有用部分，也就是包含來自相鄰符號的最小干擾(符號間干 擾)的OFDM符號的部分，是由接收機執(zhí)行的時間同步任務。該任務 對于整個接收機性能非常關鍵。
可以將時間同步分為兩個主要類別獲取和跟蹤。符號時間獲取 定義了初始找到正確定時的任務。通常，將符號時間獲取分成兩個或 更多個步驟，在第一步驟，實現(xiàn)粗糙時間同步。在接下來的步驟中， 細化時間窗。對于那些相繼的步驟，通常應用類似或同樣的用于跟蹤 的算法。跟蹤定義了在連續(xù)接收期間不斷調整時間窗以保持時間窗在 其最佳位置的任務。
對于OFDM，對時間跟蹤付出了很多努力。已知的方法可以分為 數據輔助和非數據輔助跟蹤，以及基于預FFT (pre-FFT)或后FFT (post-FFT)的跟蹤。數據輔助跟蹤使用OFDM中己知的符號，例如， 導頻符號或前同步碼(preamble),而非數據輔助跟蹤使用信號的相關 特性。
在針對連續(xù)接收的DVB-T中，該標準沒有定義任何前同步碼。導 頻符號包括在復用中，其中，該標準定義了在每第12個載波處的所謂 的離散導頻、以及出現(xiàn)在固定載波位置處的較少數量的連續(xù)導頻。
如歐洲電信標準協(xié)會(European Telecommunication Standards Institute) ETSIEN300744 VI.4.1 (2001-01)的第27頁圖U中描述了在
功率上提升的離散導頻的傳統(tǒng)插入。
只有在DFT之后，并且只有在已經建立一些粗糙時間同步之后， 這些導頻符號才是可訪問的。因此，大多數用于DVB-T/H的時間同步 算法使用OFDM符號與其循環(huán)擴張的自相關特性來進行粗糙時間估 計，然后依靠導頻進行精細時間同步和跟蹤。
在DVB-T中，可以選擇保護間隔為FFT(或DFT)尺寸的1/4、 1/8、 1/16、或1/32。在大規(guī)模單頻網絡(SFN)中，多徑可以幾乎充分地使 用甚至是1/4FFT尺寸的保護間隔。在一些情況下，已發(fā)現(xiàn)延遲擴散甚 至超過了保護間隔。利用每第12個載波處的導頻，可以估計僅FFT長 度的1/12的時間間距(span)的信道脈沖響應，這對于等于或大于1/8 的保護間隔是明顯不夠的。對于等于FFT尺寸的l/8或更長的保護間 隔，為了可靠的時間同步，有必要以與頻域均衡器所需的信道傳遞函 數的估計方式相同或類似的方式從相繼的符號中收集導頻。
已知基于后FFT的時間同步的兩個基本方法都使用信道傳遞函數 的估計第一個方法計算從一個離散導頻至下一離散導頻的平均相位 差，從而估計信道傳遞函數的平均斜率。這基于FFT的特性，即時域 中的延遲對應于與載波索引成比例并與時域中的延遲成比例的相位。 因此，在單徑信道中，可以直接從該斜率估計圖2中指示為r的時間延 遲。不幸的是，在繁重的多徑情況下該技術無法令人滿意的執(zhí)行。更 嚴格的方法是，利用IFFT將估計的信道傳遞函數傳遞回時域中，以得 到信道脈沖響應的估計。然后，對估計的信道脈沖響應執(zhí)行能量搜索。
另一己知方法僅基于連續(xù)導頻。
已知的基于后FFT的時間同步的可選方法是迸一步改進基于時域 相關的方法，該方法典型地用于粗糙時間同步。
如以上論述的，時間跟蹤對于整個系統(tǒng)性能至關重要。在 DVB-T/H中，前同步碼的缺乏使得很難找到最佳時間窗，前同步碼能
夠幫助精確估計信道脈沖響應。
已發(fā)現(xiàn)， 一些使用自相關特性的基于預FFT時域的時間跟蹤技術
要求相對長的平均時間以產生適當的結果。另一缺點是，在獲取了信 號之后，在接收機的其他位置不需要那樣類型的計算。此外，繁重多 徑條件下的性能不總是最佳的。
以上介紹的基于后FFT的方法還具有缺點。如以上所述的，使用
信道傳遞函數的斜率的均值估計的簡單方法雖然在具有低延遲散布的 信道中給出了滿意的結果，然而發(fā)現(xiàn)其在繁重多徑情況下沒有給出適 當結果，如在SFN中可能出現(xiàn)的。實驗顯示了在單頻網絡中該方法無 法經受住針對保護間隔利用的測試。
到目前為止最魯棒的技術似乎是基于IFFT的方法，該方法根據估 計的信道傳遞函數計算信道脈沖響應。然而，該方法也是計算密集的 方法，需要額外的存儲器。使用這種算法時需要解決該問題是在1/3 FFT長度之后的信道脈沖響應的循環(huán)巻繞(wrap)，這是由于在收集多 個符號時在每第三個載波處分隔開的離散導頻引起的。循環(huán)巻繞可能 導致難以識別信道脈沖響應的開始和結束。當脈沖響應的能量散布在 較大的時間間隔上時，還難以在有噪聲的環(huán)境中識別脈沖響應。
針對移動接收設計的DVB-H給符號時間同步算法帶來了額外的
挑戰(zhàn).-
(1) 在移動環(huán)境中，信道的相干時間更低，也就是信道的時變 性更強。
(2) DVB-H使用時間分片。在時間分片中，將數據以突發(fā)串 (burst)形式發(fā)送，允許在突發(fā)串之間關閉接收機。該特點允許接收
機節(jié)省大量的功率消耗，然而，也意味著不能在突發(fā)串之間跟蹤信道。 作為優(yōu)點，用于DVB-H的時間跟蹤算法必須比DVB-T的算法實質上快。
為了例證這些挑戰(zhàn)，考慮以下測試情況下使用的兩路徑模型的示例。
圖3示出了分別在兩個定時實例tl和t2處傳統(tǒng)兩路徑模型的脈沖 響應的幅值。以保護間隔持續(xù)時間Tg的0.9倍分隔這兩個路徑。在時間 實例tl處，第二路徑實際上不可見，因為它衰退了。在真實情況下， 第一路徑可以源于一個發(fā)射機，第二路徑源于另一發(fā)射機。兩個發(fā)射 機在相同頻率(SFN)上同步地發(fā)射相同信號。在時間實例tl處，第 二路徑不可見，因為其可能被障礙物阻檔(陰影衰退)，或者該路徑實 際上是在時間實例tl處破壞性相加的多個路徑的疊加(快速衰退)。鎖 定至在時間實例tl處經歷該信道的接收信號的接收機僅看見第一路 徑，并可能只將該路徑集中到保護間隔的中間。如果接收機正在與信 號同步以接收時間分片突發(fā)串，則接收機本質上沒有可以依靠的信道 的有關歷史。
在例如兩個10ms等相對短的時間之后第二路徑出現(xiàn)時，接收器必 須迅速再調整符號定時，并將兩個路徑都置于保護間隔中，以使有用 部分中沒有符號間干擾發(fā)生。
同樣地，還可能在時間實例tl處，第一路徑遭受衰退，接收機初 始地鎖定至第二路徑。
該示例示出了針對DVB-H的符號時間跟蹤要求比針對連續(xù)接收 的要求更加嚴格，尤其在固定或準固定環(huán)境中。
對于DVB-T，通常爭論的是可以減小基于IFFT的方法的計算量， 因為可以采用更低速率來執(zhí)行符號時間跟蹤，從而不一定要為每個接 收符號計算IFFT。在移動DVB-H的情況下，，也就是快速時變信道和 快速重獲取時間以減少開啟時間并進而減小功率消耗的情況下，該假 設不成立。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是提出一種用于估計符號時間誤差的新的方法和 系統(tǒng)，以避免符號間干擾。
根據發(fā)明，利用一種方法和系統(tǒng)解決了問題，其中方法是在寬帶 傳輸系統(tǒng)中估計符號時間誤差并包括權利要求l給出的特征的方法，系 統(tǒng)是在寬帶傳輸系統(tǒng)中估計符號時間誤差并包括權利要求16中給出的 特征的系統(tǒng)。
在從屬權利要求中給出了有利的實施例。
本發(fā)明的關鍵方面是，利用每個接收字符中的預定周期，基于符 號間相關，確定數據符號流中離散傅里葉變換塊的輸出信號的時間誤 差信號。選擇實際符號和在前符號的DFT或FFT的輸出的多個采樣，
作為預定周期?；趯嶋H符號和在前符號的所選采樣的符號間干擾， 確定時間誤差值。可以使用在后符號，而不是在前符號。
更具體地，在寬帶傳輸系統(tǒng)的接收機中，建立符號時間誤差估計 器。優(yōu)選的符號時間誤差估計器包括單元，用于選擇每個接收符號 的離散傅里葉變換的多個輸出采樣；以及緩沖器，用于存儲例如實際 符號、在前符號或在后符號等符號之一的所選采樣。此外，符號時間
誤差估計器包括單元，用于將相應符號(例如實際符號或在前符號 或在后符號)的所選輸出采樣向左或向右移位預定數量的采樣。將相 應符號的已移位采樣與預定相位矢量進行逐元素復共軛相乘
(element-wise complex-conjugate multiplication)。在已移位采樣的相 位相乘之后，將經相位修改的采樣與所緩沖的符號的所選輸出采樣逐 元素地復共軛相乘。對逐元素復共軛相乘后的輸出信號累加為平均和 信號，該平均和信號表示時間誤差值。為了將時間誤差值映射到實軸 或虛軸，將該和信號與相位旋轉常量相乘?？蛇x地，相位旋轉常量包 括于上述相位矢量中。
因此，本發(fā)明提供了一種迅速獲取并連續(xù)跟蹤OFDM符號的定時 的魯棒方案。在優(yōu)選實施例中，時間誤差估計器所確定的時間誤差值 用于調整快速傅里葉變換選擇窗，具體是提前或延遲快速傅里葉變換 選擇窗，或用于在使用采樣速率轉換器的情況下提高或降低采樣速率 轉換器中的采樣轉換速率，或用于在使用模擬數字轉換器的情況下提 高或降低模擬數字轉換器中的采樣速率。
換言之本發(fā)明是一種新的非數據輔助方法，用于對符號進行時 間跟蹤。該用于估計符號時間誤差的符號時間誤差估計器和方法是基 于頻域的。
基于新的非數據輔助準則，本發(fā)明關注針對數據調制OFDM信號 的符號時間同步，該數據調制OFDM信號使用循環(huán)前綴(或后綴)以 保護符號免受符號間干擾。因為幾乎所有OFDM系統(tǒng)都使用該方案， 且該準則是非數據輔助的，所以本發(fā)明可應用于很多基于ODFM的系 統(tǒng)。本發(fā)明適用于具有任意FFT長度(較大FFT尺寸產生噪聲較少的估 計)和最實際保護間隔(至少是從l/32到1/2)的OFDM。
本發(fā)明使用新穎的準則，該準則產生與出現(xiàn)的符號間干擾成比例 的值，作為絕對值，并產生調整定時所在的方向，作為符號。這樣， 接收機可以調整其定時，從而將接收符號的符號間干擾減小至最小。 誤差估計本身是無偏的。
本發(fā)明產生針對符號定時的誤差信號，該誤差信號可以用于傳統(tǒng) 跟蹤環(huán)以調整為解調器選擇最優(yōu)采樣矢量的時間窗。如果未超過基于
IFFT的信道脈沖響應估計方法的性能，也可預期本發(fā)明與傳統(tǒng)跟蹤環(huán) 相結合的性能達到等同水平。該準則在包括SFN在內的單徑和多環(huán)境 中產生好的結果，即使兩個路徑之間的延遲超過保護間隔持續(xù)時間。 當脈沖響應在保護間隔內部散布在較長持續(xù)時間上時，該準則也產生 好的結果。
誤差信號是根據FFT的輸出導出的，并考慮到在前或在后符號的 FFT輸出。因此，本發(fā)明只是基于后FFT (post-FFT)的。
計算復雜度和存儲要求可與簡單的斜率估計方法相比。不需要當 前最普遍使用的附加IFFT。
本發(fā)明的時間跟蹤算法在標準數字信號處理器中得到很好的映射。
存在不同的實現(xiàn)方式變體，從而可以將跟蹤環(huán)調整以適應應用的 實施和性能。
此外，可以組合這樣的實現(xiàn)方式變體，以甚至提高性能。 如果正確地選擇了參數，則本發(fā)明的跟蹤環(huán)的跟蹤范圍是在保護 間隔左邊或右邊的FFT尺寸采樣的一半(等于持續(xù)時間Tu/2)。在四分 之一FFT尺寸采樣(等于持續(xù)時間Tu/4)的范圍內，由時間誤差估計 器導出的均值誤差信號幾乎與實際時間誤差成比例，使得時間估計器 對于傳統(tǒng)跟蹤環(huán)實現(xiàn)是理想的。
取決于均衡器的實施(不是本發(fā)明的主題)，可能需要補償信道傳 遞函數的均值斜率。可以通過在頻域上乘以具有線性增大或減小相位 的矢量，或通過對FFT的輸入矢量進行循環(huán)移位，進行該斜率補償。 當包括校正因子時，本發(fā)明可以處理FFT輸出，對于該FFT輸出，F(xiàn)FT 輸入已被循環(huán)移位。因此，本發(fā)明還非常適合使用循環(huán)FFT輸入矢量 移位技術的接收機結構。


圖4示出了用于寬帶傳輸系統(tǒng)的接收機的優(yōu)選實施例的方框圖； 圖5至6示出了接收機的符號時間誤差估計器的不同優(yōu)選實施例的 方框圖7示出了用于時間跟蹤DLL的合適環(huán)路濾波器的實施例的方框
圖8示出了保護間隔1/4、 FFT尺寸2k、 SNR 10dB的單徑的S曲線 (S-curve)的示例圖9示出了保護間隔1/4、 FFT尺寸2k、 SNR10dB的兩個射線路徑 (raypath)的S曲線的示例圖，其中第一路徑具有零延遲，第二路徑具有 保護間隔持續(xù)時間的0.9倍的延遲。
具體實施例方式
為了詳細描述如何使用本發(fā)明，首先，考慮典型的DVB-T/H接收機。
圖4示出了典型DVB-T/H接收機1的方框圖。為了簡單說明，沒有 示出針對基于預FFT的獲取的電路。通常通過控制頻率誤差校正單元2 中的數字移頻器，對由模擬前端、模擬至數字轉換器(ADC)和附加 數字濾波器電路提供的數字IQ輸入IN進行進一步的頻率誤差校正。
然后將已校正的信號饋送過采樣速率轉換器3 (SRC)，該采樣速 率轉換器3(SRC)可以校正發(fā)射機與接收機ADC之間的采樣頻率偏移。 采樣速率轉換器3可以可選地包括附加的抽取(decimation)和低通濾 波。
在校正了頻率和釆樣頻率時鐘偏移之后，對于每個符號，使用用 于窗選擇和去除保護間隔Tg的單元4。更具體地，選擇FFT尺寸采樣的 矢量。對該矢量，在FFT單元5中執(zhí)行FFT。
取決于接收機實現(xiàn)方式，需要去除殘余公共相位誤差(common phase error, CPE)。典型地，在單元6中從多路復用中提取連續(xù)導頻， 該連續(xù)導頻用于在單元7中估計公共相位誤差，從單元7得到適當的估 計。然后將該估計用于在CPE校正單元8中校正FFT單元5的輸出處的 公共相位誤差。
該估計公共相位誤差還用于在頻率跟蹤單元9中跟蹤任何殘余頻 率偏移，以控制頻率誤差校正塊2。
對于順序的處理，必須利用均衡器10從CPE校正后的符號中去除
由信道添加的損害。通過在離散導頻提取單元12中使用從多路復用中 提取的離散導頻，從信道估計器ll得到信道傳遞函數(CTF)的估計。 典型地，通過在時域和頻域上對基于離散導頻的估計中的信道進行內 插，得到信道估計。
然后，將校正的OFDM符號和估計的信道傳遞函數傳遞至外部接 收機13。然后，外部接收機13執(zhí)行符號去映射(demapping)、符號和 比特去交織(deinterleaving)、去穿孑L(depuncturing)、典型地利用Viterbi 處理器的巻積解碼、外(Forney)去交織、Reed-Solomon解碼、和最 終的去隨機化(derandomizing)(解擾(descrambling))，以產生MPEG 運輸流(MPEG-TS)。因此，外部接收機13包括多個傳統(tǒng)功能塊或單 元13.1至13.7。
如本發(fā)明公開中描述的，提出的時間跟蹤算法使用FFT單元5 (未 示出該配置)的輸出或CPE校正單元8的輸出，如圖4所示，CPE校正 單元8與符號時間誤差估計器14連接，以對窗選擇單元4或采樣速率轉 換器3進行符號時間控制。這與使用離散導頻或信道傳遞函數CTF估計
的其它公知技術相反。
圖5示出了提出的時間跟蹤算法的可能實現(xiàn)的方框圖，其中，強調 了本發(fā)明的符號時間誤差估計器14。符號時間誤差估計器14采用FFT 單元5的輸出采樣。為了最好的性能，提議將CPE校正后的輸出饋送至 符號時間估計器14中。
對于時間誤差估計，只有包含載波的FFT的輸出采樣是有用的。 為了清楚說明，在方框圖中示出了用于選擇這些載波的塊14.1。為了 減小計算復雜度，還可以僅選擇這些載波的子集。然而，僅選擇這些 載波的子集的代價是噪聲更多的誤差估計。從而需要針對類似的時 間抖動的更小環(huán)路濾波器帶寬，如果這取決于所要求的跟蹤收斂時間， 是可以容忍的。載波或子集的設置應該是按照連續(xù)順序的。
在所示實現(xiàn)方式中，在單元14.2中，將將選擇的輸出采樣向左或 向右移位固定數量N個采樣。在另一功能單元14.3中，將已移位的輸出 采樣與相位復矢量(complex phasor vector)進行逐元素復共軛相乘， 其中，該相位矢量的元素是exp(/A)類的。該相位矢量的斜率的絕對值， 也就是A與的差為2;r:rg / r"，其中Tg/Tu是保護間隔持續(xù)時間Tg與有 用部分Tu長度之比。該斜率的符號，也就是斜率是正的還是負的，取
決于在哪里應用隨后的采樣移位，以及是否使用了循環(huán)前綴或后綴。
然后，在功能單元14.4中，將與相位復矢量相乘后的的輸出矢量 (-經相位修改的采樣)與在前符號的所選的FFT輸出采樣進行逐元素 復共軛相乘。從而，將在前符號的所選采樣存儲在緩沖單元14.5中。
在本發(fā)明的不同實施例中，在相位復矢量乘法之后，對所選的FFT 輸出采樣進行移位，見圖6。
在本發(fā)明的不同實施例中，對例如在前符號或在后符號的緩沖的 載波的輸出而不是當前符號的載波，應用相位復矢量乘法。如果在相 位復矢量乘法之后可應用，則另一實施例將緩沖的符號向左或向右移 位N個載波采樣。這里未示出這些可選的實施例。
另一變體將相位復矢量乘法分配到兩個分支上，和/或對兩個分支 中的一個應用移位。
采樣移位的實際值是-2， -1， l和2，然而其它值也是可能的，即
使在誤差估計的跟蹤范圍和噪聲水平上性能會典型地降低。
對于來自當前和先前或在前符號的FFT采樣的逐元素乘法的輸
出，在求和單元14.6中計算平均和。通常將該運算稱為"積分和轉儲 (integrate and dump)"。
在單元14.7中，將該運算的輸出與另一相位旋轉常量"相乘，其 中a是a-exp(從)類型的。映射單元14.8跟隨在后，以將符號時間誤
差值e映射到實軸或虛軸。如果將符號時間誤差值f映射到實軸，則給 出該復數乘法的實部作為符號時間誤差值。如圖6所示。如果將符號 時間誤差值旋轉到虛軸，則給出該復數乘法的虛部作為符號時間誤差 值s。
典型地，a的相位^是取決于保護間隔Tg和應用于兩個分支中任
一分支的采樣移位量N的相位與;r/2的整數倍的相位之和，以將信號旋
轉至實軸或虛軸并調整符號以適應隨后的環(huán)路濾波器的要求。第一相 位的絕對值是27ilNlTg/Tu，并包括相對于OFDM符號的有用部分的保護
間隔Tg的長度，還包括兩個分支之間的采樣移位差，其中兩個分支由
當前符號和延遲(緩沖)符號的采樣形成。
在應用的另一實施例中，相位復矢量中包括a。這樣，僅需要通 過兩個分支的乘法計算實部或虛部，其中兩個分支包括在前和當前的 符號。這樣，可以節(jié)省一半的實數乘法，僅需要分別在實部或者虛部 這一部上計算平均和。
在接收機實現(xiàn)要求FFT的循環(huán)移位的情況下，可以加上或減去取
決于循環(huán)移位因子的另一相位(取決于所使用的本發(fā)明的變體)，以使 得跟蹤環(huán)免受在FFT之前施加的任何數量的循環(huán)移位。該相位是 2兀INIs/FFTSize，其中s指示采樣中循環(huán)移位的數量，F(xiàn)FTSIZE是FFT輸 入和輸出矢量尺寸。
本發(fā)明另一實施例預期到所公開的時間誤差估計器的不同變體的 組合，以減小誤差信號中的噪聲。該組合包括圖6中所示的實現(xiàn)的多個 并行變體，每個變體獨立地估計符號時間誤差值e，但是例如使用不 同的移位因子。然后，通過將由時間誤差估計器14的各個符號時間誤 差值e提供的估計相加，得到組合的誤差估計。
為了使跟蹤環(huán)閉合，將符號時間誤差值f饋送至環(huán)路濾波器中， 環(huán)路濾波器執(zhí)行附加的平均化，以減小符號時間誤差值e的噪聲。一 旦找到了合適的時間誤差估計器"，例如本申請中公開的時間誤差估 計器14，則跟蹤環(huán)的設計就很直接簡單了 (straightforward)。合適的 一階環(huán)路濾波器15可以是圖7中示出的環(huán)路濾波器。
在圖7中，首先，在乘法塊15.1中，將來自時間誤差估計器14的符 號時間誤差值f與積分常量Ki相乘。該常量確定環(huán)路濾波器帶寬。在 相繼的具有求和塊15.3和延遲塊15.4的積分電路15.2以及量化器15.5 和求和塊15.6中，對乘積進行累加。詳細地，也就是，將乘法塊15.1 的輸出信號加入所有先前累加的值之和，其中所有先前累加的值之和 是由指示為r'的單值(onevakie)延遲單元實現(xiàn)的。還將累加值提供 給包含零值的量化器15.5。如果該和超過l或更大的整數，則將該整數 作為延遲/提前信號提供給保護間隔/時間窗控制塊4，以在采樣速率轉 換器3中對輸入的采樣流延遲或提前的整數個采樣。同時，在環(huán)路濾波 器15中，從累加值中減去該整數值。
在類似的形式中，典型地利用二階或更高階的環(huán)路濾波器，從而
可以估計時間漂移(timedrift)。然后可以將該時間漂移估計用于調整 采樣速率轉換器3的采樣速率轉換因子。
在本節(jié)的剩余部分，闡述了時間誤差估計器14的操作。 圖8示出了從對兩個連續(xù)的OFDM符號的仿真獲得的近似完美的S 曲線(S-curve)，其中信道是單徑信道。FFT尺寸是2048個采樣，保護 隔離是1/4。在10dB的SNR的情況下添加高斯白噪聲。使用組合的估計 器，將向在前符號的輸出應用一個FFT采樣的正向或負向移位。對于 時間偏移r，通過仿真符號時間誤差值e得到S曲線，其中r是以采樣 定義的，這里r-0意味著對OFDM采樣的首批采樣計算FFT，也就是循 環(huán)前綴完全包括在FFT的輸入矢量中。S曲線示出了，對于從0至511的 r的偏移，符號時間誤差值f實質上是O。對于單徑信道，因為對于該 范圍沒有符號間干擾出現(xiàn)，因此，對于該范圍不需要調整FFT窗。
對于負的r，接收機l遭受來自在前符號的符號間干擾。符號時間 誤差值s變成負的，告知跟蹤電路對接收的采樣流進行延遲。對于超 過保護間隔持續(xù)時間的r，接收機l遭受來自在后符號的符號間干擾。 在這種情況下，符號時間誤差值f變成正的，告知跟蹤電路對接收的
采樣流進行提前。
圖9中示出了符號時間估計器14的性能的另一示例。這里，使用具
有兩個路徑的測試信道，其中兩個路徑的強度和相位相等，并且彼此 間距為保護間隔的0.9倍。再次將SNR設置為10dB。圖9中的S曲線不同 于圖8中的S曲線，區(qū)別在于基本上減小了符號時間誤差值接近O的范 圍。該信道導致OFDM符號與下一相鄰符號的保護間隔Tg重疊?，F(xiàn)在， 將無符號間干擾出現(xiàn)的范圍限制為從OFDM符號的開始算起，r大于 460且小于或等于512個采樣的偏移的范圍。圖9中示出的S曲線清楚地 示出了，時間誤差估計器14正在使用正確的準則。再次，對于在r小 于460情況下為負符號時間誤差值。接收機l需要對接收的采樣流進 行延遲，而對于r大于511，符號時間誤差值f變成正的，告知接收機l
對接收的采樣流進行提前。
如以上論述的，雖然提出了在DVB-T/H的情況下提出了本發(fā)明，
然而本發(fā)明不僅限于DVB-T/H，還可適用于很多OFDM系統(tǒng)，包括 DAB、 ISDB-T、 DMB-T和其它可能的例如ADSL/VDSL中的系統(tǒng)或即 將到來的Wibro和WiMax標準。
附圖標記列表 1接收機
2頻率誤差校正單元
3采樣速率轉換器
4窗選擇和保護間隔去除單元
5 FFT單元
6導頻提取單元
7公共相位誤差估計器
8公共相位誤差校正單元
9頻率跟蹤單元
10均衡器
11信道估計器
12離散導頻提取單元
13外部接收機
13.1至13.7外部接收機的功能塊
14符號時間誤差估計器
14.1釆樣選擇塊
14.2相位矢量乘法塊
14.3采樣移位器塊
14.4采樣符號乘法塊
14.5緩沖單元
14.6求和塊
14.7常量乘法塊
14.8映射塊
15環(huán)路濾波器
15.1乘法塊
15.2相繼積分塊
15.3求和塊
15.4延遲塊
15.5量化<formula>formula see original document page 20</formula>
權利要求
1.一種寬帶傳輸系統(tǒng)中估計符號時間誤差的方法，包括-利用每個接收符號中的預定周期，基于符號間相關，確定數據符號流中離散傅里葉變換塊(5)的輸出信號的定時誤差信號，-選擇實際符號和在前符號的有用數據部分的多個采樣，作為該預定周期，-基于實際符號和在前符號的所選采樣的符號間干擾，確定時間誤差值(ε)。
2、 根據權利要求l所述的方法，包括 -使用在后符號而不是在前符號。
3、 根據權利要求1或2所述的方法，其中，確定時間誤差值包括 在發(fā)射機處針對每個符號，復制所選采樣作為在輸出信號的間隔中的在前或在后的循環(huán)擴展，這是在針對所述循環(huán)擴展的傅里葉逆變 換之后執(zhí)行的。
4、 根據權利要求1或2所述的方法，其中被執(zhí)行離散傅里葉變換的所選采樣的數量等于離散傅里葉變換 的長度。
5、 根據權利要求3或4所述的方法，其中，在執(zhí)行所述傅里葉變換的所選數量的輸出采樣的離散傅里葉變換之后，還-將相應符號的輸出采樣向左或向右移位預設數量N個采樣，-向符號之一的移位輸出采樣提供預定相位矢量，-對相應符號的經相位修改的輸出采樣與緩沖符號的采樣進行逐元素復共軛相乘，-計算逐元素復共軛相乘后的采樣的平均和信號，-將和信號與相位旋轉常量相乘，以將時間誤差值(s)映射到實軸或虛軸。
6、 根據權利要求5所述的方法，包括-在兩個分支上提供預定相位。
7、 根據權利要求5或6所述的方法，包括-利用移位值-2， -1， l和2之一，將采樣移位至兩個分支之一。
8、 根據權利要求5至7中任一權利要求所述的方法，其中 相位旋轉常量取決于符號之一的預定周期，尤其取決于保護間隔持續(xù)時間，并取決于采樣移位個數的量和;r/2的整數倍的相位。
9、 根據權利要求8所述的方法，其中-整數倍的相位具有^網Tg/Tu或2兀網s/FFTSize的值，s指示在計算 DFT之前采樣中循環(huán)移位的個數，F(xiàn)FTSize指示DFT/FFT輸入和輸出矢量尺寸。
10、 根據權利要求1至9中任一權利要求所述的方法，包括-通過使用不同的采樣移位因子，確定單獨時間誤差值(s)的 個數。
11、 根據權利要求10所述的方法，包括-通過將單獨時間誤差值(e)相加，確定組合時間誤差值。
12、 根據權利要求l至ll中任一權利要求所述的方法，包括-使用確定的時間誤差值(e)調整定時。
13、 根據權利要求1至12中任一權利要求所述的方法，包括-使用確定的時間誤差值(s)調整快速傅里葉變換選擇窗，具 體是提前或延遲快速傅里葉變換選擇窗。
14、 根據權利要求1至13中任一權利要求所述的方法，包括-使用確定的時間誤差值(f)提高或降低采樣速率轉換器中的 采樣轉換速率。
15、 根據權利要求1至14中任一權利要求所述的方法，包括-使用確定的時間誤差值(f)提高或降低模擬數字轉換器中的 采樣速率。
16、 一種在寬帶傳輸系統(tǒng)中估計符號時間誤差的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)接收來自發(fā)射機的數據符號流，所述系統(tǒng)包括-符號時間誤差估計器(14)，用于使用每個接收符號中的預定周 期，基于符號間相關，確定數據符號流中離散傅里葉變換塊(5)的輸出信號的定時誤差信號，其中，選擇實際符號和在前符號的有用數據 部分的多個釆樣作為預定周期，并基于實際符號和在前符號的所選采 樣的符號間干擾，確定時間誤差值(￡)。
17、 根據權利要求16所述的系統(tǒng)，包括-單元(14.1)，用于選擇離散傅里葉變換塊(5)的輸出采樣的 多個采樣。
18、 根據權利要求17所述的系統(tǒng)，包括-緩沖器(14.5)，用于存儲符號之一的所選采樣。
19、 根據權利要求16至18中任一權利要求所述的系統(tǒng)，包括-單元(14.3),用于將相應符號的采樣向左或向右移位預定數量 N個采樣，-單元(14.2)，用于向符號之一的移位采樣提供預定相位矢量， -單元(14.4)，用于對相應符號的經相位修改的采樣與緩沖符號的采樣進行逐元素復共軛相乘，-單元(14.6)，用于計算逐元素復共軛相乘后的采樣的平均和信號，以及-單元(14.7， 14.8)，用于將和信號與相位旋轉常量相乘，以將 時間誤差值映射到實軸或虛軸。
20、 根據權利要求16至19中任一權利要求所述的系統(tǒng)，其中 -時間誤差估計器(14)的時間誤差值(f)用于調整定時。
21、 根據權利要求16至20中任一權利要求所述的系統(tǒng)，其中 時間誤差估計器(14)的時間誤差值(s)用于調整快速傅里葉變換選擇窗，具體是提前或延遲快速傅里葉變換選擇窗。
22、 根據權利要求16至21中任一權利要求所述的系統(tǒng)，其中 時間誤差估計器(14)的時間誤差值(￡ )用于提高或降低采樣速率轉換器(3)中的采樣轉換速率。
23、 根據權利要求16至22中任一權利要求所述的系統(tǒng)，其中 時間誤差估計器(14)的時間誤差值(f )用于提高或降低模擬數字轉換器中的采樣速率。
24、 根據權利要求16至23中任一權利要求所述的系統(tǒng)，其中 利用FIR或IIR環(huán)路濾波器對時間誤差值(f)進行平均，環(huán)路濾 波器的輸出用于根據權利要求20至23中任一權利要求調整定時。
全文摘要
本發(fā)明涉及在寬帶傳輸系統(tǒng)中估計符號時間誤差的方法和系統(tǒng)，該方法包括利用每個接收符號中的預定周期，基于符號間相關，確定數據符號流中離散傅里葉變換塊(5)的輸出信號的定時誤差信號；選擇實際符號和在前符號的有用數據部分的多個采樣，作為預定周期；基于實際符號和在前符號的所選采樣的符號間干擾，確定時間誤差值(ε)。
文檔編號H04L27/26GK101375569SQ200680052808
公開日2009年2月25日 申請日期2006年12月12日 優(yōu)先權日2005年12月16日
發(fā)明者沃克爾·奧伊 申請人:Nxp股份有限公司