專利名稱：Ofdm接收機(jī)、集成電路以及接收方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在基于OFDM方法的數(shù)字地面廣播中使用的接收機(jī)、 集成電路和接收方法。
背景技術(shù)：
在日本和歐洲把OFDM方法應(yīng)用到了數(shù)字地面廣播。在ISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial, i也 面綜合服務(wù)數(shù)字廣播)系統(tǒng)和DVB-T(Digital Video Broadcasting -Terrestrial,地面數(shù)字視頻廣播)中，把幅度和相位已知的導(dǎo)頻散布在 子載波的頻域中。這種導(dǎo)頻信號被稱為離散導(dǎo)頻信號(Scattered Pilot Signal,以下稱為"SP信號")。以下參考圖20，描述SP信號的排列。圖20示出了OFDM信號 中的SP信號的排列。不是由每個子載波來發(fā)送每個SP信號，而是 沿頻率軸方向和時間軸方向，把每個SP信號排列在段中載波號A:滿 足&=3f" mod " 的位置，其中是模運算符，p是整數(shù)，"是符號號。換句話說，如圖20所示，沿頻率軸方向以十二個子載波 的循環(huán)來排列SP信號。還沿時間軸方向以四個符號的循環(huán)重復(fù)該SP 信號。每個SP信號隨著符號號增加1而移位三個載波。此處，注意， 把連續(xù)導(dǎo)頻信號(Continuous Pilot Signal,以下稱為"CP信號")和控 制信息信號排列在OFDM信號中的預(yù)定的子載波位置上，并且把信 息傳輸信號排列在其它位置上。在把每個SP信號調(diào)制成二進(jìn)制信號后，基于根據(jù)該SP信號的 子載波位置確定的預(yù)定模式(pattem)，通過發(fā)射機(jī)來對其進(jìn)行發(fā)送。 接收機(jī)對SP信號的相位進(jìn)行調(diào)整，并且執(zhí)行沿頻率軸方向的內(nèi)插(以 下稱為"頻率軸內(nèi)插")以及沿時間軸方向的內(nèi)插(以下稱為"時間軸 內(nèi)插")，以估計信道特性。然后，接收機(jī)基于該估計，對接收的信
號進(jìn)行均衡。例如在專利文獻(xiàn)l(日本專利公開號3027362)和專利文獻(xiàn)2(日本 專利公開號3084368)中描述了以上的時間軸內(nèi)插，接下來將參考圖 21和圖22來對其進(jìn)行說明。圖21是用于說明時間軸內(nèi)插的圖，圖 22是示出了通過時間軸內(nèi)插對其信道特性進(jìn)行了內(nèi)插的信號的位置 的圖。注意，圖21僅關(guān)注于攜帶有SP信號的特定的子載波。如圖21(a)所示，在專利文獻(xiàn)l所述的時間軸內(nèi)插中，對每個SP 信號位置的信道特性進(jìn)行保持，直到在該時間軸方向的下一個SP信 號為止。換句話說，把與前一符號的信道特性相同的信道特性用于內(nèi) 插載波號為^=^"膨J " 的并且不攜帶SP信號的符號。這意 味著，最多將相同的信道特性用于三個符號。如圖21(b)所示，在專利文獻(xiàn)2所述的時間軸內(nèi)插中，載波位置 的信道特性是用每個SP信號位置的信道特性來在符號間線性內(nèi)插 的。在信道特性變化的情況下，這個時間軸內(nèi)插與專利文獻(xiàn)1中所述 的時間軸內(nèi)插相比，可以更精確地估計信道特性。通過上述方式，沿時間軸方向執(zhí)行內(nèi)插，從而內(nèi)插圖22中所示 的每個信號位置的信道特性。專利文獻(xiàn)3(日本特許公開專利申請公開號2004-282613)描述了 專利文獻(xiàn)1或?qū)＠墨I(xiàn)2的內(nèi)插處理與根據(jù)接收條件來沿時間軸方向 執(zhí)行濾波的內(nèi)插處理之間的切換，盡管描述得不是很詳細(xì)。如果沿時 間軸方向執(zhí)行濾波，則與專利文獻(xiàn)1和專利文獻(xiàn)2相比，預(yù)計內(nèi)插精 確性將得以改善。在執(zhí)行上述時間軸內(nèi)插的情況下，SP信號以四個符號的循環(huán)來 排列。這意味著，沿時間軸方向，每四個符號中出現(xiàn)一個SP信號。 沿時間軸方向的采樣率是/s"，其中々是符號長度的倒數(shù)。因此，根 據(jù)采樣理論，可以處理高達(dá)々/S的多普勒頻率。例如，在ISDB-T系 統(tǒng)的模式3中，在保護(hù)間隔參數(shù)(保護(hù)間隔長度與有效符號長度的比) 是l/8的情況下，有效符號長度是1008 p，保護(hù)間隔長度是126^is， 并且符號長度是1134ps。因此，々是881Hz(二1/1134)lis)，原則上有 可能執(zhí)行高達(dá)110Hz多普勒頻率的均衡
發(fā)明內(nèi)容
<要解決的問題>然而，如果將接收機(jī)安裝在例如汽車上，并且汽車是移動的，則 通過接收機(jī)所調(diào)諧到的信道的頻率以及接收機(jī)的移動速度，來確定最 大多普勒頻率。最大多普勒頻率隨著接收機(jī)移動速度的升高而升高。如果移動速度升高并且多普勒頻率變得大于々/&其中々/s是沿時間軸方向執(zhí)行的內(nèi)插可應(yīng)用的最大頻率，則傳輸路徑性質(zhì)估計的精確性 將會降低。本發(fā)明關(guān)注于SP信號的排列，以提供一種與常規(guī)的接收機(jī)相比，能夠?qū)Ω叩亩嗥绽疹l率進(jìn)行均衡的接收機(jī)、集成電路以及接收方 法。<解決問題的方法>為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供了一種用于接收OFDM信號的 接收機(jī)，所述OFDM信號中，每隔沿頻率軸方向排列的第一預(yù)定數(shù) 量的載波散步一個離散導(dǎo)頻信號中、并且隨著符號號增加一，該離散 導(dǎo)頻信號被移位第二預(yù)定數(shù)量的載波，所述接收機(jī)包括第一除法單 元，用于將每個離散導(dǎo)頻信號除以發(fā)送時與所述離散導(dǎo)頻信號相同的 已知信號，以估計每個離散導(dǎo)頻信號的位置的信道特性；內(nèi)插單元， 用于(i)使用所述估計的信道特性來執(zhí)行斜內(nèi)插，以內(nèi)插未獲得其信 道特性的第一信號位置的信道特性，所述離散導(dǎo)頻信號的位置和所述 第一信號位置在同一直線上并且具有不同的符號號和不同的載波號， 以及(ii)使用所述估計的信道特性和所述內(nèi)插的信道特性，沿頻率軸 方向執(zhí)行頻率軸內(nèi)插，以內(nèi)插未獲得其信道特性的所述第二信號位置 的信道特性；以及第二除法單元，用于將包括在所述OFDM信號中 的信息發(fā)送信號除以所述內(nèi)插的信道特性。本發(fā)明還提供了一種用于接收OFDM信號的集成電路，所述 OFDM信號中，離散導(dǎo)頻信號散布在沿頻率軸方向排列的每第一預(yù)定 數(shù)量的載波中，并且隨著符號號增加一，該離散導(dǎo)頻信號移位第二預(yù) 定數(shù)量的載波，所述集成電路包括第一除法單元，用于將每個離散
導(dǎo)頻信號除以發(fā)送時與所述離散導(dǎo)頻信號相同的已知信號，以估計每個離散導(dǎo)頻信號的位置的信道特性；內(nèi)插單元，用于(i)使用所述估 計的信道特性來執(zhí)行斜內(nèi)插，以內(nèi)插未獲得其信道特性的第一信號位 置的信道特性，所述離散導(dǎo)頻信號的位置和所述第一信號位置在同一 直線上并且具有不同的符號號和不同的載波號，以及(ii )使用所述估 計的信道特性和所述內(nèi)插的信道特性，沿頻率軸方向執(zhí)行頻率軸內(nèi) 插，以內(nèi)插未獲得其信道特性的所述第二信號位置的信道特性；以及 第二除法單元，用于將包括在所述OFDM信號中的信息發(fā)送信號除 以所述內(nèi)插的信道特性。本發(fā)明還提供了一種用于接收OFDM信號的接收方法，所述 OFDM信號中，離散導(dǎo)頻信號散布在沿頻率軸方向排列的每第一預(yù)定 數(shù)量的載波中，并且隨著符號號增加一，該離散導(dǎo)頻信號移位第二預(yù) 定數(shù)量的載波，所述接收方法包括第一除法步驟，用于將每個離散 導(dǎo)頻信號除以發(fā)送時與所述離散導(dǎo)頻信號相同的已知信號，以估計每 個離散導(dǎo)頻信號的位置的信道特性；內(nèi)插步驟，用于(i)使用所述估 計的信道特性來執(zhí)行斜內(nèi)插，以對內(nèi)插獲得其信道特性的第一信號位 置的信道特性，所述離散導(dǎo)頻信號的位置和所述第一信號位置在同一 直線上并且具有不同的符號號和不同的載波號，以及(ii)使用所述估 計的信道特性和所述內(nèi)插的信道特性，沿頻率軸方向執(zhí)行頻率軸內(nèi) 插，以內(nèi)插未獲得其信道特性的所述第二信號位置的信道特性；以及 第二除法步驟，用于將包括在所述OFDM信號中的信息發(fā)送信號除 以所述內(nèi)插的信道特性。 <本發(fā)明的有益效果>根據(jù)上述接收機(jī)、集成電路和接收方法，對斜內(nèi)插的方向進(jìn)行適 當(dāng)?shù)倪x擇。因此，與時間軸內(nèi)插相比，在斜內(nèi)插中，SP信號在符號 中出現(xiàn)得更頻繁。為了執(zhí)行該內(nèi)插，上述接收機(jī)、集成電路和接收方 法中的每一個都使用了更頻繁地出現(xiàn)在符號中的SP信號。因此，與 常規(guī)的時間軸內(nèi)插相比可管理的多普勒頻率變得更高。結(jié)果是，即 使在接收機(jī)高速移動的情況下，也能精確地估計信道特性。在上述接收機(jī)中，所述第一預(yù)定數(shù)量可以是十二，所述第二預(yù)定
數(shù)量可以是三，并且所述內(nèi)插單元可以沿著對于每個離散導(dǎo)頻信號的 位置來說符號號增加一并且載波號減少一的方向，執(zhí)行所述斜內(nèi)插。利用所述結(jié)構(gòu)，與每四個符號中出現(xiàn)一個SP信號的常規(guī)技術(shù)相 對比，每三個符號中出現(xiàn)一個SP信號。由于該接收機(jī)用出現(xiàn)得更頻 繁的SP信號來執(zhí)行內(nèi)插，所以與常規(guī)的時間軸內(nèi)插相比，可管理的多普勒頻率變得更高。結(jié)果是，即使在接收機(jī)高速移動的情況下，也能精確地估計信道特性。同樣，由于按照ISDB-T系統(tǒng)、DVB-T系統(tǒng) 等來排列SP信號，所以本發(fā)明無需任何修改就可應(yīng)用于ISDB-T系 統(tǒng)和DVB-T系統(tǒng)。在上述接收機(jī)中，所述內(nèi)插單元可以沿著對于每個離散導(dǎo)頻信號 的位置來說符號號增加一并且載波號減少所述第二預(yù)定數(shù)量的方向， 執(zhí)行所述斜內(nèi)插。利用所述結(jié)構(gòu)，與每四個符號中出現(xiàn)一個SP信號的常規(guī)技術(shù)相 對比，每兩個符號中出現(xiàn)一個SP信號。由于該接收機(jī)用出現(xiàn)得更頻 繁的SP信號來執(zhí)行內(nèi)插，所以與常規(guī)的時間軸內(nèi)插相比，可處理的 多普勒頻率變得更高。結(jié)果是，即使在接收機(jī)高速移動的情況下，也 能精確地估計信道特性。在上述接收機(jī)中，所述第一預(yù)定數(shù)量可以是十二，所述第二預(yù)定 數(shù)量可以是三，并且所述內(nèi)插單元可以沿著對于每個離散導(dǎo)頻信號的 位置來說符號號增加一并且載波號減少三的方向，執(zhí)行所述斜內(nèi)插。利用所述結(jié)構(gòu)，與每四個符號中出現(xiàn)一個SP信號的常規(guī)技術(shù)相 對比，每兩個符號中出現(xiàn)一個SP信號。由于該接收機(jī)用出現(xiàn)得更頻 繁的SP信號來執(zhí)行內(nèi)插，與常規(guī)的時間軸內(nèi)插相比，可管理的多普 勒頻率變得更高。結(jié)果是，即使在接收機(jī)高速移動的情況下，也能精 確地估計信道特性。同樣，由于按照ISDB-T系統(tǒng)、DVB-T系統(tǒng)等來 排列SP信號，所以本發(fā)明無需任何修改就可用于ISDB-T系統(tǒng)和 DVB-T系統(tǒng)。在上述接收機(jī)中，在執(zhí)行了所述斜內(nèi)插之后，所述內(nèi)插單元可以 使用所述估計的信道特性和所述內(nèi)插的信道特性，來沿時間軸方向執(zhí) 行時間軸內(nèi)插，以內(nèi)插未獲得其信道特性的第三信號位置的信道特 性，并且然后執(zhí)行所述頻率軸內(nèi)插。利用所述結(jié)構(gòu)，接收機(jī)在執(zhí)行了斜內(nèi)插之后，執(zhí)行時間軸內(nèi)插。 因此，與不執(zhí)行時間軸內(nèi)插的情況相比，用于估計一個符號的信道特性的SP信號的數(shù)量增加，并且接收機(jī)可管理的延遲波的延遲時間的最大值變大。在上述接收機(jī)中，所述內(nèi)插單元可以根據(jù)保護(hù)間隔長度與有效符 號長度之比，來改變所述斜內(nèi)插的方向。利用所述結(jié)構(gòu)，接收機(jī)可以對延遲時間是保護(hù)間隔長度的最大值 的延遲波進(jìn)行管理。同時，提高了可管理的多普勒頻率。在上述接收機(jī)中，內(nèi)插單元可以基于保護(hù)間隔長度與有效符號長 度之比，判斷是否執(zhí)行斜內(nèi)插。禾IJ用所述結(jié)構(gòu)，接收機(jī)可以對延遲時間是保護(hù)間隔長度的最大值 的延遲波進(jìn)行管理。同時，提高了可管理的多普勒頻率。在上述接收機(jī)中，內(nèi)插單元可以根據(jù)保護(hù)間隔長度的比，將斜內(nèi) 插替換為沿時間軸方向并且使用估計的信道特性所執(zhí)行的時間軸內(nèi) 插，以內(nèi)插未獲得其信道特性的第三信號位置的信道特性。禾U用所述結(jié)構(gòu)，接收機(jī)可以對延遲時間是保護(hù)間隔長度的最大值 的延遲波進(jìn)行管理。同時，提高了可管理的多普勒頻率。在上述接收機(jī)中，內(nèi)插單元可以根據(jù)延遲波相對于主波的最大延 遲時間，來改變斜內(nèi)插的方向，所述最大延遲時間由延遲曲線指示。利用所述結(jié)構(gòu)，接收機(jī)可以對延遲時間是所期望的最大值的延遲 波進(jìn)行管理。同時，提高了可管理的多普勒頻率。在上述接收機(jī)中，內(nèi)插單元可以基于延遲波相對于主波的最大延 遲時間，判斷是否執(zhí)行斜內(nèi)插，所述最大延遲時間由延遲曲線指示。利用所述結(jié)構(gòu)，接收機(jī)可以對延遲時間是所期望的最大值的延遲 波進(jìn)行管理。同時，提高了可管理的多普勒頻率。在上述接收機(jī)中，內(nèi)插單元可以根據(jù)延遲波相對于主波的最大延 遲時間，將斜內(nèi)插替換為沿時間軸方向并且使用估計的信道特性所執(zhí) 行的時間軸內(nèi)插，以內(nèi)插未獲得其信道特性的第三符號位置的信道特 性，所述延遲時間由延遲曲線指示。
利用所述結(jié)構(gòu)，接收機(jī)可以對延遲時間是所期望的最大值的延遲 波進(jìn)行管理。同時，提高了可管理的多普勒頻率。上述接收機(jī)可以進(jìn)一步包括濾波器單元，用于使用所述估計的 信道特性，沿著所述符號號和所述載波號都相對于每個離散導(dǎo)頻信號 的位置改變的方向，執(zhí)行濾波，其中所述內(nèi)插單元可以使用濾波所產(chǎn) 生的信道特性，而不是所述估計的信道特性。利用所述結(jié)構(gòu)，可以對由第一除法單元所估計的SP信號位置的 信道特性中所包含的噪聲進(jìn)行去除。因此，接收機(jī)可以更精確地估計 信道特性。同樣，根據(jù)本發(fā)明的接收機(jī)是一種用于接收OFDM信號的接收 機(jī)，所述OFDM信號中，離散導(dǎo)頻信號散布在沿頻率軸方向排列的 每第一預(yù)定數(shù)量的載波中，并且隨著符號號增加一，該離散導(dǎo)頻信號 移位第二預(yù)定數(shù)量的載波，所述接收機(jī)包括第一除法單元，用于將 每個離散導(dǎo)頻信號除以發(fā)送時與所述離散導(dǎo)頻信號相同的已知信號， 以估計每個離散導(dǎo)頻信號的位置的信道特性；內(nèi)插單元，用于使用所 述估計的信道特性，沿頻率軸方向執(zhí)行頻率軸內(nèi)插，以內(nèi)插未獲得其 信道特性的信號位置的信道特性；以及第二除法單元，用于將包括在 所述OFDM信號中的信息發(fā)送信號除以所述內(nèi)插的信道特性。利用所述結(jié)構(gòu)，與每四個符號中出現(xiàn)一個SP信號的常規(guī)技術(shù)相 對比，每個符號中出現(xiàn)一個SP信號。由于該接收機(jī)用出現(xiàn)得更頻繁 的SP信號來執(zhí)行內(nèi)插，所以與常規(guī)的時間軸內(nèi)插相比，可管理的多 普勒頻率變得更高。結(jié)果是，即使在接收機(jī)高速移動的情況下，也能 精確地估計信道特性。


圖1是示出了根據(jù)第一實施例的接收機(jī)的總體結(jié)構(gòu)的框圖；圖2是示出了圖1的FFT電路和均衡電路的結(jié)構(gòu)的框圖；圖3是用于說明由圖2的斜內(nèi)插電路所執(zhí)行的斜內(nèi)插處理的圖；圖4是示出了根據(jù)第二實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖；圖5是用于說明由圖4的斜內(nèi)插電路所執(zhí)行的斜內(nèi)插處理的圖； 圖6示出了根據(jù)第一實施例、第二實施例以及在衰落環(huán)境中執(zhí)行 的常規(guī)技術(shù)的內(nèi)插處理的仿真結(jié)果；圖7是示出了根據(jù)第三實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖；圖8是用于說明由圖7的均衡電路所執(zhí)行的斜內(nèi)插處理的圖；圖9是示出了根據(jù)第四實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖；圖IO是示出了根據(jù)第五實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖；圖11是示出了根據(jù)第六實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖；圖12是示出了根據(jù)第七實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖； 圖13是示出了根據(jù)第八實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖； 圖14是用于說明由圖13的SP方向濾波器所執(zhí)行的濾波處理的圖；圖15是用于說明由圖13的SP方向濾波器所執(zhí)行的濾波處理的圖；圖16是示出了根據(jù)第九實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖； 圖17是示出了根據(jù)第十實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖； 圖18是用于說明由接收機(jī)所執(zhí)行的末端處理的圖； 圖19是用于說明由接收機(jī)所執(zhí)行的另一末端處理的圖； 圖20示出了 OFDM信號中的SP信號的排列； 圖21是用于說明常規(guī)的時間軸內(nèi)插的圖；以及 圖22是用于說明常規(guī)的時間軸內(nèi)插的圖。
具體實施方式
<第一實施例>以下參考附圖描述本發(fā)明的第一實施例。注意，在ISDB-T系統(tǒng) 和DVB-T系統(tǒng)的情況下，保護(hù)間隔的參數(shù)可以從1/4、 1/8、 1/16和 1/32中選擇。 <總體結(jié)構(gòu)>以下參考圖1描述根據(jù)第一實施例的OFDM接收機(jī)的總體結(jié)構(gòu)。 圖1是示出了符合ISDB-T系統(tǒng)的接收機(jī)的總體結(jié)構(gòu)。接收機(jī)1包括天線100、調(diào)諧器單元101、 A/D轉(zhuǎn)換器102、正 交解調(diào)器電路103、 FFT(快速傅立葉變換)電路104、均衡電路105、 頻率解交織器電路106、時間解交織器電路107以及糾錯電路108。 注意，圖1中未示出同步電路。天線100接收OFDM信號并且把該信號輸出到調(diào)諧器單元101。 調(diào)諧器單元101對從天線單元100輸入的OFDM信號進(jìn)行調(diào)諧，把 OFDM信號下變頻到預(yù)定頻率，并且把結(jié)果信號輸出到A/D轉(zhuǎn)換器 102。 A/D轉(zhuǎn)換器102把輸入的模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，并且把該 數(shù)字信號輸出到正交解調(diào)器電路103。正交解調(diào)器電路103對該數(shù)字 信號執(zhí)行正交解調(diào)，并且把正交解調(diào)產(chǎn)生的信號輸出到FFT電路104。FFT電路104對正交解調(diào)產(chǎn)生的信號執(zhí)行快速傅里葉變換，以將 該信號轉(zhuǎn)換到頻域，并且把該信號輸出到均衡電路105。均衡電路105 對由FFT電路104所執(zhí)行的快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號進(jìn)行均衡， 并且把已均衡的信號輸出到頻率解交織器電路106。頻率解交織器電 路106對由均衡電路105所均衡的信號執(zhí)行頻率解交織處理，并且時 間解交織器電路107對頻率解交織處理所產(chǎn)生的信號執(zhí)行時間解交 織處理。糾錯電路108對時間解交織處理所產(chǎn)生的信號執(zhí)行糾錯處 理。注意，盡管稍后將詳細(xì)描述均衡電路105，但是由于其它電路執(zhí) 行的都是眾所周知的操作，所以省略其說明。還注意，DVT-T系統(tǒng)沒有使用時間解交織器電路，但是執(zhí)行與 ISDB-T系統(tǒng)幾乎相同的操作。 <均衡電路的結(jié)構(gòu)>以下參考圖2描述圖1中所示的FFT電路104以及均衡電路105 的結(jié)構(gòu)。圖2是示出了FFT電路104的結(jié)構(gòu)，以及位于FFT電路104 之后的均衡電路105的結(jié)構(gòu)的框圖。均衡電路105包括延遲電路200、 SP提取電路201、 SP生成器 電路202、復(fù)數(shù)除法電路203、存儲器204、斜內(nèi)插電路205、載波內(nèi) 插電路206以及復(fù)數(shù)除法電路207。延遲電路200對來自FFT電路104的輸入進(jìn)行延遲，并且把延 遲的信號輸出到復(fù)數(shù)除法電路207，從而在信息傳輸信號的復(fù)數(shù)除法 中所使用的信道特性等變成信息傳輸信號位置的信道特性。SP提取電路201從由FFT電路104所執(zhí)行的快速傅里葉變換所 產(chǎn)生的信號中，提取SP信號，并且把提取的SP信號輸出到復(fù)數(shù)除 法電路203。 SP生成器電路202根據(jù)子載波位置，來對在發(fā)射機(jī)發(fā)送 時與SP信號具有相同的幅度和相位的信號進(jìn)行保持，并且把該信號 提供給復(fù)數(shù)除法電路203。復(fù)數(shù)除法電路203使用與由SP生成器電路202所提供的SP信 號的子載波位置相對應(yīng)的信號，對從SP提取電路201接收的SP信 號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，以對由發(fā)射機(jī)BPSK調(diào)制的SP信號的相位進(jìn)行調(diào) 整。通過這個處理來獲得每個SP信號位置處的信道特性。存儲器204對由復(fù)數(shù)除法電路203調(diào)整了相位的SP信號進(jìn)行存 儲。換句話說，存儲器204存儲每個SP信號位置處的信道特性。斜內(nèi)插電路205沿斜方向執(zhí)行信道特性的內(nèi)插處理，其中該斜方 向相對于SP信號所在的位置，符號號沿時間軸方向增加一并且載波 號沿頻率軸方向減少一。接下來將參考圖3來說明這個處理。圖3是 用于說明由圖2的斜內(nèi)插電路205所執(zhí)行的斜內(nèi)插處理的圖。斜內(nèi)插電路205使用各個信號位置的右上方處的SP信號位置的 信道特性，內(nèi)插除了所述SP信號位置之外的信號位置的信道特性。 沿著符號號沿時間軸方向增加一并且載波號沿頻率軸方向減少一的 方向(圖3中由標(biāo)記OD1指示的方向)來執(zhí)行這個處理。對每個SP信 號執(zhí)行這個處理，并且從而對圖3中所示的位置的信道特性進(jìn)行了內(nèi) 插。結(jié)果是，通過每四個沿頻率方向排列并且具有相同符號號的子載 波中的一個來獲得信道特性。在本實施例中，例如使用31抽頭FIR(有限沖擊響應(yīng))濾波器，通 過沿上述斜方向進(jìn)行濾波來實現(xiàn)斜內(nèi)插。載波內(nèi)插電路206執(zhí)行頻率軸內(nèi)插。載波內(nèi)插電路206使用已經(jīng) 獲得的信道特性，內(nèi)插沿頻率軸方向排列(即，具有相同符號號的信 號位置)并且還未獲得其信道特性的信號位置的信道特性。結(jié)果是， 獲得所有子載波的信道特性。在本實施例中，例如使用31抽頭FIR濾波器，通過沿頻率軸方 向執(zhí)行的濾波來實現(xiàn)頻率軸內(nèi)插。在僅有小于預(yù)定數(shù)量的抽頭可用的末端位置處，通過對該末端位 置的信道特性進(jìn)行擴(kuò)展來執(zhí)行內(nèi)插。復(fù)數(shù)除法電路207使用從載波內(nèi)插電路206所輸入的上述信息傳 輸信號等的位置的信道特性，對由FFT電路104所執(zhí)行的快速傅里 葉變換產(chǎn)生并且從延遲電路200輸入的信息傳輸信號等，執(zhí)行復(fù)數(shù)除 法。然后，復(fù)數(shù)除法電路207把從該復(fù)數(shù)除法所產(chǎn)生的信號做為已均 衡的信號，輸出到后續(xù)級處的頻率解交織器電路106。 <FFT電路和均衡電路的處理操作>以下參考圖2描述由FFT電路104和均衡電路105所執(zhí)行的處 理操作。把由FFT電路104所執(zhí)行的快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號從FFT 電路104輸出到延遲電路200和SP提取電路201 。SP提取電路201從快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號中提取SP信 號，并且把所提取的SP信號輸出到復(fù)數(shù)除法電路203。此時，SP生 成器電路202把與發(fā)射機(jī)發(fā)送時的SP信號相同的SP信號提供給復(fù) 數(shù)除法電路203。復(fù)數(shù)除法電路203使用由SP生成器電路202所提 供的信號，對從SP提取電路201輸入的SP信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，以 計算每個SP信號位置的信道特性。存儲器204對每個SP信號位置 的信道特性進(jìn)行存儲。 一旦在存儲器204中存儲了預(yù)定數(shù)量組的信道 特性，斜內(nèi)插電路205就執(zhí)行上述斜內(nèi)插，并且隨后，載波內(nèi)插電路 206執(zhí)行頻率軸內(nèi)插。延遲電路200對從FFT電路104輸出的信息傳輸信號等進(jìn)行延 遲，并且將其輸入到復(fù)數(shù)除法電路207。復(fù)數(shù)除法電路207使用每個 信息傳輸信號位置的信道特性，對信息傳輸信號等執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，并 且把產(chǎn)生的信號發(fā)送到后續(xù)級處的頻率解交織器電路106。 <接收性能>在常規(guī)時間軸內(nèi)插處理中，每四個符號中出現(xiàn)一個SP信號。相 反，在根據(jù)本實施例的沿斜方向執(zhí)行的內(nèi)插處理中，每三個符號中出 現(xiàn)一個SP信號。
因此，沿時間軸方向的采樣率為^/3，其中々是沿時間軸方向的 采樣頻率。結(jié)果是，根據(jù)采樣理論，根據(jù)本實施例的接收機(jī)i可以管 理高達(dá)々/6的多普勒頻率。如上所述，與僅能管理最高為々/s的多普 勒頻率的常規(guī)接收機(jī)相比，根據(jù)本實施例的接收機(jī)i可以管理更高的 多普勒頻率。
例如，在保護(hù)間隔的參數(shù)是ISDB-T系統(tǒng)的模式3中的1/8的情 況下，有效符號長度是1008 ^ls，保護(hù)間隔長度是126 p并且符號長 度是1134 ^。由于采樣頻率々是符號長度的倒數(shù)，所以々是881 Hz(= 1/1134 p)。因此，如果不考慮ICI(載波間干擾)等，原則上可以對高 達(dá)146 Hz的多普勒頻率進(jìn)行均衡。注意，如果執(zhí)行了斜內(nèi)插，這意 味著還沿著頻率方向執(zhí)行了內(nèi)插。在這種情況下，在每三個載波中的 一個上執(zhí)行內(nèi)插。
在本實施例中，在執(zhí)行了斜內(nèi)插處理之后，對沿頻率軸方向的每 四個子載波中的一個執(zhí)行內(nèi)插，并且如果存在長度達(dá)到有效符號長度 的1/4的延遲波，則接收機(jī)1能夠?qū)υ撗舆t波進(jìn)行均衡。在ISDB-T 系統(tǒng)和DVB-T系統(tǒng)中，保護(hù)間隔長度最多是有效符號長度的1/4。因 此，執(zhí)行根據(jù)本發(fā)明的內(nèi)插不存在問題。
由于使用沿頻率軸方向排列的每四個子載波中出現(xiàn)一次的SP信 號來執(zhí)行內(nèi)插，所以可以管理波長是有效符號長度1008 ns的1/8(即， 士126ps)的延遲波。實際上，可以進(jìn)行均衡的延遲波相對于主波的最 大延遲時間是256 ^。這與由標(biāo)準(zhǔn)所定義的最大保護(hù)間隔長度256 ^ 相同，因此不存在問題。
在根據(jù)本實施例的斜內(nèi)插操作使用的FIR濾波器的抽頭數(shù)與常 規(guī)的時間軸內(nèi)插處理所使用的相同的情況下，斜內(nèi)插處理中可管理的 SP信號的數(shù)量比時間軸內(nèi)插中可管理的SP信號的數(shù)量大4/3倍，并 且內(nèi)插的精確性提高。
同樣，在用于斜內(nèi)插處理的FIR濾波器的抽頭數(shù)是常規(guī)時間軸內(nèi) 插中所使用的FIR濾波器的抽頭數(shù)的3/4的情況下，在斜內(nèi)插處理中 可管理的SP信號的數(shù)量與在時間軸內(nèi)插中可管理的SP信號的數(shù)量 相同。因此，在這種情況下的斜內(nèi)插能夠?qū)崿F(xiàn)與時間軸內(nèi)插相同級別
的內(nèi)插精確性。因此，在通過斜內(nèi)插來實現(xiàn)與時間軸內(nèi)插相同級別的內(nèi)插精確性的情況下，可以減少存儲器使用量。<第二實施例>以下參考附圖描述本發(fā)明的第二實施例。注意，第二實施例執(zhí)行的斜內(nèi)插處理與第一實施例中的均衡電路105所執(zhí)行的斜內(nèi)插處理 不同。使用相同的參考標(biāo)記來指示與第一實施例中的具有相同功能的 組件，并且因為可以應(yīng)用第一實施例中的說明，所以省略了這些組件 的說明。 <接收機(jī)結(jié)構(gòu)>以下參考圖4描述根據(jù)第二實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。圖4是示出 了根據(jù)第二實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖。圖4示出了配置在圖1所 示的正交解調(diào)器電路103之后的FFT電路104，以及配置在FFT電 路104之后的均衡電路105a。頻率解交織器電路106配置在均衡電 路105a之后。均衡電路105a包括延遲電路200、 SP提取電路201、 SP生成器 電路202、復(fù)數(shù)除法電路203、存儲器204、斜內(nèi)插電路205a、載波 內(nèi)插電路206a以及復(fù)數(shù)除法電路207。斜內(nèi)插電路205a沿斜方向執(zhí)行信道特性的內(nèi)插，其中該斜方向 對于SP信號所存在的位置，符號號沿時間軸方向增加一并且載波號 沿頻率軸方向減少三。接下來將參考圖5來說明這個處理。圖5是用 于說明由圖4中的斜內(nèi)插電路205a所執(zhí)行的斜內(nèi)插處理的圖。斜內(nèi)插電路205a使用各個信號的右上方處的SP信號的信道特 性，來內(nèi)插除了SP信號位置之外的信號位置的信道特性。這是沿著 符號號沿時間軸方向增加一并且載波號沿頻率軸方向減少三的方向 (圖5中標(biāo)記OD2指示的方向)執(zhí)行的。對每個SP信號執(zhí)行該處理， 并且從而對圖5中所示的信號位置的信道特性進(jìn)行了內(nèi)插。在這些位 置處，滿足t-3(T打"f2一oc/"+72;7，其中"是符號號，A是載波號， /7是大于等于0的整數(shù)。結(jié)果是，通過沿頻率軸方向排列的并且具有 相同的符號號的每六個子載波中的一個來獲得信道特性。在本實施例中，例如使用31抽頭FIR濾波器，通過沿上述斜方
向執(zhí)行的濾波來實現(xiàn)斜內(nèi)插。載波內(nèi)插電路206a執(zhí)行頻率軸內(nèi)插。載波內(nèi)插電路206a使用己 獲得的信道特性，內(nèi)插沿頻率軸方向排列(即，具有相同符號號的信 號位置)并且還未獲得其信道特性的信號位置的信道特性。結(jié)果是， 獲得了所有子載波的信道特性。在本實施例中，例如使用31抽頭FIR濾波器，通過沿頻率軸方 向執(zhí)行的濾波來實現(xiàn)頻率軸內(nèi)插。 <接收機(jī)的處理操作>以下參考圖4描述由接收機(jī)所執(zhí)行的處理操作。把由FFT電路104所執(zhí)行的快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號，從 FFT電路104輸出到延遲電路200和SP提取電路201 。SP提取電路201從快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號中提取SP信 號，并且把該提取的SP信號輸出到復(fù)數(shù)除法電路203。此時，SP生 成器電路202把與發(fā)射機(jī)發(fā)送時的SP信號相同的SP信號提供給復(fù) 數(shù)除法電路203。復(fù)數(shù)除法電路203使用由SP生成器電路202所提 供的信號，對從SP提取電路201輸入的SP信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，以 計算每個SP信號位置的信道特性。存儲器204對每個SP信號位置 的信道特性進(jìn)行存儲。 一旦在存儲器204中存儲了預(yù)定數(shù)量組的信道 特性，斜內(nèi)插電路205a就執(zhí)行上述斜內(nèi)插，并且隨后，載波內(nèi)插電 路206a執(zhí)行上述頻率軸內(nèi)插。延遲電路200對從FFT電路104輸出的信息傳輸信號等進(jìn)行延 遲，并且將其輸入到復(fù)數(shù)除法電路207。復(fù)數(shù)除法電路207使用每個 信息傳輸信號位置的信道特性，對信息傳輸信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，并且 把所產(chǎn)生的信號發(fā)送到下一級處的頻率解交織器電路106。 <接收性能>在常規(guī)時間軸內(nèi)插處理中，每四個符號中出現(xiàn)一個SP信號。相 反，在根據(jù)本實施例的沿斜方向執(zhí)行的內(nèi)插處理中，每兩個符號中出 現(xiàn)一個SP信號。因此，沿時間軸方向的采樣率是>/2，其中々是沿時間軸方向的 采樣頻率。結(jié)果是，根據(jù)采樣理論，根據(jù)本實施例的接收機(jī)可以管理高達(dá)/^的多普勒頻率。如上所述，與最高僅能管理々A的多普勒頻 率的常規(guī)接收機(jī)相比，根據(jù)本實施例的接收機(jī)1可以管理更高的多普 勒頻率。例如，在ISDB-T系統(tǒng)的模式3中保護(hù)間隔參數(shù)是1/8的情況下， 有效符號長度是1008 ^，保護(hù)間隔長度是126 p，并且符號長度是 1134 jis。由于采樣頻率々是符號長度的倒數(shù)，所以々是881 Hz(= 1/1134 (is)。因此，如果不考慮ICI等，原則上有可能執(zhí)行高達(dá)220 Hz(=881 Hz/4)的多普勒頻率的均衡。盡管在斜內(nèi)插處理中，每兩個符號中出現(xiàn)一個SP信號，但是使 用每六個子載波中出現(xiàn)一個的SP信號來執(zhí)行頻率軸內(nèi)插。因此，可 以對波長是有效符號長度1008 ^的1/12(即±84 ps)的延遲波進(jìn)行管 理。實際上，可以進(jìn)行均衡的延遲波相對于主波的最大延遲時間是 168 fis。在這種情況下，如果用長度為有效符號長度的1/8的保護(hù)間隔長 度來執(zhí)行該發(fā)送，因為相對于主波延遲高達(dá)126 ^的延遲波是在假 設(shè)的范圍之內(nèi)，所以沒有問題。然而，如果用長度為有效符號長度的 1/4的保護(hù)間隔長度來執(zhí)行該發(fā)送，如果出現(xiàn)了延遲大于168 ps的多 徑，則難以對多徑進(jìn)行均衡，因為只有相對于主波延遲了高達(dá)256 p 的延遲波才在假設(shè)范圍之內(nèi)。 <仿真結(jié)果>以下參考圖6描述根據(jù)第一實施例、第二實施例以及在衰落環(huán)境 中執(zhí)行的常規(guī)技術(shù)的內(nèi)插處理的仿真結(jié)果。圖6示出了根據(jù)第一實施 例、第二實施例以及在衰落環(huán)境中執(zhí)行的常規(guī)技術(shù)的內(nèi)插處理的仿真 結(jié)果。在圖6中，水平軸指示最大多普勒頻率，垂直軸指示需要的 CN(Carrier to Noise，載噪)比。在衰落環(huán)境中執(zhí)行了該仿真，其中使用了用于GSM(全球移動 通信系統(tǒng))等的稱為TU6的傳輸路徑；將模式3(FFT大小是8k)設(shè)置 成OFDM參數(shù)；保護(hù)間隔長度是有效符號長度的1/8;并且QPSK碼 率是2/1。如圖6所示，盡管沒有達(dá)到理論上的采樣極限，但是移動接收性
能按照常規(guī)技術(shù)、第一實施例和第二實施例的順序遞增。 <第三實施例>以下參考附圖描述了本發(fā)明的第三實施例。注意，第三實施例在 執(zhí)行了第二實施例的斜內(nèi)插處理之后執(zhí)行時間軸內(nèi)插處理。使用相同 的參考標(biāo)記來指示與上述實施例中的組件具有相同功能的組件，并且 因為可以應(yīng)用上述實施例的說明，所以省略了其說明。 <接收機(jī)結(jié)構(gòu)>以下參考圖7描述根據(jù)第三實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。圖7是示出 了根據(jù)第三實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖。圖7示出了配置在圖1所 示的正交解調(diào)器電路103之后的FFT電路104，以及配置在FFT電 路104之后的均衡電路105b。頻率解交織器電路106配置在均衡電 路105b之后。均衡電路105b包括延遲電路200、 SP提取電路201、 SP生成器 電路202、復(fù)數(shù)除法電路203、存儲器204、斜內(nèi)插電路205b、符號 內(nèi)插電路210、載波內(nèi)插電路206b以及復(fù)數(shù)除法電路207。符號內(nèi)插電路210執(zhí)行時間軸內(nèi)插。符號內(nèi)插電路210使用已獲 得的信道特性，內(nèi)插沿頻率軸方向排列(S卩，具有相同載波號的信號 位置)并且還未獲得其信道特性的信號位置的信道特性。對每個攜帶 有SP信號的子載波執(zhí)行此處理。在本實施例中，例如使用31抽頭FIR濾波器，通過沿時間軸方 向執(zhí)行的濾波來實現(xiàn)時間軸內(nèi)插。載波內(nèi)插電路206b執(zhí)行頻率軸內(nèi)插。載波內(nèi)插電路206b使用已 獲得的信道特性，內(nèi)插沿頻率軸方向排列(即，具有相同符號號的信 號位置)并且還未獲得其信道特性的信號位置的信道特性。結(jié)果是， 獲得了所有子載波的信道特性。在本實施例中，例如使用31抽頭FIR濾波器，通過沿頻率軸方 向執(zhí)行的濾波來實現(xiàn)頻率軸內(nèi)插。 <內(nèi)插處理>以下參考圖8描述由圖7的均衡電路105b執(zhí)行的內(nèi)插處理。圖 8是用于說明由圖7的均衡電路105b所執(zhí)行的內(nèi)插處理的圖。
斜內(nèi)插電路205b使用各個信號位置的右上方處的SP信號位置的 信道特性，來內(nèi)插除了 SP信號位置之外的信號位置的信道特性。這 是沿著相對于SP信號而言，符號號沿時間軸方向增加一并且載波號 沿頻率軸方向減少三的方向(圖8中標(biāo)記OD3指示的方向)來執(zhí)行的。 對每個SP信號執(zhí)行此處理，并且從而對圖5中所示的信號位置的信 道特性進(jìn)行了內(nèi)插。在這些位置，滿足&二3(T"+^ mod"+/2p，其 中"是符號號，A是載波號，p是大于等于0的整數(shù)。接下來，符號內(nèi)插電路210執(zhí)行時間軸內(nèi)插。載波內(nèi)插電路206a 使用已獲得的信道特性，內(nèi)插沿時間軸方向排列(SP，具有相同載波 號的并且沿圖8中標(biāo)記TD3所示的方向排列的信號位置)并且還未獲 得其信道特性的信號位置的信道特性。對每個攜帶有SP信號的子載 波執(zhí)行此處理，并且把信道特性內(nèi)插到圖8中所示的每個位置。最后，載波內(nèi)插電路206b執(zhí)行頻率軸內(nèi)插。載波內(nèi)插電路206b 使用已獲得的信道特性，內(nèi)插沿頻率軸方向排列(即，具有相同符號 號的信號位置)并且還未獲得其信道特性的信號位置的信道特性。 <接收機(jī)的處理操作>以下參考圖7描述由接收機(jī)所執(zhí)行的處理操作。由FFT電路104所執(zhí)行的快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號從FFT 電路104輸出到延遲電路200和SP提取電路201。SP提取電路201從快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號中提取SP信 號，并且把該提取的SP信號輸出到復(fù)數(shù)除法電路203。此時，SP生 成器電路202把與發(fā)射機(jī)發(fā)送時的SP信號相同的SP信號提供給復(fù) 數(shù)除法電路203。復(fù)數(shù)除法電路203使用由SP生成器電路202所提 供的信號，對從SP提取電路201輸入的SP信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，以 計算每個SP信號位置的信道特性。存儲器204對每個SP信號位置 的信道特性進(jìn)行存儲。 一旦在存儲器204中存儲了預(yù)定數(shù)量組的信道 特性，斜內(nèi)插電路205b就執(zhí)行上述斜內(nèi)插，并且接下來，符號內(nèi)插 電路210執(zhí)行上述的時間軸內(nèi)插。隨后，載波內(nèi)插電路206b執(zhí)行上 述頻率軸內(nèi)插。延遲電路200對從FFT電路104輸出的信息傳輸信號等進(jìn)行延
遲，并且將其輸入到復(fù)數(shù)除法電路207。復(fù)數(shù)除法電路207使用每個信息傳輸信號位置的信道特性，對信息傳輸信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，并且 把所產(chǎn)生的信號發(fā)送到下一級處的頻率解交織器電路106。<接收性能>在常規(guī)時間軸內(nèi)插處理中，每四個符號中出現(xiàn)一個SP信號。相 反，在根據(jù)本實施例的沿斜方向執(zhí)行的內(nèi)插處理中，每兩個符號中出 現(xiàn)一個SP信號。因此，沿時間軸方向的采樣率是々/2，其中々是沿時間軸方向的 采樣頻率，因為，在本實施例中，每兩個符號中出現(xiàn)一個SP信號。 結(jié)果是，根據(jù)采樣理論，根據(jù)本實施例的接收機(jī)可以管理高達(dá)/V4的 多普勒頻率。如上所述，與僅能管理最高為々/S的多普勒頻率的常規(guī) 接收機(jī)相比，根據(jù)本實施例的接收機(jī)1可以管理更高的多普勒頻率。 <第四實施例>以下參考附圖描述本發(fā)明的第四實施例。注意，與執(zhí)行斜內(nèi)插處 理和頻率軸內(nèi)插處理的第一實施例相比，第四實施例僅執(zhí)行頻率軸內(nèi) 插。使用相同的參考標(biāo)記來指示與在上述實施例中的組件具有相同功 能的組件，并且因為可以應(yīng)用上述實施例中的說明，所以省略了其說 明。<接收機(jī)結(jié)構(gòu)>以下參考圖9描述根據(jù)第四實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。圖9是示出 了根據(jù)第四實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖。圖9示出了配置在圖1所 示的正交解調(diào)器電路103之后的FFT電路104，以及配置在FFT電 路104之后的均衡電路105c。頻率解交織器電路106配置在均衡電 路105c之后。均衡電路105c包括延遲電路200、 SP提取電路201、 SP生成器 電路202、復(fù)數(shù)除法電路203、載波內(nèi)插電路206c以及復(fù)數(shù)除法電路 207。載波內(nèi)插電路206c執(zhí)行頻率軸內(nèi)插。載波內(nèi)插電路206c使用已 獲得的信道特性，內(nèi)插沿頻率軸方向排列(即，具有相同符號號的信 號位置)并且還未獲得其信道特性的信號位置的信道特性。結(jié)果是，
獲得了所有子載波的信道特性。在本實施例中，例如使用31抽頭FIR濾波器，通過沿頻率軸方 向執(zhí)行的濾波來實現(xiàn)頻率軸內(nèi)插。 <接收機(jī)的處理操作>以下參考圖9描述由接收機(jī)所執(zhí)行的處理操作。由FFT電路104所執(zhí)行的快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號從FFT 電路104輸出到延遲電路200和SP提取電路201。SP提取電路201從由快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號中提取SP信 號，并且把該提取的SP信號輸出到復(fù)數(shù)除法電路203。此時，SP生 成器電路202把與發(fā)射機(jī)發(fā)送時的SP信號相同的SP信號提供給復(fù) 數(shù)除法電路203。復(fù)數(shù)除法電路203使用由SP生成器電路202所提 供的信號，對從SP提取電路201輸入的SP信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，以 計算每個SP信號位置的信道特性。存儲器204對每個SP信號的信 道特性進(jìn)行存儲。 一旦在存儲器204中存儲了預(yù)定數(shù)量組的信道特 性，載波內(nèi)插電路206c就執(zhí)行上述頻率軸內(nèi)插。延遲電路200對從FFT電路輸出的信息傳輸信號等進(jìn)行延遲， 并且將其輸入到復(fù)數(shù)除法電路207。復(fù)數(shù)除法電路207使用每個信息 傳輸信號位置的信道特性，對信息傳輸信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，并且把所 產(chǎn)生的信號發(fā)送到下一級處的頻率解交織器電路106。 <接收性能>在常規(guī)時間軸內(nèi)插處理中，每四個符號中出現(xiàn)一個SP信號。相 反，在根據(jù)本實施例的內(nèi)插處理中，在每個符號中出現(xiàn)SP信號。因此，沿時間軸方向的采樣率是々，其中々是沿時間軸方向的采 樣頻率。結(jié)果是，根據(jù)采樣理論，根據(jù)本實施例的接收機(jī)可以管理高 達(dá)々/2的多普勒頻率。如上所述，與僅能管理最高為々/S的多普勒頻 率的常規(guī)接收機(jī)相比，根據(jù)本實施例的接收機(jī)可以管理更高的多普勒 頻率。例如，在ISDB-T系統(tǒng)的模式3中保護(hù)間隔參數(shù)是1/8的情況下， 有效符號長度是1008 us，保護(hù)間隔長度是126 us，并且符號長度是 1134 pS。由于采樣頻率々是符號長度的倒數(shù)，所以fs是881 Hz(二1/1134 ps)。因此，如果不考慮ICI等，原則上可以對高達(dá)440Hz(二 881 Hz/2)的多普勒頻率進(jìn)行均衡。由于使用每十二個子載波中出現(xiàn)一個的SP信號來執(zhí)行頻率軸內(nèi) 插，所以可以對波長是有效符號長度1008 ps的1/24(即±42 ns)的延 遲波進(jìn)行處理。實際上，可以進(jìn)行均衡的延遲波相對于主波的最大延 遲時間是84 ps。在這種情況下，如果用長度為有效符號長度的1/16的保護(hù)間隔 長度來執(zhí)行該發(fā)送，因為相對于主波延遲高達(dá)63網(wǎng)的延遲波在假設(shè) 的范圍之內(nèi)，所以沒有問題。然而，如果用長度為有效符號長度的 1/8的保護(hù)間隔長度來執(zhí)行該發(fā)送，如果出現(xiàn)了延遲大于84 p的多 徑，就難以對多徑進(jìn)行均衡，因為只有相對于主波延遲了多達(dá)128ps 的延遲波才在假設(shè)范圍之內(nèi)。 <第五實施例>以下參考附圖描述本發(fā)明的第五實施例。注意，與僅有一條內(nèi)插 處理路線的第一至第四實施例相比，第五實施例包括兩條內(nèi)插處理路 線。使用相同的參考標(biāo)記來指示與在上述實施例中的組件具有相同功 能的組件，并且因為可以應(yīng)用上述實施例的說明，所以省略了其說明。 <接收機(jī)結(jié)構(gòu)>以下參考圖10描述根據(jù)第五實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。圖10是示 出了根據(jù)第五實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖。圖IO示出了配置在圖 1所示的正交解調(diào)器電路103之后的FFT電路104，以及配置在FFT 電路104之后的均衡電路105d。頻率解交織器電路106配置在均衡 電路105d之后。均衡電路105d包括延遲電路200、 SP提取電路201、 SP生成器 電路202、復(fù)數(shù)除法電路203、存儲器204、內(nèi)插電路221和內(nèi)插電 路222、選擇電路223以及復(fù)數(shù)除法電路207。內(nèi)插電路221使用由復(fù)數(shù)除法電路203執(zhí)行復(fù)數(shù)除法所計算的 SP信號位置的信道特性，內(nèi)插除了 SP信號位置之外的信號位置的信 道特性。內(nèi)插電路221包括在第一實施例中所說明的斜內(nèi)插電路205 和載波內(nèi)插電路206。
內(nèi)插電路222使用由復(fù)數(shù)除法電路203執(zhí)行復(fù)數(shù)除法所計算的 SP信號位置的信道特性，內(nèi)插除了 SP信號之外的信號的信道特性。 內(nèi)插電路222包括在第二實施例中所說明的斜內(nèi)插電路205a和載波 內(nèi)插電路206a。如果保護(hù)間隔的參數(shù)是1/4，選擇電路223就在來自內(nèi)插電路221 的輸入和來自內(nèi)插電路222的輸入之間，選擇來自內(nèi)插電路221的輸 入，并將該來自內(nèi)插電路221的輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電路207。如果 保護(hù)間隔的參數(shù)是1/8或1/16或1/32，選擇電路223就在來自內(nèi)插電 路221的輸入和來自內(nèi)插電路222的輸入之間，選擇來自內(nèi)插電路 222的輸入，并將該來自內(nèi)插電路222的輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電路 207。按照以下方式執(zhí)行此選擇。選擇電路223選擇如下的內(nèi)插電路， 該內(nèi)插電路用于執(zhí)行可以對延遲時間等于有效符號長度和保護(hù)間隔 參數(shù)的乘積的延遲波進(jìn)行管理的內(nèi)插。在內(nèi)插電路221和內(nèi)插電路 222都能對延遲時間等于有效符號長度和保護(hù)間隔參數(shù)的乘積的延遲 波進(jìn)行管理的情況下，選擇電路223選擇能夠管理更高多普勒頻率的 內(nèi)插電路。<接收機(jī)的處理操作>以下參考圖10描述由接收機(jī)執(zhí)行的處理操作。在以下說明中， 假設(shè)將保護(hù)間隔參數(shù)設(shè)置為1/4。由FFT電路104所執(zhí)行的快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號從FFT 電路104輸出到延遲電路200和SP提取電路201。SP提取電路201從由快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號中提取SP信 號，并且把該提取的SP信號輸出到復(fù)數(shù)除法電路203。此時，SP生 成器電路202把與發(fā)射機(jī)發(fā)送時的SP信號相同的SP信號提供給復(fù) 數(shù)除法電路203。復(fù)數(shù)除法電路203使用由SP生成器電路202所提 供的信號，對從SP提取電路201輸入的SP信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，以 計算每個SP信號位置的信道特性。存儲器204對每個SP信號位置 的信道特性進(jìn)行存儲。一旦在存儲器204中存儲了預(yù)定數(shù)量組的信道特性，內(nèi)插電路221就執(zhí)行在第一實施例中所述的斜內(nèi)插處理和頻率軸內(nèi)插處理，并 且把內(nèi)插結(jié)果輸出到選擇電路223。同時，內(nèi)插電路222執(zhí)行在第二 實施例中所述的斜內(nèi)插和頻率軸內(nèi)插，并且把內(nèi)插結(jié)果輸出到選擇電 路223。由于保護(hù)間隔的參數(shù)是1/4，所以選擇電路223就選擇來自內(nèi)插 電路221的輸入，并且把該輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電路207。延遲電路200對從FFT電路104輸出的信息傳輸信號等進(jìn)行延 遲，并且將其輸入到復(fù)數(shù)除法電路207。復(fù)數(shù)除法電路207使用每個 信息傳輸信號位置的信道特性，對信息傳輸信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，并且 把所產(chǎn)生的信號發(fā)送到下一級處的頻率解交織器電路106。在保護(hù)間隔的參數(shù)是1/8或1/16或1/32的情況下，選擇電路223 就選擇來自內(nèi)插電路222的輸入，并且把該輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電路 207。<第六實施例>以下參考附圖描述本發(fā)明的第六實施例。注意，與基于保護(hù)間隔 參數(shù)，從兩個路線中選擇用于內(nèi)插處理的路線的第五實施例相比，第 六實施例基于延遲曲線，從兩個路線中選擇用于內(nèi)插處理的路線。使 用相同的參考標(biāo)記來指示與在上述實施例中的組件具有相同功能的 組件，并且因為可以應(yīng)用上述實施例的說明，所以省略了其說明。本實施例是基于DVB-H(Digital Video Broadcast — Handheld,手 持?jǐn)?shù)字視頻廣播)標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)來說明的。DVB-H系統(tǒng)是基于DVB-T系統(tǒng)的，并且為用于便攜式終端裝置 的服務(wù)執(zhí)行傳輸。DVB-H系統(tǒng)利用時分復(fù)用，為預(yù)定的服務(wù)執(zhí)行突 發(fā)傳輸。在接收機(jī)的前端，僅對接收預(yù)定服務(wù)的部分進(jìn)行單獨通電，而對 其它部分?jǐn)嚯?。因此，該方法可以?jié)約前端所消耗的電能。用于服務(wù) 的突發(fā)傳輸?shù)目缍?span)是150 ms，并且在相同服務(wù)的傳輸重新開始 之前需要花費將近5秒鐘。在此期間，電源是切斷的。 <接收機(jī)結(jié)構(gòu)>以下參考圖11描述根據(jù)第六實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。圖11是示 出了根據(jù)第六實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖。圖11示出了配置在圖1中所示的正交解調(diào)器電路103之后的選擇電路231、 FFT/IFFT電路 104e以及配置在FFT/IFFT電路104e之后的均衡電路105e。頻率解 交織器電路106配置在均衡電路105e之后。當(dāng)接收機(jī)通電時，選擇電路231在來自正交解調(diào)器電路103的輸 入和來自選擇電路223e的輸入之間，選擇來自正交解調(diào)器電路103 的輸入，并且把該選擇的輸入輸出到FFT/IFFT電路104e。把該處理 狀態(tài)保持預(yù)定時間段(在接收機(jī)通電到FFT/IFFT電路104e對一個突 發(fā)中的最后一個符號執(zhí)行FFT處理之間的時間)。在該預(yù)定時間段之 后，選擇電路231在來自正交解調(diào)器電路103的輸入和來自選擇電路 223e的輸入之間，選擇來自選擇電路223e的輸入，并且把該選擇的 輸入輸出到FFT/IFFT電路104e。一旦接收機(jī)通電，F(xiàn)FT/IFFT電路104e就進(jìn)入FFT處理狀態(tài)，并 且對從選擇電路231輸入的信號執(zhí)行快速傅里葉變換，并且把快速傅 里葉變換所產(chǎn)生的信號輸出到延遲電路200和SP提取電路201中的 每一個。此狀態(tài)將會被保持上述預(yù)定時間段。在該預(yù)定時間段之后， FFT/IFFT電路104e把處理從FFT處理切換到IFFT處理，并且對從 選擇電路231輸入的信號執(zhí)行快速傅里葉反變換，并且把快速傅里葉 反變換所產(chǎn)生的信號輸出到延遲曲線分析電路232。均衡電路105e包括延遲電路200、 SP提取電路201、 SP生成器 電路202、復(fù)數(shù)除法電路203、存儲器204、內(nèi)插電路221、內(nèi)插電路 222、延遲曲線分析電路232、選擇電路223e以及復(fù)數(shù)除法電路207。 內(nèi)插電路221包括在第一實施例中所說明的斜內(nèi)插電路205和載波內(nèi) 插電路206。內(nèi)插電路222包括在第二實施例中所說明的斜內(nèi)插電路 205a和載波內(nèi)插電路206a。延遲曲線分析電路232基于從FFT/IFFT電路104e輸入的、傅立 葉反變換所產(chǎn)生的信號，即延遲曲線，對相對于主波延遲的延遲波的 延遲時間和級別進(jìn)行分析。延遲曲線分析電路232基于該分析結(jié)果， 對級別高于預(yù)定級別的延遲波的延遲時間進(jìn)行檢測。延遲曲線分析電 路232把檢測的延遲時間的最大值輸出到選擇電路223e。
如果從延遲曲線分析電路232輸入的延遲波的延遲時間的最大 值不大于預(yù)定時間，則選擇電路223e在來自內(nèi)插電路221的輸入和 來自內(nèi)插電路222的輸入之間，選擇來自內(nèi)插電路222的輸入。如果 從延遲曲線分析電路232輸入的延遲波的延遲時間的最大值大于預(yù) 定時間，則選擇電路223e在來自內(nèi)插電路221的輸入和來自內(nèi)插電 路222的輸入之間，選擇來自內(nèi)插電路221的輸入。將該選擇應(yīng)用于 突發(fā)傳輸。選擇電路223e把在前一突發(fā)傳輸中，在來自內(nèi)插電路221的輸 入和來自內(nèi)插電路222的輸入之間所選擇的來自內(nèi)插電路的輸入，輸 出到復(fù)數(shù)除法電路207和選擇電路231中的每一個。在DVB-H系統(tǒng)的情況下，如果頻帶指定為8MHz，并且使用8k 模式，則有效符號長度是896ps。因此，內(nèi)插電路222可以管理的延 遲波的延遲時間的最大值是149^is，其為有效符號長度的1/6。因此， 上述預(yù)定延遲時間是149 ps。按照以下方式執(zhí)行此選擇。選擇電路223e選擇如下的內(nèi)插電路， 該內(nèi)插電路用于執(zhí)行可以對當(dāng)前突發(fā)傳輸中延遲時間最長的延遲波 進(jìn)行管理的內(nèi)插。如果內(nèi)插電路221所執(zhí)行的內(nèi)插處理和內(nèi)插電路 222所執(zhí)行的內(nèi)插處理都可以對當(dāng)前突發(fā)傳輸中延遲時間最長的延遲 波進(jìn)行管理，則選擇電路223e就選擇可以管理更高多普勒頻率的內(nèi) 插電路。<接收機(jī)的處理操作>以下參考圖11描述由接收機(jī)執(zhí)行的處理操作。在以下說明中， 假設(shè)選擇內(nèi)插電路221來用于前一突發(fā)傳輸。當(dāng)接收機(jī)通電時，選擇電路231就把來自正交解調(diào)器電路103的 輸入輸出到FFT/IFFT電路104e，并且FFT/IFFT電路104e對來自選 擇電路231的輸入執(zhí)行快速傅里葉變換。把由FFT/IFFT電路104e所 執(zhí)行的快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號，從FFT/IFFT電路104e輸出到 延遲電路200和SP提取電路201。SP提取電路201從快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號中提取SP信 號，并且把該提取的SP信號輸出到復(fù)數(shù)除法電路203。此時，SP生
成器電路202把與發(fā)射機(jī)發(fā)送時的SP信號相同的SP信號提供給復(fù) 數(shù)除法電路203。復(fù)數(shù)除法電路203使用由SP生成器電路202所提 供的信號，對從SP提取電路201輸入的SP信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，以 計算每個SP信號位置的信道特性。存儲器204對每個SP信號位置 的信道特性進(jìn)行存儲。一旦在存儲器204中存儲了預(yù)定數(shù)量組的信道特性，內(nèi)插電路 221就執(zhí)行在第一實施例中所述的斜內(nèi)插處理和頻率軸內(nèi)插處理，并 且把內(nèi)插結(jié)果輸出到選擇電路223e。同時，內(nèi)插電路222執(zhí)行在第 二實施例中所述的斜內(nèi)插處理和頻率軸內(nèi)插，并且把內(nèi)插結(jié)果輸出到 選擇電路223e。由于選擇了內(nèi)插電路221來用于前一突發(fā)傳輸，所以選擇電路 223e就選擇來自內(nèi)插電路221的輸入，并且把該輸入輸出到復(fù)數(shù)除 法電路207。延遲電路200對從FFT/IFFT電路104e輸出的信息傳輸信號等進(jìn) 行延遲，并且將其輸入到復(fù)數(shù)除法電路207。復(fù)數(shù)除法電路207使用 每個信息傳輸信號位置的信道特性，對信息傳輸信號等執(zhí)行復(fù)數(shù)除 法，并且把所產(chǎn)生的信號發(fā)送到下一級處的頻率解交織器電路106。此狀態(tài)持續(xù)預(yù)定時間段。在該預(yù)定時間段之后，選擇電路231把要輸出到FFT/IFFT電路 104e的輸入，從來自正交解調(diào)器電路104e的輸入切換到來自選擇電 路223e的輸入，并且FFT/IFFT電路104e把處理從FFT處理切換到 IFFT處理。選擇電路231把來自選擇電路223e的輸入輸出到FFT/IFFT電路 104e，并且FFT/IFFT電路104e對來自選擇電路231的輸入執(zhí)行快速 傅立葉反變換。把由FFT/IFFT電路104e執(zhí)行快速傅里葉反變換所產(chǎn) 生的信號，從FFT/IFFT電路104e輸出到延遲曲線分析電路232。延遲曲線分析電路232基于來自FFT/IFFT電路204e的輸入，執(zhí) 行上述分析，并且把當(dāng)前突發(fā)處理中的最后一個符號中的延遲波的延 遲時間的最大值，輸出到選擇電路223e。選擇電路223e基于從延遲 曲線分析電路232輸入的延遲波的延遲時間的最大值，來執(zhí)行選擇。
在下一個突發(fā)傳輸中，把來自所選擇的內(nèi)插電路的輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電路207和選擇電路231中的每一個。在前一突發(fā)中選擇了內(nèi)插電路222的情況下，選擇電路223e選 擇來自內(nèi)插電路222的輸入，并且把該輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電路207。 <第七實施例>以下參考附圖描述本發(fā)明的第七實施例。注意，與僅有兩條內(nèi)插 處理路線的第五實施例相比，第七實施例包括三條內(nèi)插處理路線。使 用相同的參考標(biāo)記來指示與在上述實施例中的組件具有相同功能的 組件，并且因為可以應(yīng)用上述實施例的說明，所以省略了其說明。 <接收機(jī)結(jié)構(gòu)>以下參考圖12描述根據(jù)第七實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。圖12是示 出了根據(jù)第七實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖。圖12示出了配置在圖 1所示的正交解調(diào)器電路103之后的FFT電路104，以及配置在FFT 電路104之后的均衡電路105f。頻率解交織器電路106配置在均衡電 路105f之后。均衡電路105f包括延遲電路200、 SP提取電路201、 SP生成器 電路202、復(fù)數(shù)除法電路203、存儲器204、內(nèi)插電路221、內(nèi)插電路 222、內(nèi)插電路241、選擇電路223f以及復(fù)數(shù)除法電路207。內(nèi)插電 路221包括在第一實施例中所說明的斜內(nèi)插電路205和載波內(nèi)插電路206。 內(nèi)插電路222包括在第二實施例中所說明的斜內(nèi)插電路205a和 載波內(nèi)插電路206a。內(nèi)插電路241使用復(fù)數(shù)除法電路203執(zhí)行復(fù)數(shù)除法所計算的SP 信號位置的信道特性，內(nèi)插除了 SP信號位置之外的信號位置的信道 特性。內(nèi)插電路241包括未示出的載波內(nèi)插電路206c并且僅執(zhí)行頻 率軸內(nèi)插。如果保護(hù)間隔的參數(shù)是1/4，則選擇電路223f選擇來自內(nèi)插電路 221的輸入，并且把該來自內(nèi)插電路221的輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電路207。 如果保護(hù)間隔的參數(shù)是1/8，則選擇電路223f選擇來自內(nèi)插電 路222的輸入，并且把該來自內(nèi)插電路222的輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電 路207。如果保護(hù)間隔的參數(shù)是1/16或1/32，則選擇電路223f選擇 該來自內(nèi)插電路241的輸入輸出到 復(fù)數(shù)除法電路207。按照以下方式來執(zhí)行此選擇。選擇電路223f選擇如下的內(nèi)插電 路，該內(nèi)插電路用于執(zhí)行可以對延遲時間等于有效符號長度和保護(hù)間 隔參數(shù)的乘積的延遲波進(jìn)行管理的內(nèi)插。在內(nèi)插電路221、內(nèi)插電路 222和內(nèi)插電路241中的兩個或更多個能夠?qū)ρ舆t時間等于符號長度 和保護(hù)間隔參數(shù)的乘積的延遲波進(jìn)行管理的情況下，選擇電路223f 選擇可以管理更高多普勒頻率的內(nèi)插電路。 <接收機(jī)的處理操作>以下參考圖12描述由接收機(jī)執(zhí)行的處理操作。在以下說明中， 假設(shè)將保護(hù)間隔參數(shù)的值設(shè)置為1/4。由FFT電路104執(zhí)行快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號從FFT電路 104輸出到延遲電路200和SP提取電路201 。SP提取電路201從快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號中提取SP信 號，并且把該提取的SP信號輸出到復(fù)數(shù)除法電路203。此時，SP生 成器電路202把與發(fā)射機(jī)發(fā)送時的SP信號相同的SP信號提供給復(fù) 數(shù)除法電路203。復(fù)數(shù)除法電路203使用由SP生成器電路202提供 的信號，對從SP提取電路201輸入的SP信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，以計 算每個SP信號位置的信道特性。存儲器204對每個SP信號位置的 信道特性進(jìn)行存儲。一旦在存儲器204中存儲了預(yù)定數(shù)量組的信道特性，內(nèi)插電路 221就執(zhí)行在第一實施例中所述的斜內(nèi)插處理和頻率軸內(nèi)插處理，并 且把內(nèi)插結(jié)果輸出到選擇電路223f。同時，內(nèi)插電路222執(zhí)行在第二 實施例中所述的斜內(nèi)插處理和頻率軸內(nèi)插，并且把內(nèi)插結(jié)果輸出到選 擇電路223f。同時，內(nèi)插電路241執(zhí)行在第四實施例中所述的頻率軸 內(nèi)插，并且把內(nèi)插結(jié)果輸出到選擇電路223f。由于保護(hù)間隔的參數(shù)是1/4，所以選擇電路223f就選擇來自內(nèi)插 電路221的輸入，并且把該輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電路207。
信息傳輸信號位置的信道特性，對信息傳輸信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，并且把所產(chǎn)生的信號發(fā)送到下一級處的頻率解交織器電路106。在保護(hù)間隔的參數(shù)是1/8的情況下，選擇電路223f選擇來自內(nèi)插 電路222的輸入，并且把該輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電路207。在保護(hù)間 隔的參數(shù)是1/16或1/32的情況下，選擇電路223f就選擇來自內(nèi)插電 路241的輸入，并且把該輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電路207。 <第八實施例>以下參考附圖描述本發(fā)明的第八實施例。注意，第八實施例在執(zhí) 行第三實施例中所說明的斜內(nèi)插處理之前，應(yīng)用了 SP信號位置的信 道特性的濾波。使用相同的參考標(biāo)記來指示與在上述實施例中的組件 具有相同功能的組件，并且因為可以應(yīng)用上述實施例的說明，所以省 略了其說明。 <接收機(jī)結(jié)構(gòu)〉以下參考圖13描述根據(jù)第八實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。圖13是示 出了根據(jù)第八實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖。圖13示出了配置在圖 1所示的正交解調(diào)器電路103之后的FFT電路104，以及配置在FFT 電路104之后的均衡電路105g。頻率解交織器電路106配置在均衡 電路105g之后。均衡電路105g包括延遲電路200、 SP提取電路201、 SP生成器 電路202、復(fù)數(shù)除法電路203、存儲器204、 SP方向濾波器251、斜 內(nèi)插電路205a、符號內(nèi)插電路210、載波內(nèi)插電路206b以及復(fù)數(shù)除 法電路207。SP方向濾波器251對由復(fù)數(shù)除法電路207所計算的SP信號位置 的信道特性執(zhí)行濾波，以校正信道特性。接下來參考圖14和圖15對 此進(jìn)行說明。圖14和圖15是用于說明由圖13所示的SP方向濾波器 251所執(zhí)行的處理的圖。注意，圖15中僅示出了圖14中的箭頭所指 示的SP信號。SP方向濾波器251沿一個斜方向(圖14中標(biāo)記SD1指示的方向) 對SP信號位置的信道特性進(jìn)行校正，該斜方向為，對于每個SP信 號所在的位置，符號號沿時間軸方向增加一并且載波號沿頻率軸方向
減少三的方向。為了簡化起見，假設(shè)第八實施例中的SP方向濾波器251是3抽 頭濾波器。假設(shè)分別用A、 B、 C、 D和E來表示SP信號位置SPA、 SPB、 SPC、SPD和SPE的信道特性的值。通過使用3抽頭濾波器進(jìn)行濾波， SP信號位置SPB的信道特性的值將被校正為(1/4)A+(1/2)B+(1/4)C。 SP信號位置SPC的信道特性的值將被校正為(1/4)B+(1/2)C+(1/4)D。 SP信號位置SPD的信道特性的值將被校正為(1/4)C+(1/2)D+(1/4)E。 <接收機(jī)的處理操作〉以下參考圖13描述由根據(jù)第八實施例的接收機(jī)所執(zhí)行的處理操作。由FFT電路104執(zhí)行快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號從FFT電路 104輸出到延遲電路200和SP提取電路201 。SP提取電路201從快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號中提取SP信 號，并且把該提取的SP信號輸出到復(fù)數(shù)除法電路203。此時，SP生 成器電路202把與發(fā)射機(jī)發(fā)送時的SP信號相同的SP信號提供給復(fù) 數(shù)除法電路203。復(fù)數(shù)除法電路203使用由SP生成器電路202所提 供的信號，對從SP提取電路201輸入的SP信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，以 計算每個SP信號位置的信道特性。存儲器204對每個SP信號的信 道特性進(jìn)行存儲。 一旦在存儲器204中存儲了預(yù)定數(shù)量組的信道特 性，SP方向濾波器251就執(zhí)行上述濾波。在SP方向濾波器251執(zhí)行了該濾波之后，執(zhí)行第三實施例中所 述的內(nèi)插(由斜內(nèi)插電路205a執(zhí)行的斜內(nèi)插處理、由符號內(nèi)插電路210 執(zhí)行的吋間軸內(nèi)插處理以及由載波內(nèi)插電路206b執(zhí)行的頻率軸內(nèi)插 處理)。延遲電路200對從FFT電路104輸出的信息傳輸信號等進(jìn)行延 遲，并且將其輸入到復(fù)數(shù)除法電路207。復(fù)數(shù)除法電路207使用每個 信息傳輸信號位置的信道特性，對信息傳輸信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，并且 把所產(chǎn)生的信號發(fā)送到下一級處的頻率解交織器電路106。根據(jù)如上所述的接收機(jī)，通過SP方向濾波器251來從SP信號 中去除噪聲，并且用已經(jīng)去除了噪聲的信號來執(zhí)行內(nèi)插和均衡。因此， 有可能改善接收性能。注意，盡管取決于濾波器的抽頭數(shù)量和類型，但是通過用SP方 向濾波器251執(zhí)行濾波，可以縮短可被均衡的延遲波的延遲時間，這 與第三實施例的接收機(jī)的情況相同。然而，即使在斜內(nèi)插電路205a 執(zhí)行內(nèi)插處理之前，應(yīng)用了由SP方向濾波器251所執(zhí)行的濾波，也 不會進(jìn)一步縮短可通過濾波而被均衡的延遲波的延遲時間。 <第九實施例>以下參考附圖描述本發(fā)明的第九實施例。注意，與僅有一條用于 內(nèi)插處理的線路的第八實施例相比，第九實施例包括兩條用于內(nèi)插處 理的線路。使用相同的參考標(biāo)記來指示與在上述實施例中的組件具有 相同功能的組件，并且因為可以應(yīng)用上述實施例的說明，所以省略了 其說明。 <接收機(jī)結(jié)構(gòu)>以下參考圖16描述根據(jù)第九實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。圖16是示 出了根據(jù)第九實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖。圖16示出了配置在圖 1所示的正交解調(diào)器電路103之后的FFT電路104，以及配置在FFT 電路104之后的均衡電路105h。頻率解交織器電路106配置在均衡 電路105h之后。均衡電路105h包括延遲電路200、 SP提取電路201、 SP生成器 電路202、復(fù)數(shù)除法電路203、存儲器204、符號內(nèi)插電路261、延遲 調(diào)整電路262、 SP方向濾波器251、斜內(nèi)插電路205a、符號內(nèi)插電路 210、延遲調(diào)整電路263、選擇電路223h、載波內(nèi)插電路206b以及復(fù) 數(shù)除法電路207。符號內(nèi)插電路261執(zhí)行時間軸內(nèi)插。符號內(nèi)插電路210使用已獲 得的信道特性，內(nèi)插沿時間軸方向排列(即，具有相同符號號的信號 位置)并且還未獲得其信道特性的信號位置的信道特性。對每個攜帶 有SP信號的子載波執(zhí)行此處理。注意，符號內(nèi)插電路261利用四個 符號的線性內(nèi)插，內(nèi)插圖21(b)中所示的SP信號位置的信道特性。延遲調(diào)整電路262和263中的每一個對來自符號內(nèi)插電路261的 輸出和來自符號內(nèi)插電路210的輸出的延遲時間進(jìn)行調(diào)整，從而當(dāng)把 來自符號內(nèi)插電路261的輸出和來自符號內(nèi)插電路210的輸出輸入到 選擇電路223h時，它們處于相同的信號位置。如果保護(hù)間隔參數(shù)是1/4，選擇電路223h在來自延遲調(diào)整電路 262的輸入和來自延遲調(diào)整電路263的輸入之間，選擇來自延遲調(diào)整 電路262的輸入，并且把該來自延遲調(diào)整電路262的輸入輸出到載波 內(nèi)插電路206b。如果保護(hù)間隔參數(shù)是1/8、 1/16或1/32，選擇電路223h在來自延 遲調(diào)整電路262的輸入和來自延遲調(diào)整電路263的輸入之間，選擇來 自延遲調(diào)整電路263的輸入，并且把該來自延遲調(diào)整電路263的輸入 輸出到載波內(nèi)插電路206b。按照以下方式來執(zhí)行此選擇。選擇電路223h選擇如下的內(nèi)插處 理，該內(nèi)插處理可以對延遲時間等于有效符號長度和保護(hù)間隔參數(shù)的 乘積的延遲波進(jìn)行管理。在兩個內(nèi)插處理都可以對延遲時間等于有效 符號長度和保護(hù)間隔參數(shù)的乘積的延遲波進(jìn)行處理的情況下，選擇電 路223e就選擇可以管理更高多普勒頻率的內(nèi)插處理。 <接收機(jī)的處理操作>以下參考圖16描述由接收機(jī)執(zhí)行的處理操作。在以下說明中， 假設(shè)把保護(hù)間隔參數(shù)的值設(shè)置為1/4。由FFT電路104執(zhí)行快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號從FFT電路 104輸出到延遲電路200和SP提取電路201 。SP提取電路201從快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號中提取SP信 號，并且把該提取的SP信號輸出到復(fù)數(shù)除法電路203。此時，SP生 成器電路202把與發(fā)射機(jī)發(fā)送時的SP信號相同的SP信號提供給復(fù) 數(shù)除法電路203。復(fù)數(shù)除法電路203使用由SP生成器電路202所提 供的信號，對從SP提取電路201輸入的SP信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，以 計算每個SP信號位置的信道特性。存儲器204對每個SP信號位置 的信道特性進(jìn)行存儲。一旦在存儲器204中存儲了預(yù)定數(shù)量組的信道特性，符號內(nèi)插電 路261就執(zhí)行上述的時間軸內(nèi)插。延遲調(diào)整電路262對來自符號內(nèi)插 電路261的輸出進(jìn)行延遲，并且將其輸入到選擇電路223h。同時，SP方向濾波器251執(zhí)行第八實施例中所述的濾波。然后， 斜內(nèi)插電路205a執(zhí)行第三實施例中所述的斜內(nèi)插，并且符號內(nèi)插電 路210執(zhí)行第三實施例中所述的時間軸內(nèi)插。延遲調(diào)整電路263對來 自符號內(nèi)插電路210的輸出進(jìn)行延遲，并且將其輸入到選擇電路 223h。由于保護(hù)間隔的參數(shù)是1/4，選擇電路223h選擇來自延遲調(diào)整電 路262的輸入，并且把該輸入輸出到載波內(nèi)插電路206b，并且載波 內(nèi)插電路206b執(zhí)行第三實施例中所說明的頻率軸內(nèi)插。延遲電路200對從FFT電路104輸出的信息傳輸信號等進(jìn)行延 遲，并且將其輸入到復(fù)數(shù)除法電路207。復(fù)數(shù)除法電路207使用每個信息傳輸信號位置的信道特性，對信息傳輸信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，并且 把所產(chǎn)生的信號發(fā)送到下一級處的頻率解交織器電路106。在保護(hù)間隔的參數(shù)是1/8、 1/16或1/32的情況下，選擇電路223h 就選擇來自延遲調(diào)整電路263的輸入，并且把該輸入輸出到載波內(nèi)插 電路206b。 <第十實施例>以下參考附圖描述本發(fā)明的第十實施例。注意，第十實施例包括 兩條用于內(nèi)插處理的線路。使用相同的參考標(biāo)記來指示與在上述實施 例中的組件具有相同功能的組件，并且因為可以應(yīng)用上述實施例的說 明，所以省略了其說明。 <接收機(jī)結(jié)構(gòu)>以下參考圖17描述根據(jù)第十實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。圖17是示 出了根據(jù)第十實施例的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的框圖。圖17示出了配置在圖 1所示的正交解調(diào)器電路103之后的FFT電路104，以及配置在FFT 電路104之后的均衡電路105i。頻率解交織器電路106配置在均衡電 路105i之后。均衡電路105i包括延遲電路200、 SP提取電路201、 SP生成器 電路202、復(fù)數(shù)除法電路203、存儲器204、符號內(nèi)插電路261、載波 內(nèi)插電路206b、延遲調(diào)整電路271、斜內(nèi)插電路205a、載波內(nèi)插電
路206a、延遲調(diào)整電路272、選擇電路223i、載波內(nèi)插電路206b以 及復(fù)數(shù)除法電路207。延遲調(diào)整電路262和263中的每一個對來自載波內(nèi)插電路206b 的輸出和來自載波內(nèi)插電路206a的輸出的延遲時間進(jìn)行調(diào)整，從而 當(dāng)把來自載波內(nèi)插電路206b的輸出和來自載波內(nèi)插電路206a的輸出 輸入到選擇電路223i時，它們處于相同的信號位置。選擇電路223i基于調(diào)諧器單元執(zhí)行下變頻所產(chǎn)生的信號，計算 CN比(平均載波功率與平均噪聲功率之比)。如果該CN比小于預(yù)定 值，則選擇電路223i在來自延遲調(diào)整電路271的輸入和來自延遲調(diào) 整電路272的輸入之間，選擇來自延遲調(diào)整電路271的輸入，并且把 所選擇的輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電路207。如果該CN比大于等于預(yù)定 值，則選擇電路223i在來自延遲調(diào)整電路271的輸入和來自延遲調(diào) 整電路272的輸入之間，選擇來自延遲調(diào)整電路272的輸入，并且把 所選擇的輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電路207。這是因為在AWGN環(huán)境中， 由符號內(nèi)插電路261和載波內(nèi)插電路206b所執(zhí)行的內(nèi)插處理的接收 性能，比由斜內(nèi)插電路205a和載波內(nèi)插電路206a所執(zhí)行的內(nèi)插處理 的更好。<接收機(jī)的處理操作>以下參考圖17描述由接收機(jī)執(zhí)行的處理操作。在該說明中，假 設(shè)CN比小于預(yù)定值。由FFT電路104執(zhí)行快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號從FFT電路 104輸出到延遲電路200和SP提取電路201 。SP提取電路201從快速傅里葉變換所產(chǎn)生的信號中提取SP信 號，并且把該提取的SP信號輸出到復(fù)數(shù)除法電路203。此時，SP生 成器電路202把與發(fā)射機(jī)發(fā)送時的SP信號相同的SP信號提供給復(fù) 數(shù)除法電路203。復(fù)數(shù)除法電路203使用由SP生成器電路202所提 供的信號，對從SP提取電路201輸入的SP信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，以 計算每個SP信號位置的信道特性。存儲器204對每個SP信號位置 的信道特性進(jìn)行存儲。一旦在存儲器204中存儲了預(yù)定數(shù)量組的信道特性，符號內(nèi)插電路261就執(zhí)行上述時間軸內(nèi)插，并且載波內(nèi)插電路206b就執(zhí)行上述 頻率軸內(nèi)插。延遲調(diào)整電路271對來自載波內(nèi)插電路206b的輸出進(jìn) 行延遲，并且將其輸入到選擇電路223i。同時，斜內(nèi)插電路205a執(zhí)行上述斜內(nèi)插處理，并且載波內(nèi)插電 路206a執(zhí)行上述頻率軸內(nèi)插處理。延遲調(diào)整電路272對來自載波內(nèi) 插電路206a的輸出進(jìn)行延遲，并且將其輸入到選擇電路223i。由于CN比小于預(yù)定的值，選擇電路223i選擇來自延遲調(diào)整電 路271的輸入，并且把該輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電路207。延遲電路200對從FFT電路104輸出的信息傳輸信號等進(jìn)行延 遲，并且將其輸入到復(fù)數(shù)除法電路207。復(fù)數(shù)除法電路207使用每個 信息傳輸信號位置的信道特性，對信息傳輸信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，并且 把所產(chǎn)生的信號發(fā)送到下一級處的頻率解交織器電路106。如果CN比大于等于預(yù)定值，選擇電路223i選擇來自延遲調(diào)整 電路272的輸入，并且把該輸入輸出到復(fù)數(shù)除法電路207。 <末端處理>以下參考圖18描述由上述斜內(nèi)插電路和SP方向濾波器對高頻末 端信號所執(zhí)行的末端處理。圖18是用于說明由斜內(nèi)插電路和SP方向 濾波器所執(zhí)行的末端處理的圖。在以下說明中，高頻側(cè)的末端稱為右 端，低頻側(cè)的末端稱為左端。斜內(nèi)插電路執(zhí)行斜內(nèi)插，以便應(yīng)用時間軸內(nèi)插。然而，也可以應(yīng) 用頻率軸內(nèi)插。因此，如果執(zhí)行了斜內(nèi)插，就有必要在末端上執(zhí)行末 端處理。SP方向濾波器還沿斜方向執(zhí)行濾波。如果執(zhí)行了濾波，就 有必要在末端上執(zhí)行末端處理。斜內(nèi)插電路和SP方向濾波器中的每一個提取從FFT電路或 FFT/IFFT電路輸出的CP信號，并且使用與發(fā)射機(jī)發(fā)送時的CP信號 具有相同幅度和相位的信號，對提取的CP信號執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，以計 算該CP信號位置的信道特性。斜內(nèi)插電路和SP方向濾波器的每一個利用末端處的CP信號， 對帶寬之外的位置處的信號進(jìn)行外插。這是沿著符號號沿時間軸方向 減少一并且載波號沿頻率軸方向增加三的方向(圖18中標(biāo)記SOI指示
的方向)執(zhí)行的。通過對具有相同符號號的末端CP信號位置的信道特性進(jìn)行復(fù)制來執(zhí)行該外插。例如，箭頭SOl(其沿斜方向延伸)上的位置CPla的值是從末端 位置CP1(其符號號與位置CPla的相同)處的CP信號的值復(fù)制過來 的。位置CP2a的值是從末端位置CP2(其符號號與位置CP2a的相同) 處的CP信號的值復(fù)制過來的。注意，在DVB-T系統(tǒng)和DVB-H系統(tǒng)的情況下，CP信號排列在 左端，并且上述末端處理可照原樣應(yīng)用于這些方法。然而，在ISDB-T系統(tǒng)的情況下，CP信號不是排列在左端，并 且上述末端處理不可照原樣應(yīng)用。為了在左端執(zhí)行末端處理，對排列 在左端的并且具有系統(tǒng)符號號的SP信號位置的信道特性進(jìn)行復(fù)制， 以用于外插?？蛇x擇地，在左端的子載波位置上執(zhí)行圖21(b)中所示 的時間軸內(nèi)插等，以獲得左端的所有子載波的信道特性，對左端處的 子載波的信道特性進(jìn)行復(fù)制以用于外插。 <其它末端處理>以下參考圖19描述由上述斜內(nèi)插電路和SP方向濾波器對高頻末 端信號所執(zhí)行的末端處理。圖19是用于說明由斜內(nèi)插電路所執(zhí)行的 末端處理的圖。斜內(nèi)插電路和SP方向濾波器中的每一個使用末端處的CP信號，對帶寬之外的位置處的信號進(jìn)行外插。這是沿著符號號沿時間軸方向 減少一并且載波號沿頻率軸方向增加三的方向(圖19中標(biāo)記S02指示 的方向)執(zhí)行的。通過對斜線上的末端CP信號位置的信道特性進(jìn)行復(fù) 制來執(zhí)行該外插。例如，箭頭S02(其沿斜方向延伸)上的位置CP3a和位置CP3b 的值是從末端位置CP3處的CP信號的值復(fù)制過來的。注意，在DVB-T系統(tǒng)和DVB-H系統(tǒng)的情況下，CP信號排列在 左端，并且上述末端處理可照原樣應(yīng)用于這些方法。然而，在ISDB-T系統(tǒng)的情況下，CP信號不是排列在左端，并 且上述末端處理不能照原樣應(yīng)用。為了在左端處執(zhí)行末端處理，對排 列在左端的相同斜線上的SP信號位置的信道特性進(jìn)行復(fù)制，以用于外插。<補(bǔ)充說明>(1) 第五實施例包括兩條用于內(nèi)插處理的路線， 一條用于對應(yīng)于 第一實施例的內(nèi)插處理，另一條用于對應(yīng)于第二實施例的內(nèi)插處理。 基于保護(hù)間隔的參數(shù)選擇其中一條線路來對信息傳輸信號等進(jìn)行均 衡。然而，本發(fā)明并不限于此，可以做出以下修改?？梢蕴峁﹥蓷l路線，即， 一條用于對應(yīng)于第一實施例的內(nèi)插，一 條用于對應(yīng)于第三實施例的內(nèi)插(其包括斜內(nèi)插、時間軸內(nèi)插和頻率 軸內(nèi)插)，并且可以基于保護(hù)間隔的參數(shù)選擇其中一條路線來對信息傳輸信號等進(jìn)行均衡。在這種情況下，如果保護(hù)間隔的參數(shù)是1/4， 就選擇對應(yīng)于第一實施例的內(nèi)插，如果保護(hù)間隔的參數(shù)是1/8、 1/16 或1/32，就選擇對應(yīng)于第三實施例的內(nèi)插?？蛇x擇地，可以提供其它的兩條路線，即， 一條用于對應(yīng)于以上 參考圖20到圖22所述的常規(guī)技術(shù)的內(nèi)插，包括時間軸內(nèi)插和頻率軸 內(nèi)插，另一條用于對應(yīng)于第二實施例的內(nèi)插，并且可以基于保護(hù)間隔 的參數(shù)選擇其中一條路線來對信息傳輸信號等進(jìn)行均衡。在這種情況 下，如果保護(hù)間隔的參數(shù)是1/4，就選擇包括時間軸內(nèi)插和頻率軸內(nèi) 插的內(nèi)插處理，如果保護(hù)間隔的參數(shù)是1/8、 1/16或1/32,就選擇對 應(yīng)于第二實施例的內(nèi)插處理?？梢杂糜糜趯?yīng)于第三實施例的內(nèi)插的 路線來代替用于對應(yīng)于第二實施例的內(nèi)插的路線。在這種情況下，可 以提供兩條路線，即， 一條用于以上參考圖20到圖22所述的包括時 間軸內(nèi)插和頻率軸內(nèi)插的常規(guī)內(nèi)插處理，另一條用于對應(yīng)于第三實施 例的內(nèi)插。(2) 上述第六實施例包括兩條用于內(nèi)插的路線，即，用于對應(yīng)于 第一實施例的內(nèi)插的路線和用于對應(yīng)于第二實施例的內(nèi)插的路線?；?于級別比延遲曲線的預(yù)定級別更高的延遲波的延遲時間的最大值，選 擇其中一條線路來對信息傳輸信號等進(jìn)行均衡。然而，本發(fā)明并不限 于此，可以對本發(fā)明做出以下修改?？梢蕴峁﹥蓷l線路，即， 一條用于對應(yīng)于第一實施例的內(nèi)插，一 條用于對應(yīng)于第三實施例的內(nèi)插(其包括斜內(nèi)插、時間軸內(nèi)插和頻率 軸內(nèi)插)，并且可以基于級別比延遲曲線的預(yù)定級別更高的延遲波的 延遲時間的最大值，選擇其中一條線路來對信息傳輸信號等進(jìn)行均 衡。在這種情況下，如果級別比延遲曲線的預(yù)定級別更高的延遲波的延遲時間的最大值小于等于有效符號長度的1/6，就選擇對應(yīng)于第三 實施例的內(nèi)插。如果該最大值大于有效符號長度的1/6，就選擇對應(yīng) 于第一實施例的內(nèi)插?？蛇x擇地，可以提供其它的兩條路線，即， 一條用于對應(yīng)于以上 參考圖20到圖22所述的常規(guī)技術(shù)的內(nèi)插，包括時間軸內(nèi)插和頻率軸 內(nèi)插，另一條用于對應(yīng)于第二實施例的內(nèi)插。可以基于級別比延遲曲 線的預(yù)定級別更高的延遲波的延遲時間的最大值，選擇其中一條線路 來對信息傳輸信號等進(jìn)行均衡。在這種情況下，如果級別比延遲曲線 的預(yù)定級別更高的延遲波的延遲時間的最大值小于等于有效符號長 度的1/6，就選擇對應(yīng)于第二實施例的內(nèi)插。如果該最大值大于有效 符號長度的1/6，就選擇對應(yīng)于常規(guī)技術(shù)的內(nèi)插?？梢杂糜糜趯?yīng)于 第三實施例的內(nèi)插的路線來代替用于對應(yīng)于第二實施例的內(nèi)插的路 線。在這種情況下，可以提供兩條路線，即， 一條用于以上參考圖 20到圖22所述的包括時間軸內(nèi)插和頻率軸內(nèi)插的常規(guī)內(nèi)插處理，另 一條用于對應(yīng)于第三實施例的內(nèi)插?？蛇x擇地，可以提供三條路線，即， 一條用于對應(yīng)于第一實施例 的內(nèi)插， 一條用于對應(yīng)于第二實施例的內(nèi)插，另一條用于對應(yīng)于第四 實施例的內(nèi)插(僅包括頻率軸內(nèi)插)。可以基于級別比延遲曲線的預(yù)定 級別更高的延遲波的延遲時間的最大值，選擇其中一條線路來對信息 傳輸信號等進(jìn)行均衡。在這種情況下，如果級別比延遲曲線的預(yù)定級 別更高的延遲波的延遲時間的最大值小于等于有效符號長度的1/12， 就選擇對應(yīng)于第四實施例的內(nèi)插。如果該最大值大于有效符號長度的 1/12并且小于等于有效符號長度的1/6，就選擇對應(yīng)于第二實施例的 內(nèi)插。如果該最大值大于有效符號長度的1/6，就選擇對應(yīng)于第一實 施例的內(nèi)插?？商鎿Q地，可以選擇其它的三條路線，即， 一條用于對應(yīng)于以上 參考圖20到圖22所述的包括時間軸內(nèi)插和頻率軸內(nèi)插的常規(guī)內(nèi)插處 理， 一條用于對應(yīng)于第二實施例的內(nèi)插，另一條用于第四實施例中所 述的內(nèi)插(僅包括頻率軸內(nèi)插)?？梢曰诩墑e比延遲曲線的預(yù)定級別 更高的延遲波的延遲時間的最大值，選擇其中一條線路來對信息傳輸 信號等進(jìn)行均衡。在這種情況下，如果級別比延遲曲線的預(yù)定級別更高的延遲波的延遲時間的最大值小于等于有效符號長度的1/12，就選 擇對應(yīng)于第四實施例的內(nèi)插。如果該最大值大于有效符號長度的1/12 并且小于等于有效符號長度的1/6，就選擇對應(yīng)于第二實施例的內(nèi)插。 如果該最大值大于有效符號長度的1/6，就選擇對應(yīng)于常規(guī)實施例的 內(nèi)插。(3) 在第六實施例中，以DVB-H系統(tǒng)的情況為例，其中，使用一 個突發(fā)中的最后一個符號來分析延遲曲線，并且使用分析結(jié)果來選擇 用于下一個突發(fā)的內(nèi)插處理。然而，本發(fā)明并不限于此，可以對本發(fā) 明做出以下修改。在DVB-T系統(tǒng)和ISDB-T系統(tǒng)的情況下，將來自正交解調(diào)器電 路103的輸出輸入到FFT/IFFT電路104e。 FFT/IFFT電路104e在通 電后的初始引入時刻，對由正交解調(diào)器電路103所提供的信號執(zhí)行快 速傅里葉反變換，并且把所產(chǎn)生的信號提供給延遲曲線分析電路215。 延遲曲線分析電路215對由FFT/IFFT電路104e所提供的信號以及到 選擇電路223e的延遲波的延遲時間的最大值進(jìn)行分析。選擇電路 223e基于該最大值，選擇用于內(nèi)插的路線。初始引入之后，F(xiàn)FT/IFFT 電路104e把處理切換到FFT處理，并且對由正交解調(diào)器電路103所 提供的信號執(zhí)行快速傅里葉變換，并且把所產(chǎn)生的信號輸出給延遲電 路200和SP提取電路201。在這種情況下，不需要選擇電路231。(4) 第五實施例包括三條用于內(nèi)插處理的路線， 一條對應(yīng)于第一 實施例的內(nèi)插處理， 一條對應(yīng)于第二實施例的內(nèi)插處理，另一條對應(yīng) 于第四實施例的內(nèi)插處理?？梢曰诒Ｗo(hù)間隔的參數(shù)選擇其中一條路 線來對信息傳輸信號等進(jìn)行均衡。然而，本發(fā)明并不限于此，可以對 本發(fā)明做出以下修改。可以提供三條路線，即， 一條用于以上參考圖20到圖22所述的 包括時間軸內(nèi)插和頻率軸內(nèi)插的常規(guī)內(nèi)插處理， 一條用于對應(yīng)于第二
實施例的內(nèi)插，另一條用于第四實施例中所述的內(nèi)插?？梢曰诒Ｗo(hù) 間隔的參數(shù)選擇其中一條路線來對信息傳輸信號等進(jìn)行均衡。在這種情況下，如果保護(hù)間隔的參數(shù)是1/4，就選擇對應(yīng)于常規(guī)技術(shù)的內(nèi)插 處理，如果保護(hù)間隔的參數(shù)是1/8，就選擇對應(yīng)于第二實施例的內(nèi)插 處理，并且如果保護(hù)間隔的參數(shù)是1/16或1/32，就選擇對應(yīng)于第四 實施例的內(nèi)插處理。(5) 在SP方向濾波器251執(zhí)行了濾波之后，上述第八實施例執(zhí)行 對應(yīng)于第三實施例的三類內(nèi)插，包括斜內(nèi)插、時間軸內(nèi)插和頻率軸內(nèi) 插。然而，本發(fā)明并不限于此?？梢宰龀鲆韵滦薷?。在SP方向濾波器251執(zhí)行了濾波之后，可以執(zhí)行對應(yīng)于第一實 施例的兩類內(nèi)插，包括斜內(nèi)插和頻率軸內(nèi)插。可選擇地，在SP方向 濾波器251執(zhí)行了濾波之后，可以執(zhí)行對應(yīng)于第二實施例的兩類內(nèi) 插，包括斜內(nèi)插和頻率軸內(nèi)插。在執(zhí)行了對應(yīng)于第二實施例的兩類內(nèi) 插的情況下，如果由SP方向濾波器251執(zhí)行濾波，則可以被均衡的 延遲波的延遲時間沒有變短。這與執(zhí)行對應(yīng)于第三實施例的內(nèi)插的情 況相同。(6) 在上述第八實施例中，SP方向濾波器251是3抽頭濾波器。 然而，抽頭數(shù)量可以大于三。隨著抽頭數(shù)量的增加，提高了降低噪聲 的效果。(7) 第九實施例包括延遲調(diào)整電路262和延遲調(diào)整電路263。然而 本發(fā)明并不限于此。由于對于載波號，僅需要基于抽頭系數(shù)對包括符 號內(nèi)插電路261的路線的延遲和包括SP方向濾波器251、斜內(nèi)插電 路205a和符號內(nèi)插電路210的路線的延遲之間的差異進(jìn)行調(diào)整，所 以有可能僅包括延遲調(diào)整電路262。(8) 在上述第九實施例中，可以用包括SP方向濾波器251和斜內(nèi) 插電路205a的電路單元，或者用包括斜內(nèi)插電路205a和符號內(nèi)插電 路210的電路單元，來代替包括SP方向濾波器251、斜內(nèi)插電路205a 和符號內(nèi)插電路210的電路單元。(9) 在上述第九實施例中，基于保護(hù)間隔的參數(shù)來對用于內(nèi)插的 路線進(jìn)行切換。然而，本發(fā)明并不限于此?？梢宰龀鲆韵滦薷?。
第九實施例可以包括第六實施例中所述的電路單元(包括選擇電路231、 FFT/IFFT電路104e和延遲曲線分析電路)，以便獲得延遲曲 線，并且可以基于保護(hù)間隔的參數(shù)和延遲曲線來對用于內(nèi)插的路線進(jìn) 行切換。在這種情況下，如果護(hù)間隔的參數(shù)是1/8、 1/16或1/32，選擇電 路223h就選擇來自延遲調(diào)整電路263的輸入，并且把該輸入輸出到 內(nèi)插電路206b。此外，在保護(hù)間隔的參數(shù)是l/4的情況下，如果級別比延遲曲線 的預(yù)定級別更高的延遲波的延遲時間的最大值小于有效符號長度的 1/8，選擇電路223h就選擇來自延遲調(diào)整電路263的輸入，并且把該 輸入輸出到載波內(nèi)插電路206b，如果該最大值大于等于有效符號長 度的1/8，選擇電路223h就選擇來自延遲調(diào)整電路262的輸入，并且 把該輸入輸出到載波內(nèi)插電路206b。此外，在保護(hù)間隔的參數(shù)是l/4的情況下，如果該最大值小于預(yù) 定值但是大于有效符號長度的1/8，并且接收機(jī)的移動速度大于等于 預(yù)定值，就可以基于CN比或BER(誤比特率)來選擇具有更高接收性 能的一個。(10)在第五到第七以及第九到第十實施例中，可以用最大多普勒 頻率來執(zhí)行內(nèi)插選擇。在這種情況下，選擇可以管理最大多普勒頻率 的內(nèi)插，并且如果多于兩條內(nèi)插路線可以管理最大多普勒頻率，就選 擇可以管理更長的延遲時間的那個?？梢曰谡{(diào)諧的信道和接收機(jī)的移動速度來得到最大多普勒頻 率。例如，如果接收機(jī)安裝在汽車上，可以把指示速度的信號從汽車 的速度計輸入到接收機(jī)。此外，可以根據(jù)接收的OFDM信號本身來估計最大多普勒頻率。 例如，在第十實施例中，可以為四個符號中的每一個檢測散布值，其 中散布值指示在相同載波位置處的SP信號的變化，并且為四個符號 中的每一個獲取散布值的平均值。如果該平均值大于預(yù)定值，選擇電 路223i就選擇來自延遲調(diào)整電路272的輸入，并且把該輸入輸出到 復(fù)數(shù)除法電路207。如果該平均值小于或等于預(yù)定值，選擇電路223i 就選擇來自延遲調(diào)整電路271的輸入，并且把該輸入輸出到復(fù)數(shù)除法 電路207。(11) 在上述每個實施例中，可以用任何方法，包括線性內(nèi)插和使 用長抽頭濾波器的內(nèi)插，來實現(xiàn)斜內(nèi)插、時間軸內(nèi)插和頻率軸內(nèi)插。(12) 在上述每個實施例中，SP信號散布在沿頻率軸方向排列的每 十二個子載波中，并且SP信號的位置隨著符號號增加一而移位三個 子載波。然而本發(fā)明并不限于此。只要SP信號散布在沿頻率軸方向 排列的預(yù)定數(shù)量的子載波中，并且隨著符號號增加一而沿頻率軸方向 移位預(yù)定數(shù)量的子載波，任何排列都是可以接受的。(13) 可以用LSI(大規(guī)模集成電路)的集成電路來實現(xiàn)上述每個實 施例中的接收機(jī)?？梢杂靡粋€芯片來實現(xiàn)每個單獨的電路，并且可選 擇地，可以用一個芯片來實現(xiàn)所有電路或部分電路。例如，可以把調(diào) 諧器單元101和其它電路集成在一個芯片上，或者安裝在不同芯片 上。取決于集成度，上述LSI可以有不同的叫法。例如可以稱為IC(集 成電路)、系統(tǒng)LSI、超大LSI、特大LSI。集成可能不由LSI實現(xiàn)?？梢杂脤Ｓ秒娐坊蚨嘤锰幚砥鱽韺崿F(xiàn)。 此外可以使用FPGA(現(xiàn)場可編程門陣列)或者可重配置的處理器，其 中FPGA可以在LSI出廠之后編程，可重配置的處理器的內(nèi)部電路元 連接和配置是可重配置的。此外，如果基于LSI技術(shù)或者源于LSI技術(shù)而發(fā)展了能夠代替 LSI的新技術(shù)，自然可以使用該新技術(shù)來集成這些功能模塊。有可能 應(yīng)用生物工藝學(xué) 工業(yè)應(yīng)用性本發(fā)明可應(yīng)用于對其中排列有離散導(dǎo)頻信號的OFDM符號進(jìn)行 接收的接收機(jī)。
權(quán)利要求
1、一種用于接收OFDM信號的接收機(jī)，所述OFDM信號中，離散導(dǎo)頻信號散布在沿頻率軸方向排列的每第一預(yù)定數(shù)量的載波中，并且隨著符號號增加一，該離散導(dǎo)頻信號移位第二預(yù)定數(shù)量的載波，所述接收機(jī)包括第一除法單元，用于將每個離散導(dǎo)頻信號除以發(fā)送時與所述離散導(dǎo)頻信號相同的已知信號，以估計每個離散導(dǎo)頻信號的位置的信道特性；內(nèi)插單元，用于(i)使用所述估計的信道特性來執(zhí)行斜內(nèi)插，以內(nèi)插未獲得其信道特性的第一信號位置的信道特性，所述離散導(dǎo)頻信號的位置和所述第一信號位置在同一直線上并且具有不同的符號號和不同的載波號，以及(ii)使用所述估計的信道特性和所述內(nèi)插的信道特性，沿頻率軸方向執(zhí)行頻率軸內(nèi)插，以內(nèi)插未獲得其信道特性的所述第二信號位置的信道特性；以及第二除法單元，用于將包括在所述OFDM信號中的信息發(fā)送信號除以所述內(nèi)插的信道特性。
2、 如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其中所述第一預(yù)定數(shù)量是十二，并且所述第二預(yù)定數(shù)量是三，并且 所述內(nèi)插單元沿著對于每個離散導(dǎo)頻信號的位置來說符號號增 加一并且載波號減少一的方向，執(zhí)行所述斜內(nèi)插。
3、 如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其中所述內(nèi)插單元沿著對于每個離散導(dǎo)頻信號的位置來說符號號增 加一并且載波號減少所述第二預(yù)定數(shù)量的方向，執(zhí)行所述斜內(nèi)插。
4、 如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其中所述第一預(yù)定數(shù)量是十二，并且所述第二預(yù)定數(shù)量是三，并且 所述內(nèi)插單元沿著對于每個離散導(dǎo)頻信號的位置來說符號號增 加一并且載波號減少三的方向，執(zhí)行所述斜內(nèi)插。
5、 如權(quán)利要求3或權(quán)利要求4所述的接收機(jī)，其中在執(zhí)行了所述斜內(nèi)插之后，所述內(nèi)插單元使用所述估計的信道特 性和所述內(nèi)插的信道特性，來沿時間軸方向執(zhí)行時間軸內(nèi)插，以內(nèi)插 未獲得其信道特性的第三信號位置的信道特性，并且然后執(zhí)行所述頻 率軸內(nèi)插。
6、 如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其中所述內(nèi)插單元根據(jù)保護(hù)間隔長度與有效符號長度之比，來改變所 述斜內(nèi)插的方向。
7、 如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其中所述內(nèi)插單元基于保護(hù)間隔長度與有效符號長度之比，來判斷是 否執(zhí)行所述斜內(nèi)插。
8、 如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其中所述內(nèi)插單元根據(jù)保護(hù)間隔長度之比，將所述斜內(nèi)插替換為沿時 間軸方向并且使用所述估計的信道特性所執(zhí)行的時間軸內(nèi)插，以內(nèi)插 未獲得其信道特性的第三符號位置的信道特性。
9、 如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其中所述內(nèi)插單元根據(jù)延遲波相對于主波的最大延遲時間，來改變所 述斜內(nèi)插的方向，所述最大延遲時間由延遲曲線指示。
10、 如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其中所述內(nèi)插單元基于延遲波相對于主波的最大延遲時間，來判斷是 否執(zhí)行所述斜內(nèi)插，所述最大延遲時間由延遲曲線指示。
11、 如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其中 所述內(nèi)插單元根據(jù)延遲波相對于主波的最大延遲時間，將所述斜 內(nèi)插替換為沿時間軸方向并且使用所述估計的信道特性所執(zhí)行的時 間軸內(nèi)插，以內(nèi)插未獲得其信道特性的第三符號位置的信道特性，所 述最大延遲時間由延遲曲線指示。
12、 如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，進(jìn)一步包括 濾波器單元，用于沿著所述符號號和所述載波號都相對于每個離散導(dǎo)頻信號的位置改變的方向，對所述估計的信道特性執(zhí)行濾波，其 中所述內(nèi)插單元使用所述濾波所產(chǎn)生的信道特性，而不是所述估計 的信道特性。
13、 一種用于接收OFDM信號的接收機(jī)，所述OFDM信號中， 離散導(dǎo)頻信號散布在沿頻率軸方向排列的每第一預(yù)定數(shù)量的載波中， 并且隨著符號號增加一，該離散導(dǎo)頻信號移位第二預(yù)定數(shù)量的載波， 所述接收機(jī)包括第一除法單元，用于將每個離散導(dǎo)頻信號除以發(fā)送時與所述離散 導(dǎo)頻信號相同的己知信號，以估計每個離散導(dǎo)頻信號的位置的信道特 性；內(nèi)插單元，用于使用所述估計的信道特性，沿頻率軸方向執(zhí)行頻 率軸內(nèi)插，以內(nèi)插未獲得其信道特性的信號位置的信道特性；以及第二除法單元，用于將包括在所述OFDM信號中的信息發(fā)送信 號除以所述內(nèi)插的信道特性。
14、 一種用于接收OFDM信號的集成電路，所述OFDM信號中， 離散導(dǎo)頻信號散布在沿頻率軸方向排列的每第一預(yù)定數(shù)量的載波中， 并且隨著符號號增加一，該離散導(dǎo)頻信號移位第二預(yù)定數(shù)量的載波， 所述集成電路包括第一除法單元，用于將每個離散導(dǎo)頻信號除以發(fā)送時與所述離散 導(dǎo)頻信號相同的已知信號，以估計每個離散導(dǎo)頻信號的位置的信道特性；內(nèi)插單元，用于(i)使用所述估計的信道特性來執(zhí)行斜內(nèi)插，以 內(nèi)插未獲得其信道特性的第一信號位置的信道特性，所述離散導(dǎo)頻信 號的位置和所述第一信號位置在同一直線上并且具有不同的符號號 和不同的載波號，以及(ii)使用所述估計的信道特性和所述內(nèi)插的信 道特性，沿頻率軸方向執(zhí)行頻率軸內(nèi)插，以內(nèi)插未獲得其信道特性的 所述第二信號位置的信道特性；以及第二除法單元，用于將包括在所述OFDM信號中的信息發(fā)送信 號除以所述內(nèi)插的信道特性。
15、 一種用于接收OFDM信號的接收方法，所述OFDM信號中， 離散導(dǎo)頻信號散布在沿頻率軸方向排列的每第一預(yù)定數(shù)量的載波中， 并且隨著符號號增加一，該離散導(dǎo)頻信號移位第二預(yù)定數(shù)量的載波， 所述接收方法包括第一除法步驟，用于將每個離散導(dǎo)頻信號除以發(fā)送時與所述離散 導(dǎo)頻信號相同的已知信號，以估計每個離散導(dǎo)頻信號的位置的信道特 性；內(nèi)插步驟，用于(i)使用所述估計的信道特性來執(zhí)行斜內(nèi)插，以 對內(nèi)插獲得其信道特性的第一信號位置的信道特性，所述離散導(dǎo)頻信 號的位置和所述第一信號位置在同一直線上并且具有不同的符號號 和不同的載波號，以及(ii)使用所述估計的信道特性和所述內(nèi)插的信 道特性，沿頻率軸方向執(zhí)行頻率軸內(nèi)插，以內(nèi)插未獲得其信道特性的 所述第二信號位置的信道特性；以及第二除法步驟，用于將包括在所述OFDM信號中的信息發(fā)送信 號除以所述內(nèi)插的信道特性。
全文摘要
為了改善用于利用OFDM方法的數(shù)字廣播的移動接收機(jī)的接收性能，本發(fā)明關(guān)注于SP信號的排列。本發(fā)明沿著對于每個離散導(dǎo)頻信號的位置來說符號號增加一，載波信號減少三的方向執(zhí)行斜內(nèi)插，以便內(nèi)插尚未獲得其信道特性的第一信號，并且隨后使用估計的信道特性和內(nèi)插的信道特性，沿頻率軸方向執(zhí)行頻率軸內(nèi)插，以便內(nèi)插尚未獲得其信道特性的第二信號的信道特性。
文檔編號H04L27/26GK101133614SQ200680006764
公開日2008年2月27日 申請日期2006年2月28日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月1日
發(fā)明者井口賀敬, 木曾田晃, 瀨藤幸兒 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社