專利名稱：一種信道估計(jì)方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種信道估計(jì)方法及裝置。
技術(shù)背景在基于正交頻分復(fù)用(OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 多載波技術(shù)的新一代無線通信系統(tǒng)中，信道估計(jì)影響到整個(gè)系統(tǒng)的性能。由于 傳輸速率較高，需要使用相干檢測技術(shù)獲得較高的信道估計(jì)性能，通過基于輔 助導(dǎo)頻的非盲信道估計(jì)能更好的跟蹤無線信道的變化，提高接收機(jī)性能。最小二乘(LS， least square)信道估計(jì)是最簡單的一種信道估計(jì)方法。它只需要知C^送的導(dǎo)頻信號Xf和接收到的導(dǎo)頻符號Yp即可。LS信道估計(jì)器依據(jù)如 下準(zhǔn)則得到導(dǎo)頻位置的信道特性為其中，N是接收到的高斯白噪聲，NX-是信道估計(jì)中由于N引入的噪聲分量， 下標(biāo)P表示導(dǎo)頻所在子載波序號，H,是導(dǎo)頻處的信道估計(jì)值，其中的噪聲分 量均值為零，協(xié)方差矩陣為Rw =五(NX;1 (NX;1 )w} = cr 2 / a/"其中，NX-是信道估計(jì)中由于N引入的噪聲分量，CT"2、 °>2分別為噪聲方差和導(dǎo)頻信號功率,^是K階單位矩陣?？梢?1^實(shí)際上是導(dǎo)頻處凈皮零均值高斯白 噪聲(AWGN， Additive White GaussianNoise)所污染的真實(shí)信道響應(yīng)的觀察值。 所以它受噪聲的影響大，在信噪比較低時(shí)估計(jì)精度和性能不高。線'f生最小平方誤差(LMMSE， linear minimum mean-square error) <言道#" 計(jì)是最優(yōu)的線性估計(jì)器，它本質(zhì)是用信道的自相關(guān)矩陣對LS信道估計(jì)進(jìn)行修
正，抑制噪聲對估計(jì)值的影響。采用LMMSE算法精度高，估計(jì)性能好,但是需 要利用每條子路徑的功率及延遲等先驗(yàn)知識構(gòu)造一個(gè)信道自相關(guān)矩陣，運(yùn)算量 較大且在實(shí)際系統(tǒng)中不易獲得。LMMSE信道估計(jì)追求的目標(biāo)準(zhǔn)則是fi歸促,尸=m』n ￡ {|yp - X尸fi層促,尸} 根據(jù)該準(zhǔn)則可得到LMMSE信道估計(jì)值其中，W為L固SE的權(quán)值矩陣，W-R冊(R冊+c7"2(XX?！?廣R冊為信道的自相關(guān)矩陣，R冊=五{HHW}.其中，H是頻域上的信道特性，X是發(fā)送端發(fā)射數(shù)據(jù)，《為AWGN噪聲的方 差。信道的自相關(guān)矩陣R冊由多徑信道的功率和時(shí)延決定丄-i 2;r -Zcr/expf-y^r/ — —"))， w," = 0，l"..，iV-l其中，m、 n是信道自相關(guān)矩陣R冊的下標(biāo)，用來表示矩陣的元素，L表示多徑的個(gè)數(shù)，N是頻域的子載波數(shù)，R冊是一個(gè)NxN的復(fù)矩陣。在構(gòu)造LMMSE 權(quán)值矩陣W時(shí)，需要一次矩陣求逆運(yùn)算，在和LS估計(jì)值相乘時(shí)，需要NxN 次復(fù)乘運(yùn)算?？梢钥闯觯琇MMSE的運(yùn)算量非常大，復(fù)雜度很高。對于LMMSE估計(jì)器，第l徑的幅度方差為^和第1徑的傳輸時(shí)延7'，在 實(shí)際系統(tǒng)中，是非常難估計(jì)到的。所以，LMMSE信道估計(jì)算法一般只能給出 一個(gè)理論上的最優(yōu)值，可行性較差。一種簡化的近似等價(jià)LMMSE算法，稱之為等價(jià)線性最小平方誤差 (ELMMSE， Equalized LMMSE)算法，它假設(shè)信道的多徑是均勻分布的，各
個(gè)徑的功率呈負(fù)指數(shù)分布，此時(shí)只需要知道最大多徑時(shí)延和均方根時(shí)延即可近似得到R冊。<formula>formula see original document page 8</formula>其中，N是頻域上的子載波個(gè)數(shù)，m、 n是信道自相關(guān)矩陣R冊的下標(biāo)，用來表 示矩陣的元素。這樣的處理可以不必精確估計(jì)出信道每一徑的功率和時(shí)延特性，只需估計(jì)最大時(shí)延^和均方根時(shí)延^即可，大大降低了信道估計(jì)的難度，提高估計(jì)方 法的健壯性。這兩個(gè)參數(shù)只與信道環(huán)境有關(guān)。ELMMSE的這種近似處理的代 價(jià)是性能有略微下降，但性能已非常接近LMMSE信道估計(jì)的性能，因此 ELMMSE具有高健壯性、高可靠性的優(yōu)點(diǎn)，是一種較可行的信道估計(jì)方法。上面提到的三種現(xiàn)有信道估計(jì)算法各自均有其缺點(diǎn)LS信道估計(jì)，是最簡單的信道估計(jì)算法，但是它受噪聲的影響大，在信噪 比較低時(shí)估計(jì)精度和性能不高；LMMSE信道估計(jì)，是最優(yōu)的線性估計(jì)器，但由于需要知道的信道特性條 件過于苛刻，不能準(zhǔn)確的估計(jì)出來，所以只能作為理論上的最優(yōu)值，不能應(yīng)用 于實(shí)際情況中；ELMMSE信道估計(jì)，需要估計(jì)出tmax和Tmin兩個(gè)參量，現(xiàn)階段公開發(fā)表的 文獻(xiàn)中并沒有解決方案。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明提供一種信道估計(jì)方法及與其相應(yīng)的信道估計(jì)裝置，用以解決現(xiàn)有 技術(shù)中的信道估計(jì)受噪聲的影響大、估計(jì)的精度和性能不高以及只能得到理論 上的最優(yōu)估計(jì)值，難于得到實(shí)際應(yīng)用的問題。
本發(fā)明方法包括以下步驟A、 通過導(dǎo)頻信號和導(dǎo)頻符號獲得頻域上的信道估計(jì)值；B、 通過傅立葉逆變換將所述頻域上的信道估計(jì)值變換到時(shí)域上的信道估 計(jì)值；C、 根據(jù)所述時(shí)域上的信道估計(jì)值，設(shè)定噪聲門限，根據(jù)多徑功率i普的負(fù) 指數(shù)分布特性，將噪聲門限對應(yīng)的時(shí)延值作為最大時(shí)延，并根據(jù)多徑功率謙的 負(fù)指數(shù)分布特性以及噪聲門限和最大時(shí)延，獲得均方根時(shí)延；D、 才艮據(jù)所述最大時(shí)延和均方根時(shí)延獲得導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)值。 所述步驟C包括Cl、才艮據(jù)所述多徑的平均功率，設(shè)定門限77,且0《〃"；C2、根據(jù)所述門限7，得到噪聲門限"'C,其中C為多徑功率譜的最大值；C3 、取大于所述噪聲門限"'C的為有用徑，利用公式、ax = max jr啤,} ， max(r啤卩卡G尸*r獲得最大時(shí)延7,的估計(jì)值，其中，7豐為第i條有用徑的時(shí)延，c戶為正交頻分 復(fù)用循環(huán)前綴的長度，T為采樣時(shí)間；C4、根據(jù)多徑功率譜的負(fù)指數(shù)分布特性，利用公式<formula>formula see original document page 9</formula>和<formula>formula see original document page 9</formula>得到公式<formula>formula see original document page 9</formula>，即得到均方根時(shí)延f鵬的估計(jì)值，其 中C為多徑功率鐠的最大值，r為多徑時(shí)延。所述步驟A所述信道估計(jì)值是通過下述公式計(jì)算出的<formula>formula see original document page 9</formula>其中，N是接收到的高斯白噪聲，NX卩'是信道估計(jì)中由于N引入的噪聲分量，下標(biāo)P表示導(dǎo)頻所在子栽波序號，Hp是導(dǎo)頻處的信道估計(jì)值，1f為所述 頻域上的信道估計(jì)值。
所述步驟D包括DlOl、根據(jù)所述最大時(shí)延和均方根時(shí)延的估計(jì)值，利用公式l<formula>formula see original document page 10</formula>獲得等價(jià)線性最小平方誤差信道估計(jì)算法需要的自相關(guān)矩陣R冊，其中，N是 頻域上的子載波個(gè)數(shù)，m、 n是信道自相關(guān)矩陣R冊的下標(biāo)，用來表示矩陣的元素；D102、根據(jù)所述自相關(guān)矩陣R冊，利用公式獲得所述導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)值6"^^,其中，H是頻域上的信道特性，X是發(fā)送端發(fā)射數(shù)據(jù)，H^"為所述頻域上的信道估計(jì)值。 所述步驟D包括D201、根據(jù)所迷最大時(shí)延和均方根時(shí)延的估計(jì)值，利用公式1<formula>formula see original document page 10</formula>獲得插值信道估計(jì)算法需要的數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻間相關(guān)矩陣KH-H'以及導(dǎo)頻和導(dǎo)頻間的自相關(guān)矩陣^A,其中，N是頻域上的子載波個(gè)數(shù)，m、 n是信道自相關(guān)矩 陣R冊的下標(biāo)，用來表示矩陣的元素；D202、根據(jù)所述KHnHf和KHA,利用公式W = RHdH;i (RHpH;> + CT 2 (XXH廣)'和Hu^促,尸=WH w
獲得所述導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)值&雄您^，其中，H是頻域上的信道特性，X是發(fā)送端發(fā)射數(shù)據(jù)，6"'，"為所迷頻域上的信道估計(jì)值。 所迷步驟D包括D301、根據(jù)所述最大時(shí)延和均方根時(shí)延的估計(jì)值，利用公式<formula>formula see original document page 11</formula>
獲得非插值信道估計(jì)算法需要的導(dǎo)頻和導(dǎo)頻間的自相關(guān)矩陣KHA，其中，N是頻域上的子載波個(gè)數(shù)，m、 n是信道自相關(guān)矩陣R冊的下標(biāo)，用來表示矩陣的 元素；D302、根據(jù)所述Kh^，利用公式<formula>formula see original document page 11</formula>
獲得所述導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)值H"鵬八其中，H是頻域上的信道特性，X是發(fā)送端發(fā)射數(shù)據(jù)，H^'為所述頻域上的信道估計(jì)值。本發(fā)明裝置包括第一信道估計(jì)器、傅立葉逆變換單元、最大時(shí)延單元、 均方根時(shí)延單元和第二信道估計(jì)器；所述第一信道估計(jì)器，用于對導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)，得到頻域上的信道 估計(jì)值，并將該信道估計(jì)值發(fā)送到所述傅立葉逆變換單元；所述傅立葉逆變換單元，用于將頻域上的信道估計(jì)值轉(zhuǎn)換為時(shí)域上的信道 估計(jì)值，并將所述時(shí)域上的信道估計(jì)值發(fā)送到所述最大時(shí)延單元；所述最大時(shí)延單元，用于根據(jù)所述時(shí)域上的信道估計(jì)值，設(shè)定噪聲門限， 根據(jù)多徑功率讒的負(fù)指數(shù)分布特性，將噪聲門限對應(yīng)的時(shí)延值作為最大時(shí)延， 并將所述最大時(shí)延和所述噪聲門限發(fā)送給所述均方根時(shí)延單元； 所述均方根時(shí)延單元，用于根據(jù)多徑功率謙的負(fù)指數(shù)分布特性，以及所述 噪聲門限和所述最大時(shí)延的估計(jì)值獲得均方根時(shí)延的估計(jì)值，并將所述最大時(shí)延和均方根時(shí)延發(fā)送給所述第二信道估計(jì)器；所述第二信道估計(jì)器，用于根據(jù)所述最大時(shí)延以及所述均方根時(shí)延，獲得 導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)值。所述最大時(shí)延單元還包括設(shè)定噪聲門限單元，用于根據(jù)多徑功率譜的負(fù)指數(shù)分布特性，設(shè)定噪聲門限。所述第一信道估計(jì)器為最小二乘信道估計(jì)器。所述第二信道估計(jì)器等價(jià)線性最小平方誤差信道估計(jì)器或者插值信道估 計(jì)器或者非插值信道估計(jì)器。本發(fā)明方案，通過在頻域上獲得導(dǎo)頻子栽波處的信道特性后，經(jīng)過快速傅 立葉逆變換將頻域上的信道估計(jì)值變換到時(shí)域上的信道估計(jì)值，利用多徑功率 譜的負(fù)指數(shù)分布的凹函數(shù)特性，設(shè)定噪聲門限，大于這個(gè)噪聲門限的作為有用 徑，小于這個(gè)門限作為噪聲，在有用徑中，根據(jù)多徑功率鐠的負(fù)指數(shù)分布的凹 函數(shù)特性，噪聲門限對應(yīng)的時(shí)延值作為最大時(shí)延，再才艮據(jù)所述噪聲門限和所述 最大時(shí)延，并根據(jù)多徑功率譜的負(fù)指數(shù)分布的凹函數(shù)特性，獲得均方根時(shí)延， 從而可以獲得ELMMSE信道估計(jì)所需要的自相關(guān)矩陣，得到信道估計(jì)值。因 此，采用本發(fā)明方案，通過設(shè)定的噪聲門限以及所述的多徑功率謙的負(fù)指數(shù)分 布特性，獲得所述的最大時(shí)延和均方根時(shí)延，解決了現(xiàn)有技術(shù)無法獲得最大時(shí) 延和均方根時(shí)延的問題，因此采用本發(fā)明方案，與現(xiàn)有技術(shù)相比，使信道估計(jì) 方法具有較低的計(jì)算復(fù)雜度，另夕卜，信道的多徑可以近似為均勻的，各徑的功 率是呈負(fù)指數(shù)分布的，利用該特性獲得信道估計(jì)的方法，具有較好的健壯性， 易于實(shí)現(xiàn)。


圖1為本發(fā)明方法的流程示意圖； 圖2為本發(fā)明方法實(shí)施例的流程示意圖； 圖3為6徑功率鐠的負(fù)指數(shù)分布示意圖； 圖4為本發(fā)明裝置實(shí)施例的結(jié)構(gòu)框圖。
具體實(shí)施方式
本發(fā)明的總體思想為，通過在頻域上獲得導(dǎo)頻子栽波處的信道特性后，經(jīng) 過變換到時(shí)域上信道特性，利用多徑功率i普的負(fù)指數(shù)分布特性，設(shè)定噪聲門限 7'C，其中C為多徑功率譜的最大值，大于這個(gè)噪聲門限的就看作是有用徑，在有用徑中，根據(jù)多徑功率譜的負(fù)指數(shù)分布特性，將所述的噪聲門P艮對應(yīng)的時(shí) 延值作為最大時(shí)延，再根據(jù)最大時(shí)延和噪聲門限礦C,獲得均方根時(shí)延，從而 計(jì)算出ELMMSE信道估計(jì)所需要的自相關(guān)矩陣，得到信道估計(jì)值。 如圖l所示，實(shí)現(xiàn)本發(fā)明所述的一種信道估計(jì)方法包括以下步驟5101、 通過導(dǎo)頻信號和導(dǎo)頻符號獲得頻域上的信道估計(jì)值；5102、 通過傅立葉逆變換將頻域上的信道估計(jì)值變換到時(shí)域上的信道估計(jì)值；5103、 根據(jù)時(shí)域上的信道估計(jì)值，設(shè)定噪聲門限，根據(jù)多徑功率譜的負(fù)指 數(shù)分布特性，將噪聲門限對應(yīng)的時(shí)延值作為最大時(shí)延，并根據(jù)多徑功率譜的負(fù) 指數(shù)分布特性以及噪聲門限和最大時(shí)延，獲得均方根時(shí)延；5104、 根據(jù)最大時(shí)延和均方根時(shí)延獲得導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)值。 如圖2所示，為本發(fā)明方法的一個(gè)具體的實(shí)施例，具體包括以下步驟 S201、利用LS信道估計(jì)算法對導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)；即利用LS信道估計(jì)器依據(jù)公式得到頻域上的信道估計(jì)值& S202、將頻域上的LS信道估計(jì)值^^經(jīng)過傅立葉逆變換變換到時(shí)域上的
信道估計(jì)值；時(shí)域上的信道估計(jì)值，即時(shí)域上的多徑特性，通過傅立葉變換到頻域上多 徑特性，主要體現(xiàn)的就是頻率選擇型衰落特性，當(dāng)在頻域上估計(jì)出某些點(diǎn)的頻 率特性時(shí)，通過傅立葉逆變換變換到時(shí)域上的多徑特性，即可以得到時(shí)域上的 多徑的分布特性，這里的多徑的分布特性主要是指多徑的平均功率。而在這個(gè)變換過程中，會引入噪聲，所以需要設(shè)定一個(gè)噪聲門限，大于這 個(gè)噪聲門限的就看作是有用徑，小于這個(gè)噪聲門限的就看作是噪聲，在選擇最 大時(shí)延時(shí)予以舍棄，于是進(jìn)行步驟S203。5203、 設(shè)定門限值；即在時(shí)域上設(shè)定一個(gè)合適的門限值、并且0《7",那么可得噪聲門限為 ;/.C，其中C為多徑功率譜的最大值，大于這個(gè)噪聲門限的就看作是有用徑。在多徑功率鐠的負(fù)指數(shù)分布中，當(dāng)時(shí)間t變大時(shí)，功率收斂于0，即當(dāng)^很小的時(shí)候，雖然由于噪聲的影響估計(jì)出的、ax可能會比較大，但在OFDM系統(tǒng)中，設(shè)計(jì)要求最大時(shí)延^",一定小于CP長度，所述C尸為正交頻分復(fù)用循環(huán)前綴的長度，所以當(dāng)、"大于CP時(shí)，令^ax等于CP，即^ax的估計(jì)值不會大于CP;均方根時(shí)延r，在多徑功率語的負(fù)指數(shù)分布曲線中，是影響該凹函數(shù)收斂趨勢變化快慢的一個(gè)參量，是u和該點(diǎn)功率值c共同作用的結(jié)果，當(dāng)7很小時(shí)，功率基本收斂于O,此時(shí)即使^ax估計(jì)不是很準(zhǔn)確，對負(fù)指數(shù)分布的收斂趨勢即7，的估計(jì)值的影響也不大。5204、 計(jì)算最大時(shí)延的估計(jì)值； 基于步驟S203的分析，可得公式<formula>formula see original document page 14</formula>其中Ttapi一為第i條有用徑的時(shí)延，CP為正交頻分復(fù)用循環(huán)前綴的長度，T為采 樣時(shí)間；
即在有用徑中，根據(jù)噪聲門限值;7.C對應(yīng)的時(shí)延值，可得到最大時(shí)延、》的
估計(jì)值，而噪聲門限t; . C即為該最大時(shí)延T,對應(yīng)的功率值Pw ;
由于在OFDM系統(tǒng)中，為了克服符號間干擾，要求在設(shè)計(jì)OFDM符號時(shí)， 其循環(huán)前綴的長度C尸要大于最大多徑時(shí)延r,，所以，可以假設(shè)所有多徑都限 定在CP范圍內(nèi)，即在CP長度范圍內(nèi)，大于噪聲門限的采樣點(diǎn)都看作是有用徑， 其它徑看作為噪聲徑，則在有用徑中，對應(yīng)最大功率的采樣時(shí)間點(diǎn)即為最大多 徑時(shí)延。
S205、計(jì)算均方根時(shí)延的估計(jì)值；
由頻域到時(shí)域變換后，由于采樣和噪聲的影響，各采樣點(diǎn)上的功率可以看
作是連續(xù)分布的。當(dāng)設(shè)定噪聲門限^'C后，湘沐有用徑的原則是功率大于該噪 聲門限的都是有用徑，所以在有用徑中的最大時(shí)延點(diǎn)的功率值就是最小功率， 即噪聲門限值，因此可有公式
即根據(jù)多徑功率謙的負(fù)指數(shù)分布特性和所述的最大時(shí)延的估計(jì)值，即可獲得均 方根時(shí)延r，的估計(jì)值，其中C為多徑功率i普的最大值，r為多徑時(shí)延；
其中所述多徑功率譜的分布，體現(xiàn)了時(shí)域上每徑平均功率的分布特性，舉 例說明，如圖3所示，為6徑負(fù)指數(shù)分布的多徑功率傳示意圖，由圍3可以看 出，功率可以看作是連續(xù)分布的。在大部分的信道模型中，由于傳輸衰落的影 響，時(shí)延越大，該徑上的功率值越小，基本上都會滿足負(fù)指數(shù)分布或者類似負(fù)
那么再根據(jù)多徑功率譜的負(fù)指數(shù)分布特性，可得公式:
進(jìn)而4隹出7>式:
S206、根據(jù)最大時(shí)延及均方根時(shí)延的估計(jì)值得出信道的自相關(guān)矩陣；
將獲得的最大時(shí)延、雙和均方根時(shí)延"^的估計(jì)值代入背景纟支術(shù)中所述 ELMMSE算法中的公式
<formula>formula see original document page 16</formula>
即可獲得信道的自相關(guān)矩陣K"h。
S207、才艮據(jù)所述自相關(guān)矩陣得出信道估計(jì)值；
根據(jù)所述ELMMSE算法根據(jù)步驟S106中獲得的自相關(guān)矩陣計(jì)算出信道估 計(jì)值。
另外，通過選取自相關(guān)矩陣R冊的對應(yīng)取值，上述方法可以適用于頻域上
的插值信道估計(jì)算法(輔助導(dǎo)頻結(jié)構(gòu))，例如當(dāng)導(dǎo)頻在頻域上是梳狀分布時(shí)， LMMSE信道估計(jì)的加權(quán)因子W的選取為
W-R瑪(R瑪+《(XX?！?)一'
其中Rhdh，為數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻間相關(guān)矩陣部分，Hn和Hp分別為數(shù)據(jù)所在子栽波和導(dǎo)
頻所在子載波位置的集合。^-h，大小為NdxNp, Nd為數(shù)據(jù)所占子栽波數(shù)，
Np為導(dǎo)頻所占子載波數(shù)。KH^為導(dǎo)頻和導(dǎo)頻間的自相關(guān)矩陣部分，選取辦法
和Kh具相同。《為高斯白噪聲的噪聲方差。這樣即完成了頻域上由導(dǎo)頻到數(shù) 據(jù)部分信道特性的插值。
同樣此方法也可以適用于非插值信道估計(jì)算法，即當(dāng)導(dǎo)頻符號在頻域上采 用塊狀分布時(shí)，w為
矩陣選取方法與所述插值信道估計(jì)算法中的矩陣選取方法相同。這樣就可 以獲得導(dǎo)頻子載波處的ELMMSE信道估計(jì)值。
如圖4所示， 一種與本發(fā)明方法相應(yīng)的信道估計(jì)裝置的實(shí)施例，其具體包
括最小二乘信道估計(jì)器401、傅立葉逆變換單元402、最大時(shí)延單元403、均
方根時(shí)延單元404及線性最小平方誤差信道估計(jì)器405。 所述最大時(shí)延單元403還包括設(shè)定噪聲門限單元4031。 所述最小二乘信道估計(jì)器401,根據(jù)最小二乘信道估計(jì)算法對導(dǎo)頻序列進(jìn)
行信道估計(jì)，得到頻域上的信道估計(jì)值，并將該信道估計(jì)值發(fā)送給所迷傅立葉
逆變換單元?dú)g
所述傅立葉逆變換單元402,接收所述最小二乘信道估計(jì)器401發(fā)送的所 述頻域上的信道估計(jì)值，并將該頻域上的信道估計(jì)值利用快速傅立葉逆變換變 換為時(shí)域上的信道估計(jì)值，從而可獲得多徑的平均功率，并把所述多徑的平均 功率發(fā)送給所述最大時(shí)延單元403;
所述最大時(shí)延單元403，接收所述多徑的平均功率；
所述的設(shè)定噪聲門限單元4031,根據(jù)所述多徑的平均功率，在時(shí)域上設(shè)定 一個(gè)合適的門限值"，并且"""，于是可得噪聲門限為7.C,其中c為多徑功
率謙的最大值，大于這個(gè)噪聲門限的就看作是有用徑，小于這個(gè)噪聲門限的就 看作是噪聲；
在OFDM系統(tǒng)中，設(shè)計(jì)要求最大時(shí)延匸，一定小于CP長度，所述C^為正
交頻分復(fù)用循環(huán)前綴的長度，所以當(dāng)r,大于CP時(shí)，令r,等于CP,即t,的 估計(jì)值不會大于CP，于是可得公式
其中t啤'為第i條有用徑的時(shí)延，CP為正交頻分復(fù)用循環(huán)前綴的長度，T 為釆樣時(shí)間；
即根據(jù)功率鐠的負(fù)指數(shù)分布特性，最小功率對應(yīng)的時(shí)延最大，因此所述噪
聲門限對應(yīng)的時(shí)延，即為最大時(shí)延、ax的估計(jì)值。
將所述最大時(shí)延r,的估計(jì)值和設(shè)定的噪聲門限7.C發(fā)送給所述均方根時(shí) 延單元404。
均方根時(shí)延單元404，接收所述最大時(shí)延^"的估計(jì)值和設(shè)定的嗓聲門限
由頻域到時(shí)域變換后，由于采樣和噪聲的影響，各采樣點(diǎn)上的功率可以看
作是連續(xù)分布的，那么當(dāng)設(shè)定了噪聲門限"'c后，在有用徑中的最大時(shí)延點(diǎn)的 功率值C就是最小功率，即噪聲門限值礦C，因此可有公式
其中C為多徑功率鐠的最大值，r為多徑時(shí)延，從而獲得均方根時(shí)延^的估計(jì)
其中所述多徑功率譜的負(fù)指數(shù)分布，體現(xiàn)了時(shí)域上每徑平均功率的分布特 性，每徑平均功率可以看作是連續(xù)分布的，在大部分的信道模型中，由于傳輸 衰落的影響，時(shí)延越大，該徑上的功率值越小，基本上都會滿足負(fù)指數(shù)分布或
者類似負(fù)指數(shù)分布，所以可有公式尸("-C'e
將所述最大時(shí)延7,和均方根時(shí)延7，的估計(jì)值發(fā)送給所述等價(jià)線性最小 平方誤差信道估計(jì)器405。
等價(jià)線性最小平方誤差信道估計(jì)器405,接收所述最大時(shí)延f""和均方根時(shí) 延匸，的估計(jì)值；
根椐所述最大時(shí)延""自和均方根時(shí)延r，的估計(jì)值利用ELMMSE算法中的
根據(jù)多徑功率i普的負(fù)指數(shù)分布特性，可得公式:
因此可推出公式:
公式
<formula>formula see original document page 19</formula>荻得信道的自相關(guān)矩陣；
基于所述自相關(guān)矩陣，再根據(jù)所述ELMMSE算法計(jì)算出信道估計(jì)值。 綜上所述，本發(fā)明所述的一種信道估計(jì)裝置的總體工作過程如下 導(dǎo)頻序列經(jīng)過最小二乘信道估計(jì)器401進(jìn)行信道估計(jì)，得出頻域上的信道 估計(jì)值，再經(jīng)過傅立葉逆變換單元402將所述頻域上的信道估計(jì)值經(jīng)傅立葉逆 變換變換到時(shí)域上的信道估計(jì)值，即多徑的平均功率，將該時(shí)域上的多徑的平 均功率發(fā)送到最大時(shí)延單元403，所述最大時(shí)延單元403中的設(shè)定噪聲門限單 元4031根據(jù)所述多徑的平均功率，設(shè)定噪聲門限77《，選取有用徑，并在有用 徑內(nèi)獲得最大時(shí)延、"的估計(jì)值，并將該7,的估計(jì)值和噪聲門限值『C發(fā)送到 均方根時(shí)延單元404，所述均方根時(shí)延單元404根據(jù)所述7^的估計(jì)值和噪聲門
限值7'C獲得均方根時(shí)延^的估計(jì)值，并將所述最大時(shí)延7,和均方根時(shí)延7， 的估計(jì)值發(fā)送到等價(jià)線性最小平方誤差信道估計(jì)器405，所述等價(jià)線性最小平
方誤差信道估計(jì)器405才艮據(jù)所述T,以及所述^計(jì)算出信道的自相關(guān)矩陣，從 而獲得信道估計(jì)值。
另外，上述系統(tǒng)中所述的等價(jià)線性最小平方誤差信道估計(jì)器可以由插值信 道估計(jì)器替換，利用插值信道估計(jì)算法，根據(jù)所述均方根時(shí)延單元發(fā)送的所述 最大時(shí)延以及均方根時(shí)延獲得的自相關(guān)矩陣，從而獲得信道估計(jì)值；所述的等 價(jià)線性最小平方誤差信道估計(jì)器也可以由非插值信道估計(jì)器替換，利用非插值 信道估計(jì)算法，根據(jù)所述均方根時(shí)延單元發(fā)送的所述最大時(shí)延以及均方根時(shí)延 獲得的自相關(guān)矩陣，從而獲得信道估計(jì)值。顯然，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以對本發(fā)明進(jìn)行各種改動和變型而不脫離本發(fā) 明的精神和范圍。這樣，倘若本發(fā)明的這些修改和變型屬于本發(fā)明權(quán)利要求及 其等同技術(shù)的范圍之內(nèi)，則本發(fā)明也意圖包含這些改動和變型在內(nèi)。
權(quán)利要求
1、一種信道估計(jì)方法，其特征在于，包括以下步驟A、通過導(dǎo)頻信號和導(dǎo)頻符號獲得頻域上的信道估計(jì)值；B、通過傅立葉逆變換將所述頻域上的信道估計(jì)值變換到時(shí)域上的信道估計(jì)值；C、根據(jù)所述時(shí)域上的信道估計(jì)值，設(shè)定噪聲門限，根據(jù)多徑功率譜的負(fù)指數(shù)分布特性，將噪聲門限對應(yīng)的時(shí)延值作為最大時(shí)延，并根據(jù)多徑功率譜的負(fù)指數(shù)分布特性以及噪聲門限和最大時(shí)延，獲得均方根時(shí)延；D、根據(jù)所述最大時(shí)延和均方根時(shí)延獲得導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)值。
2、 如權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于，所述步驟C包括 Cl、根據(jù)所述多徑的平均功率，設(shè)定門限"，且0《""；C2、根據(jù)所述門限、得到噪聲門限^'C，其中C為多徑功率謙的最大值；C3 、取大于所述噪聲門限"'C的為有用徑，利用公式，鵬=max (r豐} ， max (r豐卜C尸* r獲得最大時(shí)延r,的估計(jì)值，其中，、'為第i條有用徑的時(shí)延，CP為正交頻分 復(fù)用循環(huán)前綴的長度，T為采樣時(shí)間；C4、根據(jù)多徑功率譜的負(fù)指數(shù)分布特性，利用公式^-"'C和義P^) = C'e 得到公式7""5= ^"("),即得到均方根時(shí)延7，的估計(jì)值，其 中C為多徑功率"i普的最大值，r為多徑時(shí)延。
3、如權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于，所述步驟A所述信道估計(jì)值 是通過下述公式計(jì)算出的<formula>formula see original document page 2</formula>其中，N是接收到的高斯白噪聲，NX-p'是信道估計(jì)中由于N引入的噪聲分量，下標(biāo)P表示導(dǎo)頻所在子載波序號，Hp是導(dǎo)頻處的信道估計(jì)值，H"P為所述頻域上的信道估計(jì)值。
4、如權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于，所述步驟D包括 D101、 4艮據(jù)所述最大時(shí)延和均方根時(shí)延的估計(jì)值，利用公式<formula>formula see original document page 3</formula>獲得等價(jià)線性最小平方誤差信道估計(jì)算法需要的自相關(guān)矩陣R朋，其中，N是頻域上的子栽波個(gè)數(shù)，m、 n是信道自相關(guān)矩陣R冊的下標(biāo)，用來表示矩陣的元 素；D102、根據(jù)所述自相關(guān)矩陣R冊，利用公式<formula>formula see original document page 3</formula>獲得所述導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)值H濕征、其中，H是頻域上的信道特性，X是發(fā)送端發(fā)射數(shù)據(jù)，H"J為所述頻域上的信道估計(jì)值。
5、如權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于，所述步驟D包括 D201、 4艮據(jù)所述最大時(shí)延和均方根時(shí)延的估計(jì)值，利用公式<formula>formula see original document page 3</formula>獲得插值信道估計(jì)算法需要的數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻間相關(guān)矩陣RH為以及導(dǎo)頻和導(dǎo)頻間的自相關(guān)矩陣RH^，其中，N是頻域上的子載波個(gè)數(shù)，m、 n是信道自相關(guān)矩 陣R冊的下標(biāo)，用來表示矩陣的元素；D202、根據(jù)所述Rh。h-和Rha ，利用公式W = RHdHp (RHpHp +《(XXW)-'和H歸"=WIW獲得所述導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)值6鵬征j'，其中，H是頻域上的信道特性，X是發(fā)送端發(fā)射數(shù)據(jù)，H^為所述頻域上的信道估計(jì)值。
6、如權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于，所述步驟D包括步驟 D301、根據(jù)所述最大時(shí)延和均方根時(shí)延的估計(jì)值，利用公式1<formula>formula see original document page 4</formula>獲得非插值信道估計(jì)算法需要的導(dǎo)頻和導(dǎo)頻間的自相關(guān)矩陣rh為，其中，N 是頻域上的子載波個(gè)數(shù)，m、 n是信道自相關(guān)矩陣R冊的下標(biāo)，用來表示矩陣的 元素；D302、根據(jù)所述K^h。利用公式W = RH a (RHpHp + a"2 (XX" )-1 )一'和fi腹矽=Wfiu,獲得所述導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)值&，征j'，其中，H是頻域上的信道特性，X是發(fā)送端發(fā)射數(shù)據(jù)，H^為所述頻域上的信道估計(jì)值。
7、 一種信道估計(jì)裝置，其特征在于，包括第一信道估計(jì)器、傅立葉逆 變換單元、最大時(shí)延單元、均方根時(shí)延單元和第二信道估計(jì)器；所述第一信道估計(jì)器，用于對導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)，得到頻域上的信道 估計(jì)值，并將該信道估計(jì)值發(fā)送到所述傅立葉逆變換單元；所述傅立葉逆變換單元，用于將頻域上的信道估計(jì)值轉(zhuǎn)換為時(shí)域上的信道 估計(jì)值，并將所述時(shí)域上的信道估計(jì)值發(fā)送到所述最大時(shí)延單元；所述最大時(shí)延單元，用于根據(jù)所述時(shí)域上的信道估計(jì)值，設(shè)定噪聲門限，根據(jù)多徑功率鐠的負(fù)指數(shù)分布特性，將噪聲門限對應(yīng)的時(shí)延值作為最大時(shí)延，并將所述最大時(shí)延和所述噪聲門P艮發(fā)送給所述均方根時(shí)延單元；所述均方根時(shí)延單元，用于根據(jù)多徑功率譜的負(fù)指數(shù)分布特性，以及所述噪聲門限和所述最大時(shí)延的估計(jì)值獲得均方根時(shí)延的估計(jì)值，并將所述最大時(shí)延和均方根時(shí)延發(fā)送給所迷第二信道估計(jì)器；所迷第二信道估計(jì)器，用于根據(jù)所述最大時(shí)延以及所述均方根時(shí)延，獲得導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)值。
8、 如權(quán)利要求7所述的裝置，其特征在于，所述最大時(shí)延單元還包括 設(shè)定噪聲門限單元，用于根據(jù)多徑功率語的負(fù)指數(shù)分布特性，設(shè)定噪聲門限。
9、 如權(quán)利要求7所述的裝置，其特征在于，所述第一信道估計(jì)器為最小 二乘信道估計(jì)器。
10、 如權(quán)利要求7所述的裝置，其特征在于，所述第二信道估計(jì)器為等價(jià) 線性最小平方誤差信道估計(jì)器或者插值信道估計(jì)器或者非插值信道估計(jì)器。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種信道估計(jì)方法及裝置，用以解決現(xiàn)有技術(shù)中信道估計(jì)方法過于復(fù)雜，信道估計(jì)值誤差大，以及無法得到最大時(shí)延和均方根時(shí)延，只能停留在理論領(lǐng)域，無法實(shí)際應(yīng)用的問題。本發(fā)明方法包括步驟通過導(dǎo)頻信號和導(dǎo)頻符號獲得頻域上的信道估計(jì)值；通過傅立葉逆變換將所述頻域上的信道估計(jì)值變換到時(shí)域上的信道估計(jì)值；根據(jù)所述時(shí)域上的信道估計(jì)值，設(shè)定噪聲門限，根據(jù)多徑功率譜的負(fù)指數(shù)分布特性，將噪聲門限對應(yīng)的時(shí)延值作為最大時(shí)延，并根據(jù)多徑功率譜的負(fù)指數(shù)分布特性以及噪聲門限和最大時(shí)延，獲得均方根時(shí)延；根據(jù)所述最大時(shí)延和均方根時(shí)延獲得導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)值。本發(fā)明用于導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)。
文檔編號H04L27/26GK101127745SQ20061011242
公開日2008年2月20日 申請日期2006年8月16日 優(yōu)先權(quán)日2006年8月16日
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