專利名稱：一種對ofdm多載波信號時頻調(diào)制解調(diào)的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線傳輸領(lǐng)域，特別涉及一種對OFDM多載波信號時頻調(diào)制解調(diào)的方法和裝置。
背景技術(shù)：
數(shù)字電視廣播是當(dāng)前廣播領(lǐng)域的研究和應(yīng)用熱點，不少國家已經(jīng)相繼推出自己的數(shù)字電視廣播系統(tǒng)，主要的工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)有北美的高級電視系統(tǒng)委員會(Advanced Television System Committee，ATSC)數(shù)字電視標(biāo)準(zhǔn)、歐洲的數(shù)字視頻廣播(Digital Video Broadcasting，DVB-T)標(biāo)準(zhǔn)、日本的陸地集成數(shù)字廣播服務(wù)(Terrestrial Integrated Services Digital Broadcasting，ISDB-T)標(biāo)準(zhǔn)和中國的地面數(shù)字多媒體廣播系統(tǒng)(Satellite Digital Multimedia Broadcasting，DMB-T)標(biāo)準(zhǔn)。
歐洲的DVB-T標(biāo)準(zhǔn)、日本的ISDB-T標(biāo)準(zhǔn)和中國的DMB-T標(biāo)準(zhǔn)都采用正交頻分復(fù)用(OFDM)多載波調(diào)制技術(shù)。OFDM是一種高效的數(shù)據(jù)傳輸方式，其基本思想是在頻域內(nèi)將給定信道分成許多正交子信道，在每個子信道上使用一個子載波進(jìn)行調(diào)制，并且各子載波并行傳輸。這樣，盡管總的信道是非平坦的，具有頻率選擇性，但是每個子信道的頻帶很窄，因而是相對平坦的，在每個子信道上進(jìn)行的是窄帶傳輸，信號帶寬小于信道的相應(yīng)帶寬，因此就可以大大消除信號波形間的干擾。OFDM相對于一般的多載波傳輸?shù)牟煌幨撬试S子載波頻譜部分重疊，只要滿足子載波間相互正交，則可以從混疊的子載波上分離出數(shù)據(jù)信號，因而其頻譜效率大大提高，是一種高效的調(diào)制方式。但是OFDM技術(shù)也存在缺點OFDM技術(shù)區(qū)分各個子信道的方法是利用各個子載波之間嚴(yán)格的正交性，頻偏和相位噪聲會使各個子載波之間的正交特性惡化，僅僅1％的頻偏就會使信噪比下降30dB。因此，OFDM系統(tǒng)對頻偏和相位噪聲比較敏感。
通常在同一子載波的相鄰OFDM符號之間留有保護(hù)間隔以避免符號間干擾。為了能夠有效地對OFDM信號中可能存在的時域偏差和頻域偏差進(jìn)行估計和校正，在DMB-T標(biāo)準(zhǔn)中采取的做法是在每一個OFDM符號前的保護(hù)間隔內(nèi)插入一段偽隨機(jī)(PN)序列，接收端則利用該P(yáng)N序列做滑動相關(guān)，在時域上完成快速同步，同時通過PN序列在時域上也可完成信道估計和頻偏校正。
但是，這種方案存在以下不足由于保護(hù)間隔比OFDM的符號長度小得多，即PN序列比OFDM符號小得多，為了達(dá)到較佳的同步性能，目前的做法是對多個PN序列的相關(guān)值求和，但這樣會增加計算的復(fù)雜度，導(dǎo)致同步速度變慢；同樣地，頻偏估計和校正也存在著計算比較復(fù)雜，速度較慢的問題。另外，在保護(hù)間隔內(nèi)插入PN還可能引入干擾。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的目的在于提出一套對OFDM多載波信號進(jìn)行時頻調(diào)制解調(diào)的方法，該方法在降低接收機(jī)的復(fù)雜程度的同時，加快了同步、頻偏估計和校正的速度，并且也避免了插入PN方式可能引入的干擾。
本發(fā)明的方案包括調(diào)制過程和解調(diào)過程，其中調(diào)制過程包括以下幾個步驟A1、在以O(shè)FDM符號為單位的用戶數(shù)據(jù)內(nèi)部插入連續(xù)導(dǎo)頻和離散導(dǎo)頻；B1、對插入導(dǎo)頻后的OFDM符號進(jìn)行快速逆傅立葉變換IFFT，得到IFFT數(shù)據(jù)塊；C1、在一個以上IFFT數(shù)據(jù)塊組成的數(shù)據(jù)幀前插入訓(xùn)練符號，訓(xùn)練符號有循環(huán)前綴；解調(diào)過程包括以下幾個步驟A2、將當(dāng)前采集到的信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，并對該數(shù)字信號進(jìn)行時間粗同步；B2、對時間粗同步后的數(shù)字信號進(jìn)行小數(shù)頻偏估計和校正以及整數(shù)頻偏估計和校正；C2、對步驟B2處理后的數(shù)字信號進(jìn)行時間精同步。
步驟A1中所述設(shè)置離散導(dǎo)頻和連續(xù)導(dǎo)頻的方法為離散導(dǎo)頻在幀內(nèi)周期分布；最小和最大子載波承載連續(xù)導(dǎo)頻，其他連續(xù)導(dǎo)頻隨機(jī)分布，且保證每個符號的導(dǎo)頻總數(shù)，即離散導(dǎo)頻數(shù)+連續(xù)導(dǎo)頻數(shù)相等。
所設(shè)置的離散導(dǎo)頻位置為[s，k]，s為符號數(shù)，k為子載波數(shù)，其中k＝Nf×(smodNt)+(Nf×Nt)×m，k∈[Nmin，Nmax]，Nf為離散導(dǎo)頻在頻域上的間隔，Nt為離散導(dǎo)頻在時域上的間隔，m為連續(xù)取值的整數(shù)，Nmin為最小子載波數(shù)，Nmax為最大子載波數(shù)。
在步驟B1和步驟C1之間還可以進(jìn)一步包括在相鄰OFDM符號之間的保護(hù)間隔內(nèi)插0。
步驟A2中所進(jìn)行的時間粗同步為設(shè)ri為數(shù)字信號，其中下標(biāo)i表示訓(xùn)練符號的起始位置，嘗試接收的數(shù)字信號不同的訓(xùn)練符號的起始位置，計算信號的相關(guān)系數(shù)xn=Σi=0N/2-1r*(n+i)r(n+i+N/2),]]>當(dāng)相關(guān)系數(shù)的絕對值最大時，確定符號的起始位置ncoar=maxn|xn|,]]>其中p表示訓(xùn)練符號，N為訓(xùn)練符號的長度。
步驟B2具體為，先對時間粗同步后的數(shù)字信號進(jìn)行小數(shù)頻偏估計和校正，再將校正后的信號進(jìn)行快速傅立葉變換FFT，然后再將FFT變換后的信號進(jìn)行整數(shù)頻偏估計，再用估計出來的整數(shù)頻偏值對小數(shù)頻偏校正后的數(shù)據(jù)做整數(shù)頻偏校正。
所述小數(shù)頻偏估計的具體做法為確定好符號的起始位置后，求出該起始位置對應(yīng)的相關(guān)系數(shù)的反余切值，由該比值乘上一個因子可以得到小數(shù)頻偏值。
所述時間精同步的具體做法為將數(shù)據(jù)信號與已知訓(xùn)練符號作序列相關(guān)yn=Σirn+1·p*i,]]>其中pi為已知的訓(xùn)練符號序列，n為嘗試的時間精同步的起始位置，并且n∈[Fcoar-TfineSearch，ncoar+TfineSearch]，ncoar為時間粗同步得到的訓(xùn)練符號的起始位置，TfineSearch為時間精同步搜索的范圍，r′n+i為經(jīng)過頻偏校正后的接收信號，設(shè)yny,max為序列相關(guān)yn的最大值，coef為設(shè)定的首徑與最強(qiáng)徑的比值，則精同步結(jié)果為nfine=minn|yn-coef×|ynymax||.]]>。
本發(fā)明的另一目的在于，提出一種利用上述方法進(jìn)行時頻調(diào)制解調(diào)裝置，包括位于發(fā)射機(jī)的調(diào)制裝置和位于接收機(jī)的解調(diào)裝置，其中調(diào)制裝置進(jìn)一步包括插導(dǎo)頻模塊，用于接收以O(shè)FDM符號為單位的用戶數(shù)據(jù)，并在用戶數(shù)據(jù)中插入連續(xù)導(dǎo)頻和離散導(dǎo)頻；逆快速傅立葉變換模塊，用于對來自插導(dǎo)頻模塊插導(dǎo)頻模塊的OFDM符號進(jìn)行逆快速傅立葉變換，并將變換后得到信號發(fā)送到插零模塊；插零模塊，用于對收到的信號插零；插訓(xùn)練符號和循環(huán)前綴模塊，用于對來自插零模塊的信號插入訓(xùn)練符號和循環(huán)前綴，并輸出超幀信號。
解調(diào)裝置進(jìn)一步包括模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊，用于將收到的信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，并將轉(zhuǎn)換后的信號發(fā)送給時間同步模塊；時間同步模塊，用于對來自模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的信號進(jìn)行時間粗同步和將來自頻偏校正模塊的信號進(jìn)行時間精同步，并將時間精同步后的信號輸出；頻偏估計模塊，用于對來自時間同步模塊的信號進(jìn)行小數(shù)頻偏估計，對來自頻偏校正模塊的信號進(jìn)行整數(shù)頻偏估計；頻偏校正模塊，用于對來自頻偏估計模塊的信號進(jìn)行小數(shù)頻偏校正或整數(shù)頻偏校正。
較佳地，所述的調(diào)制裝置和解調(diào)裝置由數(shù)字信號處理器(DSP)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)或?qū)ｉT的芯片實現(xiàn)。
從以上方案可以看出，本發(fā)明方法中是把每個幀的第一個訓(xùn)練符號作為時間同步和頻域估計用的相同數(shù)據(jù)，其長度比保護(hù)間隔要長得多，在進(jìn)行相關(guān)長度的計算時效果要好得多，由于對多個相關(guān)值求和就可以達(dá)到較佳的同步和頻偏估計效果，所以本發(fā)明的方法計算簡單，同步和頻偏估計速度快。由于本發(fā)明在保護(hù)間隔內(nèi)插0，即不發(fā)送信號，因此避免了插入PN方式可能引入的干擾，同時也可降低信號發(fā)射功率。平均來說，在解調(diào)性能不變的前提下，發(fā)射功率比現(xiàn)有技術(shù)節(jié)省5％-20％。


圖1示出了本發(fā)明中OFDM數(shù)據(jù)幀的結(jié)構(gòu)圖；圖2示出了本發(fā)明中在一個數(shù)據(jù)幀的OFDM的符號內(nèi)插入連續(xù)導(dǎo)頻和離散導(dǎo)頻的示意圖；圖3為本發(fā)明的調(diào)制裝置示意圖；圖4為本發(fā)明的調(diào)制過程流程圖；圖5為本發(fā)明的解調(diào)裝置示意圖；圖6為本發(fā)明的解調(diào)過程流程圖。
具體實施例方式
為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚，下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作進(jìn)一步的詳細(xì)描述。
圖1示出了本發(fā)明中OFDM數(shù)據(jù)幀的結(jié)構(gòu)圖。101是OFDM符號，以下簡稱為符號，是數(shù)據(jù)的基本單元，在符號內(nèi)的子載波上按照一定方法設(shè)置離散導(dǎo)頻和連續(xù)導(dǎo)頻；102是在相鄰符號之間插入的保護(hù)間隔，在本發(fā)明中，保護(hù)間隔內(nèi)信號為0，即不發(fā)射信號；103為多個符號以及這些符號之間的保護(hù)間隔組成的一個數(shù)據(jù)幀；104為在每個數(shù)據(jù)幀頭部插入的訓(xùn)練符號(preamble)，訓(xùn)練符號包含循環(huán)前綴105，若干個數(shù)據(jù)幀形成超幀信號。
本發(fā)明中符號內(nèi)的子載波上連續(xù)導(dǎo)頻和離散導(dǎo)頻的具體設(shè)置方式是這樣的符號內(nèi)插入的離散導(dǎo)頻的位置為[s，k]，s為符號數(shù)，k為子載波數(shù)，其中k＝Nf×(s modNt)+(Nf×Nt)×m，k∈[Nmin，Nmax]，Nf為離散導(dǎo)頻在頻域上的間隔，Nt為離散導(dǎo)頻在時域上的間隔，兩者都可以取任意正整數(shù)值，m為連續(xù)取值的正整數(shù)，Nmin為最小子載波數(shù)，Nnax為最大子載波數(shù)。連續(xù)導(dǎo)頻在不同符號上連續(xù)，除了k＝Nmin和Nmax外，連續(xù)導(dǎo)頻的位置在離散導(dǎo)頻的子載波上隨機(jī)取值，但要保證每個符號上的導(dǎo)頻總數(shù)相等，這里導(dǎo)頻總數(shù)＝連續(xù)導(dǎo)頻數(shù)+離散導(dǎo)頻數(shù)。
下面舉例說明本發(fā)明中連續(xù)導(dǎo)頻和離散導(dǎo)頻的設(shè)置方法。圖2為一個數(shù)據(jù)幀內(nèi)插入導(dǎo)頻的示意圖，圖中每一列代表一個子載波，每一行代表一個符號。其中同心圓表示訓(xùn)練符號，黑色實心圓表示連續(xù)導(dǎo)頻，黑色三角表示離散導(dǎo)頻，而空心圓圈表示所要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。設(shè)Nt＝3，Nf＝3，則離散導(dǎo)頻在第一個符號上的子載波數(shù)為{1，10，19，28，...}，在第二個符號上的子載波數(shù)為{4，13，22，31，...}，在第三個符號上的子載波數(shù)為{7，16，25，34，...}，離散導(dǎo)頻在符號上以三個符號為周期重復(fù)，即在第四個符號上的離散導(dǎo)頻與第一個符號一致，第五個符號與第二個符號一致，依次類推。當(dāng)離散導(dǎo)頻和連續(xù)導(dǎo)頻在某個位置重合時，該位置上表示一個導(dǎo)頻。由于第一個子載波和最后一個子載波已經(jīng)確定為連續(xù)導(dǎo)頻，并且每個符號上離散導(dǎo)頻和連續(xù)導(dǎo)頻重合的情況不一致，所以在未增加其它連續(xù)導(dǎo)頻前，每個符號上的導(dǎo)頻總數(shù)有可能不一致，為了使每個符號上的導(dǎo)頻總數(shù)保持一致，采取如下措施在上述導(dǎo)頻的設(shè)置方式中，第二個符號比第一、三個符號多一個導(dǎo)頻，則增加一個連續(xù)導(dǎo)頻，如帶陰影的圓圈所示，位置在第4個子載波上；這樣第二個符號上的導(dǎo)頻總數(shù)不增加，而第一、三個符號上的導(dǎo)頻總數(shù)都增加一個，每個符號上的導(dǎo)頻總數(shù)保持一致。滿足上述條件的前提下，其他連續(xù)導(dǎo)頻的位置隨機(jī)取值，如圖2中除上述兩種方式設(shè)置的連續(xù)導(dǎo)頻外，用陰影圓圈表示的新增隨機(jī)連續(xù)導(dǎo)頻位置分別為第6、9和14個子載波，當(dāng)然也可選取其他隨機(jī)位置，連續(xù)導(dǎo)頻的取值范圍為有效子載波的集合，在有效子載波的集合內(nèi)隨機(jī)取值，只要保證每個符號的導(dǎo)頻總數(shù)一致，這樣有利于進(jìn)行整數(shù)頻偏估計。
為實現(xiàn)上述調(diào)制過程，在OFDM信號發(fā)射機(jī)上需要采用本發(fā)明方案的調(diào)制裝置來完成對OFDM信號的調(diào)制，如圖3所示，該調(diào)制裝置由四個功能模塊所組成，包括插導(dǎo)頻模塊、逆快速傅立葉變換((IFFT)模塊、插零模塊以及插訓(xùn)練符號和循環(huán)前綴模塊，圖中所標(biāo)箭頭表示OFDM信號發(fā)送的方向。具體實現(xiàn)方式可以由DSP、FPGA或者專用芯片來實現(xiàn)相應(yīng)的功能。
本發(fā)明信號發(fā)射端的調(diào)制過程如圖4所示，具體如下步驟401在以符號為單位的用戶數(shù)據(jù)中，由插導(dǎo)頻模塊按照如前所述的方式插入離散導(dǎo)頻和連續(xù)導(dǎo)頻，處理完畢后將數(shù)據(jù)發(fā)送到IFFT模塊；步驟402IFFT模塊對插入導(dǎo)頻后的數(shù)據(jù)進(jìn)行IFFT，將頻域子載波上的數(shù)據(jù)變換成時域的IFFT數(shù)據(jù)塊，處理完畢后將IFFT數(shù)據(jù)塊發(fā)送到插零模塊；步驟403在IFFT數(shù)據(jù)塊的保護(hù)間隔內(nèi)插0，即由插零模塊將IFFT變換后的OFDM符號之間在時域上彼此分開，符號和符號之間不發(fā)射信號，間隔長度即為保護(hù)間隔，處理完畢后將信號送到插訓(xùn)練符號和循環(huán)前綴模塊；步驟404插訓(xùn)練符號和循環(huán)前綴模塊將插0后若干個符號形成的數(shù)據(jù)幀前插入訓(xùn)練符號和循環(huán)前綴。
在完成這四個步驟后形成超幀信號發(fā)送到傳輸信道。接收端收到超幀信號后，經(jīng)過一系列解調(diào)步驟，再將信號恢復(fù)成以符號為單位的用戶數(shù)據(jù)。為實現(xiàn)解調(diào)操作，在接收機(jī)設(shè)備上需要采用本發(fā)明方案的解調(diào)裝置對接收的信號進(jìn)行解調(diào)，如圖5所示，該解調(diào)裝置由4個功能模塊組成，包括模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊、時間同步模塊、頻偏估計模塊和頻偏校正模塊，圖中所標(biāo)箭頭表示信號傳遞的方向。同發(fā)射機(jī)上的調(diào)制裝置一樣，該解調(diào)裝置也可用DSP、FPGA或?qū)Ｓ眯酒瑏韺崿F(xiàn)。具體解調(diào)步驟如圖6所示步驟601模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊將接收到的信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，處理完畢后將信號發(fā)送到時間同步模塊；步驟602時間同步模塊對該數(shù)字信號進(jìn)行時間粗同步，處理完畢后將信號發(fā)送到頻偏估計模塊。時間粗同步處理具體為假設(shè)訓(xùn)練符號為pi，N為訓(xùn)練符號的長度，設(shè)接收信號為ri，嘗試不同的起始位置n，計算訓(xùn)練符號的相關(guān)系數(shù)xn=Σi=0N/2-1r*(n+i)r(n+i+N/2)---(1)]]>當(dāng)相關(guān)系數(shù)的絕對值最大時，即確定符號的起始位置ncoar=maxn|xn|.---(2)]]>公式(2)等式右邊的意義為當(dāng)|xn|取最大值時對應(yīng)的n，n為嘗試的訓(xùn)練符號的起始位置。取值范圍可根據(jù)實際接收數(shù)據(jù)情況調(diào)整，只要能保證訓(xùn)練符號的起始位置ncoar出現(xiàn)在該范圍內(nèi)即可。
步驟603頻偏估計模塊利用公式(4)對收到的信號計算小數(shù)頻偏ΔfF′=-1πarg[Σi=n′n′+(N/2-1)xi]---(3)]]>處理完成后將信號以及頻偏估計的結(jié)果送到頻偏校正模塊進(jìn)行校正，小數(shù)頻偏校正的公式如下rn′′+n1=rn′′+n1·e-j2π·n1·ΔfF′/N---(4)]]>n″為要進(jìn)行時間精同步數(shù)據(jù)的起始位置，n1∈
，Nt為要進(jìn)行時間精同步數(shù)據(jù)的長度。處理完畢后再將信號發(fā)送到頻偏估計模塊。
步驟604頻偏估計模塊對收到的信號作整數(shù)頻偏估計，具體為以n″為起始點取N長度的小數(shù)頻偏校正后的數(shù)據(jù)信號做傅立葉變換，設(shè)變換后得到的數(shù)據(jù)信號為Zk，k為子載波數(shù)，首先計算akak＝Z2·k·Z*2·k+2， (5)
由于時域上前后兩段重復(fù)的訓(xùn)練符號經(jīng)過傅立葉變換到頻域后，奇數(shù)位子載波為0，所以z2k+1＝0，同理，訓(xùn)練符號在頻域內(nèi)奇數(shù)位子載波的取值p2k+1＝0，同公式(5)計算bkbk＝p2·k·p*2·k+2， (6)設(shè)整數(shù)頻偏nI∈[-nI，max，nI，max]，計算Ck0=Σkak0+k·b*k---(7)]]>k0∈[-nI，max，nI，max]，則nI=maxk0|Ck0|---(8)]]>即當(dāng)|Ck0|最大時，對應(yīng)的k0即為所要估計的nI，則以采樣間隔為單位的整數(shù)頻偏為2nI。處理完畢后將信號和整數(shù)頻偏估計的結(jié)果發(fā)送到頻偏校正模塊。
步驟605頻偏校正模塊利用(8)式計算出的整數(shù)頻偏值對收到的信號進(jìn)行整數(shù)頻偏校正，具體做法同公式(4)。處理完畢后將信號發(fā)送到時間同步模塊。
步驟606時間同步模塊對收到的信號作時間精同步。具體來說，就是將該數(shù)據(jù)信號與已知訓(xùn)練符號序列相關(guān)，計算式如下yn=Σirn+i·p*i---(9)]]>其中pi為已知的訓(xùn)練符號序列，n為嘗試的時間精同步的起始位置，并且n∈[ncoar-TfineSearch，ncoar+TfineSearch]，ncoar為時間粗同步得到的訓(xùn)練符號的起始位置，TfineSearch為時間精同步搜索的范圍，r′n+i為經(jīng)過頻偏校正后的接收信號。設(shè)yny,max=maxn|yn|---(10)]]>并且
yfine＝coef·|yny，max| (11)coef為設(shè)定的首徑與最強(qiáng)徑相關(guān)系數(shù)的比值，則精同步結(jié)果為nfine=minn|yn-yfine|---(12)]]>經(jīng)過以上解調(diào)步驟后就得到了滿足時間和頻率精度要求的用戶數(shù)據(jù)信號。
在解調(diào)過程的時間粗同步，小數(shù)頻偏估計和時間精同步中，都是通過相關(guān)算法來實現(xiàn)的。從以上步驟可以看出，由于本發(fā)明進(jìn)行相關(guān)算法所采用的訓(xùn)練符號長度比現(xiàn)有技術(shù)所采用的的隨機(jī)序列PN長得多，因此在相同的同步效果下本發(fā)明同步捕獲速度比現(xiàn)有技術(shù)要快得多。且在保護(hù)間隔內(nèi)插零，使得信號的發(fā)射功率下降5％～20％，并且避免了由于在保護(hù)間隔插入PN序列可能造成的干擾。
以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種對OFDM多載波信號時頻調(diào)制解調(diào)方法，包括調(diào)制過程和解調(diào)過程，其特征在于，調(diào)制過程包括以下幾個步驟A1、在以O(shè)FDM符號為單位的用戶數(shù)據(jù)內(nèi)部插入連續(xù)導(dǎo)頻和離散導(dǎo)頻；B1、對插入導(dǎo)頻后的OFDM符號進(jìn)行快速逆傅立葉變換IFFT，得到逆傅立葉變換IFFT數(shù)據(jù)塊；C1、在一個以上IFFT數(shù)據(jù)塊組成的數(shù)據(jù)幀前插入訓(xùn)練符號；解調(diào)過程包括以下幾個步驟A2、將當(dāng)前采集到的信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，并對該數(shù)字信號進(jìn)行時間粗同步；B2、對時間粗同步后的數(shù)字信號進(jìn)行小數(shù)頻偏估計和校正以及整數(shù)頻偏估計和校正；C2、對步驟B2處理后的數(shù)字信號進(jìn)行時間精同步。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，步驟B2中所述的訓(xùn)練符號進(jìn)一步包括循環(huán)前綴。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，步驟A1中所述設(shè)置離散導(dǎo)頻和連續(xù)導(dǎo)頻的方法為離散導(dǎo)頻在幀內(nèi)周期分布；最小和最大子載波承載連續(xù)導(dǎo)頻，其他連續(xù)導(dǎo)頻隨機(jī)分布，且保證每個符號的導(dǎo)頻總數(shù)，即離散導(dǎo)頻數(shù)+連續(xù)導(dǎo)頻數(shù)相等。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，所設(shè)置的離散導(dǎo)頻位置為[s，k]，s為符號數(shù)，k為子載波數(shù)，其中k＝Nf×(smodNt)+(Nf×Nt)×m，k∈[Nmin，Nmax]，Nf為離散導(dǎo)頻在頻域上的間隔，Nt為離散導(dǎo)頻在時域上的間隔，m為連續(xù)取值的整數(shù)，Nmin為最小子載波數(shù)，Nmax為最大子載波數(shù)。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，在步驟B1和步驟C1之間進(jìn)一步包括在相鄰OFDM符號之間的保護(hù)間隔內(nèi)插0。
6.如權(quán)利要求1至4任意一項所述的方法，其特征在于，步驟A2中所進(jìn)行的時間粗同步為設(shè)ri為數(shù)字信號，其中下標(biāo)i表示訓(xùn)練符號的起始位置，嘗試接收的數(shù)字信號不同的訓(xùn)練符號的起始位置，計算信號的相關(guān)系數(shù)，xn1r=Σi=0N/2-1r*(ntr+i)r(ntr+i+N/2),]]>當(dāng)相關(guān)系數(shù)的絕對值最大時，確定符號的起始位置ncoar=maxn|xn|,]]>N為訓(xùn)練符號的長度。
7.如權(quán)利要求1至4任意一項所述的方法，其特征在于，步驟B2具體為，先對時間粗同步后的數(shù)字信號進(jìn)行小數(shù)頻偏估計和校正，再將校正后的信號進(jìn)行快速傅立葉變換FFT，然后再將FFT變換后的信號進(jìn)行整數(shù)頻偏估計，再用估計出的整數(shù)頻偏值對進(jìn)行小數(shù)頻偏校正后的數(shù)據(jù)進(jìn)行整數(shù)頻偏校正。
8.如權(quán)利要求1至4任意一項所述的方法，其特征在于，所述小數(shù)頻偏估計的具體做法為確定好符號的起始位置后，求出該起始位置對應(yīng)的相關(guān)系數(shù)的反余切值，由該比值乘上一個因子可以得到小數(shù)頻偏值。
9.如權(quán)利要求1至4任意一項所述的方法，其特征在于，所述時間精同步的具體做法為將數(shù)據(jù)信號與已知訓(xùn)練符號作序列相關(guān)yn=Σirn+i·p*i,]]>其中pi為已知的訓(xùn)練符號序列，n為嘗試的時間精同步的起始位置，并且n∈[ncoar-TfineSearch，ncoar+TfineSearch]，ncoar為時間粗同步得到的訓(xùn)練符號的起始位置，TfineSearch為時間精同步搜索的范圍，r′n+i為經(jīng)過頻偏校正后的接收信號，設(shè)yny，max為序列相關(guān)yn的最大值，coef為設(shè)定的首徑與最強(qiáng)徑的比值，則精同步結(jié)果為nfine=minn|yn-coef×|yny.max||.]]>
10.一種對OFDM多載波信號時頻調(diào)制解調(diào)的裝置，其特征在于，包括位于發(fā)射機(jī)的調(diào)制裝置和位于接收機(jī)的解調(diào)裝置，其中調(diào)制裝置進(jìn)一步包括插導(dǎo)頻模塊，用于接收以O(shè)FDM符號為單位的用戶數(shù)據(jù)，并在用戶數(shù)據(jù)中插入連續(xù)導(dǎo)頻和離散導(dǎo)頻；逆快速傅立葉變換模塊，用于對來自插導(dǎo)頻模塊插導(dǎo)頻模塊的OFDM符號進(jìn)行逆快速傅立葉變換，并將變換后得到信號發(fā)送到插零模塊；插零模塊，用于對收到的信號插零；插訓(xùn)練符號和循環(huán)前綴模塊，用于對來自插零模塊的信號插入訓(xùn)練符號和循環(huán)前綴，并輸出超幀信號；解調(diào)裝置進(jìn)一步包括模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊，用于將收到的信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，并將轉(zhuǎn)換后的信號發(fā)送給時間同步模塊；時間同步模塊，用于對來自模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的信號進(jìn)行時間粗同步和將來自頻偏校正模塊的信號進(jìn)行時間精同步，并將時間精同步后的信號輸出；頻偏估計模塊，用于對來自時間同步模塊的信號進(jìn)行小數(shù)頻偏估計，對來自頻偏校正模塊的信號進(jìn)行整數(shù)頻偏估計；頻偏校正模塊，用于對來自頻偏估計模塊的信號進(jìn)行小數(shù)頻偏校正或整數(shù)頻偏校正。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的裝置，其特征在于，所述的調(diào)制裝置和解調(diào)裝置由數(shù)字信號處理器DSP、現(xiàn)場可編程門陣列FPGA或?qū)ｉT的芯片實現(xiàn)。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種對正交頻分復(fù)用(OFDM)多載波信號時頻調(diào)制解調(diào)方法，其關(guān)鍵是，信號調(diào)制階段在每個基本幀頭部插訓(xùn)練符號，訓(xùn)練符號有循環(huán)前綴；基本幀中每個OFDM符號的保護(hù)間隔內(nèi)插0，在OFDM符號內(nèi)設(shè)置離散導(dǎo)頻和連續(xù)導(dǎo)頻，每一個OFDM符號內(nèi)導(dǎo)頻數(shù)目相等，信號解調(diào)階段根據(jù)訓(xùn)練符號進(jìn)行時間同步和頻率校正。本發(fā)明還公開了采用前述調(diào)制解調(diào)方法的裝置。應(yīng)用本發(fā)明的方案，可以在時域上進(jìn)行快速定時同步校正，同時在頻域上進(jìn)行快速頻偏估計和校正，而且可以降低信號發(fā)射功率。
文檔編號H04L27/26GK1980211SQ200510130299
公開日2007年6月13日 申請日期2005年12月8日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月8日
發(fā)明者楊俊 , 段為明, 王藝 申請人:華為技術(shù)有限公司