專利名稱：選頻單載波分塊傳輸系統(tǒng)中的功率控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及寬帶數(shù)字通信傳輸方法。屬于寬帶無線通信技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
通信技術(shù)在最近幾十年，特別是二十世紀九十年代以來得到了長足發(fā)展，對人們?nèi)粘Ｉ詈蛧窠?jīng)濟的發(fā)展產(chǎn)生了深遠的影響。而未來通信技術(shù)正朝著寬帶高速的方向發(fā)展，因此許多寬帶數(shù)字傳輸技術(shù)受到廣泛的關(guān)注，正交頻分復(fù)用(以下簡稱OFDMOrthogonal FrequencyDivision Multiplexing)和頻域均衡的單載波(以下簡稱SC-FDESingle Carrier withFrequency Domain Equalization)就是兩種被人們重視的寬帶數(shù)字傳輸技術(shù)，它們都屬于分塊傳輸技術(shù)，而目前OFDM受關(guān)注的程度要遠遠超過SC-FDE，并且在多種標準中成為支撐技術(shù)，例如無線局域網(wǎng)(WLANWireless Local Area Network)中的IEEE802.11a、歐洲電信標準化協(xié)會(ETSIEuropean Telecommunication Standard Institute)的HiperLAN/2，無線城域網(wǎng)(WMANWireless Metropolitan Area Network)中的IEEE802.16；有線數(shù)據(jù)傳輸中的各種高速數(shù)字用戶線(xDSLDigital Subscriber Line)都是基于OFDM技術(shù)的標準。SC-FDE并沒有被這些標準采用，只是在IEEE802.16中與OFDM共同建議為物理層傳輸技術(shù)。
OFDM是一種多載波傳輸技術(shù)，它用N個子載波把整個寬帶信道分割成N個并行的相互正交的窄帶子信道。OFDM系統(tǒng)有許多引人注目的優(yōu)點1.非常高的頻譜效率；2.實現(xiàn)比較簡單；3.抗多徑干擾能力和抗衰落能力強；4.可以利用信道狀態(tài)信息(即自適應(yīng)OFDM技術(shù))進一步提高頻譜效率等等。
自適應(yīng)OFDM技術(shù)可以利用信道狀態(tài)信息，使信號發(fā)送功率隨信道狀況的變化而改變，即在傳碼率一定，并滿足一定誤碼率要求情況下，使發(fā)射總功率最小，從而實現(xiàn)功率控制，盡量減少發(fā)送功率，提高功率利用率。
正是這些優(yōu)點使得OFDM成為近十年來的研究熱點，以致被認為是未來通信，特別是寬帶無線通信的支撐技術(shù)。但OFDM系統(tǒng)自身的許多缺點，特別是它的峰值平均功率比(簡稱PAPRPeakto Average Power Ratio)過大，限制著它的實用步伐，而現(xiàn)有SC-FDE具有OFDM上述除第4點以外的所有優(yōu)點，并且不存在OFDM的PAPR問題，性能和效率跟OFDM基本相當。它是人們在研究OFDM的基礎(chǔ)上發(fā)展而來，這種SC-FDE系統(tǒng)跟OFDM一樣采取分塊傳輸，并且采用CP(若采用零填充(簡稱ZPZero Padding)方式，而將每幀拖尾疊加到該幀的前面，則與CP效果相同)，這樣就可以把信號與信道脈沖響應(yīng)的線性卷積轉(zhuǎn)化為循環(huán)卷積，并且消除了多徑引起的幀間干擾。并且在接收端采用簡單的頻域均衡技術(shù)就可以消除符號間干擾，例如迫零(簡稱ZFZero Forcing)均衡和最小均方誤差(簡稱MMSEMinimum Mean Square Error)均衡。
SC-FDE系統(tǒng)跟OFDM相比，不存在PAPR問題。而PAPR問題是OFDM系統(tǒng)本身難以用低代價(頻譜效率和功率效率)方式解決的問題。因此SC-FDE技術(shù)目前受到越來越多的重視。下面簡單介紹一下傳統(tǒng)SC-FDE系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型。
SC-FDE系統(tǒng)在發(fā)送端發(fā)送的一幀時域信號為s(n)，(n＝0，1，…，N-1)，通過時變多徑信道，信道的脈沖響應(yīng)為h(n)，(n＝0，1，…L-1)，信號傳輸過程中受到加性白高斯噪聲(AWGNAdditiveWhite Gaussian Noise)的干擾，設(shè)噪聲為w(n)，(n＝0，1，…，N-1)，去掉CP之后，接收到的時域信號r(n)為r(n)＝s(n)h(n)+w(n)，(n＝0，1，…，N-1)(1)其中，“?！北硎狙h(huán)卷積運算。
在接收端對信號做離散傅立葉變換(以下簡稱DFTDiscrete Fourier Transform)變換到頻域，根據(jù)DFT的時域卷積定理，所得到的頻域信號為R(k)＝S(k)·H(k)+W(k)，(k＝0，1，…，N-1)(2)其中，R(k)，S(k)，H(k)，W(k)分別是r(n)，s(n)，h(n)，w(n)做N點DFT的頻域符號，并且，H(k)，(k＝0，1，…，N-1)是信道的頻域響應(yīng)。經(jīng)過迫零均衡以后的頻域信號為S~(k)=S(k)+W(k)H(k)=S(k)+W~(k),(k=0,1,···,N-1)----(3)]]>最后，將信號做離散傅里葉逆變換(以下簡稱IDFTInverse Discrete Fourier Transform)變回時域進行判決，得到發(fā)送端傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。
從(3)式可以看出，最終得到的信號與發(fā)送的真實信號相比存在誤差，這種誤差是由噪聲引起的，尤其在信道存在深衰點的情況下會過分放大噪聲，另外，使用MMSE均衡時會使信號產(chǎn)生畸變。如果在SC-FDE系統(tǒng)中利用了信道狀態(tài)信息，這些問題就得到緩解。因此，申請人提出了一種選頻方式的單載波分塊傳輸方法(已申請國家發(fā)明專利，專利申請?zhí)?00410036439.6)，克服了傳統(tǒng)SC-FDE系統(tǒng)不能利用信道狀態(tài)信息的缺點，這種新的SC-FDE系統(tǒng)具有更高的系統(tǒng)性能和效率。
這種選頻方式的單載波分塊傳輸方法的實現(xiàn)步驟分為第一步，找出可用子信道，并將信道是否可用做標記，然后將子信道標記信息通過反向信道發(fā)送給發(fā)送端接收端根據(jù)估計出的信道狀態(tài)信息H(k)，(k＝0，1，…，N-1)，從N個子信道中，按照幅度增益從大到小選出M(M≤N)個可用子信道，設(shè)這M個可用子信道的標號為ki(i＝0，1，…，M-1)，而將剩下的子信道禁用，用1比特信息，即“0”或“1”標記每個子信道是可用還是不可用，這就是發(fā)送端所需要的子信道標記信息，如果接收端作N點的DFT，即共有N個子信道，反饋給發(fā)送端的子信道標記信息共有N比特，然后將這N比特信息通過反向信道發(fā)回發(fā)送端。
第二步，根據(jù)子信道標記信息改變信號頻譜在發(fā)送端收到接收端發(fā)送回來的子信道標記信息后，就可以用M個可用子信道來傳輸信號，這樣對一幀M個SC-FDE符號s(n)，(n＝0，1，…，M-1)，作M點DFT變換到頻域S(i)=Σn=0M-1s(n)e-j2πMni,(i=0,1,···,M-1)----(4)]]>就得到M點的頻域信號，用選出來的第ki，(i＝0，1，…，M-1)個可用子信道H(ki)，(i＝0，1，…，M-1)傳輸?shù)趇個頻域信號S(i)，(i＝0，1，…，M-1)，即在可用子信道對應(yīng)的信號頻譜點上放置要傳輸?shù)念l域信號，而將禁用子信道對應(yīng)的信號頻譜點置零，也可以填充一些非信息數(shù)據(jù)，這樣就得到一幀新的頻域信號S′(k)，(k＝0，1，…，N-1)，點數(shù)為NS′(k)=S(i),k=ki0,k≠ki,(k=0,1,···,N-1)----(5)]]>
然后，對S′(k)，(k＝0，1，…，N-1)作N點IDFTs′(n)=1NΣk=0N-1S′(k)ej2πNnk,(n=0,1,···,N-1)----(6)]]>變成時域信號，過抽樣時IDFT點數(shù)要大于N，高頻部分置零，對該時域信號作D/A后，再進行調(diào)制發(fā)送出去。
第三步，選出可用子信道上傳輸?shù)男盘?，然后對選出來的信號進行均衡，并變換回時域進行判決，最終得到傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。
接收端接收到信號，去掉CP后的時域離散信號為r′(n)＝s′(n)h(n)+w(n)，(n＝0，1，…，N-1)(7)對其作N點的DFTR′(k)=Σn=0N-1r′(n)e-j2πNnk,(k=0,1,···,N-1)----(8)]]>并且R′(k)＝S′(k)H(k)+W(k)，(k＝0，1，…，N-1)(9)這樣就可以根據(jù)子信道標記信息選出M個可用子信道上的信號R(ki)，(i＝0，1，…，M-1)，然后用估計出來的信道狀態(tài)信息中可用子信道參數(shù)H(ki)，(i＝0，1，…，M-1)，對選出來的信號進行均衡；可以選擇下述三種均衡方式之一1、迫零均衡，2、最小均方誤差均衡，3、混合均衡，即一部分子信道用迫零均衡，而另一部分子信道用最小均方誤差均衡均衡；以迫零均衡為例作介紹S~(ki)=R(ki)H(ki),(i=0,1,···,M-1)----(10)]]>令S~(i)=S~(ki),(i=0,1,···,M-1)----(11)]]>對其作M點的IDFTs~(n)=1MΣi=0M-1S~(i)ej2πMni,(n=0,1,···,M-1)----(12)]]>對這組數(shù)據(jù)進行判決就可以恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)。

發(fā)明內(nèi)容選頻方式的單載波分塊傳輸方法利用信道狀態(tài)信息，對頻率選擇性衰落信道可以避開深衰點，從而顯著改善了系統(tǒng)的性能。通信系統(tǒng)普遍有一定的誤碼性能要求，而決定系統(tǒng)誤碼性能的參數(shù)是可以獲得的均衡后信噪比，即均衡后信號功率和噪聲功率的比值。因此本發(fā)明提出了一種基于選頻方式的單載波分塊傳輸系統(tǒng)的功率控制方法，在保證均衡后信噪比滿足系統(tǒng)誤碼性能要求的情況下，盡可能的減少發(fā)送信號功率，可以有效節(jié)省發(fā)送功率。
該功率控制的方法包括以下步驟
(1)收發(fā)雙方建立通信后，接收端根據(jù)調(diào)制方式和要求達到的系統(tǒng)性能即誤碼率，計算出相應(yīng)所需的均衡后信噪比，即均衡后信號功率和噪聲功率的比值，記為SNReq。
(2)接收端根據(jù)得到的信道狀態(tài)信息選取可用子信道，在保證均衡后信噪比為SNReq時，計算出所需的接收信噪比，再通過接收信噪比和鏈路衰耗計算出發(fā)端所需的信號功率，稱該發(fā)送信號功率值為功率控制信息PT，通過反饋信道傳送給發(fā)送端。
(3)發(fā)送端根據(jù)接收到的功率控制信息和子信道標記信息，調(diào)節(jié)發(fā)送功率，發(fā)送信號。
下面對以上步驟作詳細說明第(1)步，接收端根據(jù)調(diào)制方式和要求達到的系統(tǒng)性能計算所需的均衡后信噪比經(jīng)分析，SC-FDE系統(tǒng)具有很強的抗干擾能力，當信道估計誤差和同步誤差可以忽略時，接收端均衡后，將多徑信道等價為高斯信道，相當于整個系統(tǒng)只受到白高斯噪聲的干擾，高斯信道中采用不同調(diào)制方式達到要求誤碼率所需要的信噪比，即為該系統(tǒng)所需的均衡后信噪比SNRcq，其計算方法在一般的教科書中就可以找到，例如John.G.Proakis所著，由麥格勞-希爾公司(The McGraw-Hill Companies.Inc)出版的《數(shù)字通信》(第四版)(DigitalCommunications 4thEdition)第254-283頁；當考慮信道估計誤差和同步誤差時，可以通過測量估計出實際系統(tǒng)的誤差范圍和損失的信噪比，損失信噪比的計算方法可以參考有關(guān)文獻，這時要適當增加SNReq以抵消由于這些誤差損失的信噪比。
第(2)步，接收端根據(jù)信道狀態(tài)信息及所需的均衡后信噪比和鏈路衰耗計算出發(fā)送端所需的信號功率，形成功率控制信息均衡后信噪比決定系統(tǒng)誤碼率，而均衡后信噪比是由接收信噪比和均衡方式?jīng)Q定的。均衡方式不同，均衡后信號功率和噪聲功率就不同，需要的接收信噪比也不同，而接收信噪比和鏈路衰耗決定發(fā)送信號功率，則發(fā)送信號功率也就不同；其中，接收信噪比的測量和計算方法可以參照相關(guān)文獻，在此不作介紹，下面以迫零均衡為例，計算發(fā)送信號功率假設(shè)白高斯噪聲雙邊功率譜密度 接收端根據(jù)信道估計得到的信道狀態(tài)信息H(k)，(k＝0，1，…，N-1)，按照幅度增益從大到小選出M(M≤N)個可用子信道，設(shè)選取的M個子信道下標為ki，(i＝0，1，…，M-1)，這些子信道的信道增益為|H(ki)|，(i＝0，1，…，M-1)。則均衡后每幀的噪聲總功率為σ2=E(Σi=0M-1|N(ki)H(ki)|2)=N02Σi=0M-1|1H(ki)|2(W)----(13)]]>已知所需的均衡后信噪比為SNReq，則每幀所需的接收信號功率為PR=σ2·SNReq=N02·SNReqΣi=0M-1|1H(ki)|2(W)----(14)]]>
考慮鏈路衰耗，設(shè)鏈路衰耗為L，則所需的發(fā)送信號功率為PT=PRL=N02·1L·SNReqΣi=0M-1|1H(ki)|2(W)----(15)]]>通過反饋信道將這個功率值形成功率控制信息傳給發(fā)送端。
第(3)步，發(fā)送端根據(jù)接收到的功率控制信息和子信道標記信息，調(diào)節(jié)發(fā)送功率，選取可用子信道，發(fā)送信號發(fā)送端根據(jù)接收到的功率控制信息，使發(fā)送總功率等于反饋的所需發(fā)送功率值，發(fā)送信號；在實際應(yīng)用中，系統(tǒng)的發(fā)送功率應(yīng)略大于反饋的發(fā)送功率值，留有一定余量，以保證信噪比控制的比較穩(wěn)定，達到系統(tǒng)要求。
本發(fā)明基于選頻方式的單載波分塊傳輸系統(tǒng)，根據(jù)所得到的信道狀態(tài)信息，通過改變發(fā)送信號功率控制接收端均衡后信噪比為一個定值來控制誤碼率為一個定值，從而實現(xiàn)對發(fā)送端信號功率的控制。這樣，根據(jù)信道狀態(tài)的好壞改變發(fā)送信號的功率，進一步提高了功率利用率。


圖1是實現(xiàn)本發(fā)明所提出方法的系統(tǒng)框圖。
圖2是采取16QAM調(diào)制方式，選取208個可用子信道，控制誤碼率為10-4時的接收信噪比曲線。
圖3是采取16QAM調(diào)制方式，選取208個可用子信道，控制誤碼率為10-4時仿真所得到的誤碼率。
圖中1.信源模塊，2.符號映射模塊，3.FFT模塊(M點)，4.信號頻譜變換模塊，5.IFFT模塊(N點)，6.功率控制模塊，7.加循環(huán)前綴(CP)模塊，8.D/A模塊，9.中頻及射頻調(diào)制模塊，10.信道，11.射頻及中頻解調(diào)模塊，12.A/D模塊，13.去CP模塊，14.增益控制模塊，15.FFT模塊(N點)，16.信號頻譜反變換模塊，17.均衡模塊，18.IFFT模塊(M點)，19.判決模塊，20.信道估計及信號功率計算模塊，21.同步模塊，22.反向信道具體實施方式
實施例圖1給出了實現(xiàn)本發(fā)明所提出方法的系統(tǒng)框圖，各模塊作用如下信源模塊1產(chǎn)生要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。
符號映射模塊2調(diào)制方式選擇QAM或者MPSK時，將信源產(chǎn)生的數(shù)據(jù)映射到星座圖對應(yīng)點上。
M點FFT模塊3將每幀M個已映射信號變換到頻域，得到信號的M點的頻域信號。
信號頻譜變換模塊4根據(jù)接收端通過反向信道22發(fā)送回來的子信道標記信息，將模塊3輸出的M點頻域信號放置到M個可用子信道對應(yīng)頻譜點上，而禁用子信道對應(yīng)頻譜點置零，或填充非信息數(shù)據(jù)，就得到一幀N點新的SC-FDE頻域信號。此模塊需要按照背景技術(shù)中提到的發(fā)明專利(專利申請?zhí)?00410036439.6)介紹的方法編程，由通用數(shù)字信號處理芯片實現(xiàn)。
N點IFFT模塊5將新得到的頻域信號再變換到時域。
功率控制模塊6根據(jù)接收到的功率控制信息調(diào)節(jié)發(fā)送信號功率。
加CP模塊7將得到的每幀數(shù)據(jù)加上循環(huán)前綴。
D/A模塊8將數(shù)字信號變換為模擬信號。
中頻及射頻調(diào)制模塊9如果在無線環(huán)境下使用該系統(tǒng)，需要對信號作射頻調(diào)制才能送天線發(fā)射。有的時候需要先把信號調(diào)制到中頻上進行中頻放大，再作射頻調(diào)制，最后將已調(diào)信號送天線發(fā)射。如果在有線環(huán)境(例如xDSL)下使用該系統(tǒng)，則不需要作射頻調(diào)制，也不需要天線發(fā)射信號，但也要把信號頻譜搬移到語音信道頻帶以外，保證在傳輸數(shù)據(jù)的同時不影響話音傳輸。
信道10傳輸信號的有線信道或無線信道。
同步模塊21通過參數(shù)估計(例如盲估計和基于輔助數(shù)據(jù)的估計)的方法得到系統(tǒng)需要的各種同步數(shù)據(jù)。同步模塊將頻率同步數(shù)據(jù)送給射頻及中頻解調(diào)模塊11；將抽樣率同步數(shù)據(jù)送給模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊12；將定時同步數(shù)據(jù)送給去CP模塊13。
射頻及中頻解調(diào)模塊11在無線環(huán)境中，將接收天線接收下來的信號頻譜從射頻或者中頻搬移到低頻。在解調(diào)之前需要用頻率同步數(shù)據(jù)糾正信號傳輸過程中引起的頻偏。
A/D模塊12將解調(diào)后模擬信號變換為數(shù)字信號。A/D需要對模擬信號進行抽樣，提供時鐘信號的晶振需要跟發(fā)射機D/A模塊的晶振頻率相同，否則就會導(dǎo)致抽樣率誤差。因此在A/D之前要進行抽樣率同步。
去CP模塊13將循環(huán)前綴去掉。這時就存在判斷一幀數(shù)據(jù)何時開始的問題，因此去CP之前需要作定時同步。
增益控制模塊14根據(jù)功率控制信息，消除功率控制對信號星座點的影響。
N點FFT模塊15將去掉CP的信號變換到頻域。
信道估計及發(fā)送信號功率計算模塊20跟同步類似，也需要通過參數(shù)估計來得到CSI，常用的一般是盲信道估計和基于輔助數(shù)據(jù)的信道估計。估計出CSI后選出可用子信道，將這些可用子信道參數(shù)送給均衡模塊17；同時根據(jù)信道是否可用，用1比特信息(“0”或“1”)標記，形成子信道標記信息，將子信道標記信息同時送給信號頻譜反變換模塊16和反向信道22，通過反向信道發(fā)回發(fā)送端的信號頻譜變換模塊4；根據(jù)達到不同誤碼率所需的均衡后信噪比計算出所需的發(fā)送信號功率，傳給增益控制模塊14和反向信道22，通過反向信道發(fā)回發(fā)送端的功率控制模塊6。此模塊的功率控制部分需要按照本發(fā)明介紹的方法編程，由通用數(shù)字信號處理芯片實現(xiàn)。
信號頻譜反變換模塊16根據(jù)信道估計及發(fā)送信號功率計算模塊20送來的子信道標記信息，找出接收信號中由可用子信道攜帶的M點頻域信號。此模塊需要按照背景技術(shù)中提到的發(fā)明專利(專利申請?zhí)?00410036439.6)介紹的方法編程，由通用數(shù)字信號處理芯片實現(xiàn)。
均衡模塊17用信道估計及發(fā)送信號功率計算模塊20送來的可用子信道參數(shù)，對信號頻譜反變換模塊16選出來的信號進行均衡。均衡方式可以選擇下述三種均衡方式之一迫零均衡、最小均方誤差均衡、混合均衡(即一部分子信道用迫零均衡，而另一部分子信道用最小均方誤差均衡)。
M點IFFT模塊18將均衡后信號的M個頻域信號變換到時域。
判決模塊19根據(jù)星座圖完成時域信號的判決。
反向信道22將子信道標記信息和功率控制信息發(fā)回發(fā)送端。
當信道估計誤差和同步誤差可以忽略時，接收端均衡后，將多徑信道等價為高斯信道，相當于整個系統(tǒng)只受到白高斯噪聲的干擾，高斯信道中采用不同調(diào)制方式達到要求誤碼率所需要的信噪比，即為該系統(tǒng)所需的均衡后信噪比SNReq；高斯信道中的誤碼率計算可以參照John.G.Proakis所著，由麥格勞-希爾公司(The McGraw-Hill Companies.Inc)出版的《數(shù)字通信》(第四版)(Digital Communications 4thEdition)第278頁。
該實施例仿真參數(shù)仿真環(huán)境Matlab7.0子信道總數(shù)N＝256可用子信道數(shù)，即每幀SC-FDE數(shù)據(jù)符號數(shù)M＝208。
CP長度32符號映射16QAM控制的誤碼率為10-4鏈路衰耗L＝1(即0dB，這里沒有考慮鏈路衰耗)同步和信道估計理想估計，即同步參數(shù)和信道估計結(jié)果不存在誤差在不考慮鏈路衰耗和同步參數(shù)以及信道估計誤差的情況下，能更清楚地說明本發(fā)明的技術(shù)效果。
圖2和圖3給出了本發(fā)明的該實施例在100個信道樣本中的接收信噪比曲線和所控制的誤碼率情況，其中信道樣本取自SUI-5信道(IEEE 802.16標準中建議的測試信道之一)，其中圖2信噪比SNR的單位是dB。從仿真結(jié)果中可以看出，在經(jīng)過這100個不同信道樣本時，接收信噪比的最大值和平均值之間相差大約3.1dB(圖2中縱坐標18.65dB附近的水平橫線表示平均接收信噪比)。如果不采取功率控制方法，系統(tǒng)往往按照最壞的信道狀況設(shè)計發(fā)送信號功率以保證有穩(wěn)定的誤碼性能。這說明如果系統(tǒng)采用了功率控制方法可以比不采用該方法大幅度的節(jié)省功率，本發(fā)明的功率控制方法在本實施例中的仿真條件下可以節(jié)約大約3.1dB的發(fā)射功率。并且從圖3中可以看出該實施例可以將誤碼率控制的相對比較穩(wěn)定。
為避免混淆，本說明書中所提到的一些名詞做以下解釋1.均衡后信噪比均衡之后信號功率跟噪聲功率的比值。
2.符號是指信息比特經(jīng)過調(diào)制映射(也稱符號映射)后的數(shù)據(jù)。一般是一個實部和虛部均為整數(shù)的復(fù)數(shù)。
3.一幀信號對于OFDM，一幀信號在發(fā)送端是指作IFFT變換的N個符號，在接收端是指在去掉CP以后作FFT變換的N個符號。對于SC-FDE，一幀信號在發(fā)送端是指相鄰兩個CP之間的N個信息符號，在接收端是指在去掉CP以后作FFT變換的N個符號。對于按本發(fā)明提出的方法實現(xiàn)的SC-FDE系統(tǒng)，一幀信號在發(fā)送端是指作FFT變換的M個符號，在接收端是指在均衡以后作IFFT變換的M個符號。
4.子信道對于OFDM，SC-FDE基帶信號，一個子信道是指在接收端FFT后一個頻率點。對于射頻信道，一個子信道是指射頻信道的一段頻譜。
權(quán)利要求
1.一種選頻單載波分塊傳輸系統(tǒng)中的功率控制方法，其特征在于該功率控制的方法包括以下步驟(1)收發(fā)雙方建立通信后，接收端根據(jù)調(diào)制方式和要求達到的系統(tǒng)性能即誤碼率，計算出相應(yīng)所需的均衡后信噪比，即均衡后信號功率和噪聲功率的比值，記為SNReq；(2)接收端根據(jù)得到的信道狀態(tài)信息選取可用子信道，在保證均衡后信噪比為SNReq時，計算出所需的接收信噪比，再通過接收信噪比和鏈路衰耗計算出發(fā)端所需的信號功率，稱該發(fā)送信號功率值為功率控制信息PT，通過反饋信道傳送給發(fā)送端；(3)發(fā)送端根據(jù)接收到的功率控制信息和子信道標記信息，調(diào)節(jié)發(fā)送功率，發(fā)送信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的選頻單載波分塊傳輸系統(tǒng)中的功率控制方法，其特征在于所述步驟(1)采用以下方法實現(xiàn)當信道估計誤差和同步誤差可以忽略時，接收端均衡后，將多徑信道等價為高斯信道，相當于整個系統(tǒng)只受到白高斯噪聲的干擾，高斯信道中采用不同調(diào)制方式達到要求誤碼率所需要的信噪比，即為該系統(tǒng)所需的均衡后信噪比SNReq；當考慮信道估計誤差和同步誤差時，可以通過測量估計出實際系統(tǒng)的誤差范圍和損失的信噪比，適當增加SNReq以抵消由于這些誤差損失的信噪比。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的選頻單載波分塊傳輸系統(tǒng)中的功率控制方法，其特征在于所述步驟(2)采用以下方法實現(xiàn)均衡后信噪比決定系統(tǒng)誤碼率，而均衡后信噪比是由接收信噪比和均衡方式?jīng)Q定的，均衡方式不同，均衡后信號功率和噪聲功率就不同，需要的接收信噪比也不同，而接收信噪比和鏈路衰耗決定發(fā)送信號功率，則發(fā)送信號功率也就不同；其中，接收信噪比的測量和計算方法可以參照相關(guān)文獻，下面以迫零均衡為例，計算發(fā)送信號功率假設(shè)白高斯噪聲雙邊功率譜密度 接收端根據(jù)信道估計得到的信道狀態(tài)信息H(k)，(k＝0，1，…，N-1)，按照幅度增益從大到小選出M(M≤N)個可用子信道，設(shè)選取的M個子信道下標為ki，(i＝0，1，…，M-1)，這些子信道的信道增益為|H(ki)|，(i＝0，1，…，M-1)，則均衡后每幀的噪聲總功率為σ2=E(Σi=0M|N(ki)H(ki)|2)=N02Σi=0M-1|1H(ki)|2(W)]]>已知所需的均衡后信噪比為SNReq，則每幀所需的接收信號功率為PR=σ2·SNReq=N02·SNReqΣi=0M-1|1H(ki)|2(W)]]>考慮鏈路衰耗，設(shè)鏈路衰耗為L，則所需的發(fā)送信號功率為PT=PRL=N02·1L·SNReqΣi=0M-1|1H(ki)|2(W)]]>通過反饋信道將這個功率值形成功率控制信息傳給發(fā)送端。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的選頻單載波分塊傳輸系統(tǒng)中的功率控制方法，其特征在于所述步驟(3)中發(fā)送端根據(jù)接收到的功率控制信息，使發(fā)送總功率等于反饋的所需發(fā)送功率值，發(fā)送信號。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種選頻單載波分塊傳輸系統(tǒng)中的功率控制方法，包括以下步驟(1)收發(fā)雙方建立通信后，接收端根據(jù)調(diào)制方式和要求達到的系統(tǒng)性能即誤碼率，計算出相應(yīng)所需的均衡后信噪比，即均衡后信號功率和噪聲功率的比值；(2)接收端根據(jù)得到的信道狀態(tài)信息選取可用子信道，在保證均衡后信噪比時，計算出所需的接收信噪比，再通過接收信噪比和鏈路衰耗計算出發(fā)端所需的信號功率，稱該發(fā)送信號功率值為功率控制信息P
文檔編號H04B7/005GK1645762SQ20051004231
公開日2005年7月27日 申請日期2005年1月11日 優(yōu)先權(quán)日2005年1月11日
發(fā)明者杜巖, 袁靜, 李劍飛, 宮良 申請人:山東大學(xué)