專利名稱：正交頻分多路復(fù)用無線接收器中的直流偏移預(yù)測(cè)及補(bǔ)償?shù)闹谱鞣椒?br> 技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明系有關(guān)于一種多載波接收信號(hào)之直流(DC)偏移預(yù)測(cè)方法，特別是，一種無線接收器接收路徑之正交頻分多路復(fù)用(OFDM)接收信號(hào)之直流(DC)偏移預(yù)測(cè)方法，以及，一種基于該預(yù)測(cè)直流(DC)偏移之補(bǔ)償方法。另外，本發(fā)明亦有關(guān)于一種裝置，藉以在一接收裝置中，實(shí)施一種多載波接收信號(hào)之直流(DC)偏移預(yù)測(cè)方法。
背景技術(shù)：
一種正交頻分多路復(fù)用(OFDM)傳輸方法之重要應(yīng)用領(lǐng)域系包括高速率且無聯(lián)機(jī)之?dāng)?shù)據(jù)傳輸網(wǎng)絡(luò)，諸如無線局域網(wǎng)(WLAN)，特別是，IEEE 802.11 a/g及ETSI TS 101 761.1所定義之傳輸方法(寬頻無線接入網(wǎng)絡(luò)，BRAN)。這種正交頻分多路復(fù)用(OFDM)傳輸方法系一種多載波傳輸方法，其中，數(shù)據(jù)串流系分割為復(fù)數(shù)個(gè)平行(正交)次載波，且，每個(gè)平行(正交)次載波系分別調(diào)制于一對(duì)應(yīng)低數(shù)據(jù)速率。在一傳輸頻寬之頻率刻度內(nèi)，K個(gè)(次)載頻系彼此等距離排列。這些頻率系設(shè)置于一中頻fc之兩側(cè)，且，對(duì)稱于該中頻fc之兩側(cè)。在時(shí)域中，這種設(shè)置系容許迭代全部K個(gè)(次)載頻以得到一正交頻分多路復(fù)用(OFDM)符號(hào)。數(shù)據(jù)系利用脈沖串幀形式傳輸，其中，每個(gè)幀系具有標(biāo)準(zhǔn)定義之一結(jié)構(gòu)。
第1圖系表示一區(qū)段數(shù)據(jù)脈沖串，其系根據(jù)無線局域網(wǎng)(WLAN)標(biāo)準(zhǔn)IEEE 802.11 a/g而經(jīng)由發(fā)射器端傳輸，且，其系經(jīng)由左手端開始及沿著時(shí)間軸向右手端繼續(xù)，且，其系終結(jié)于右手端之第二數(shù)據(jù)符號(hào)。這種數(shù)據(jù)脈沖串系具有一所謂物理層收斂協(xié)議(PLCP)前導(dǎo)，如IEEE 802.11 a/g所定義。這種標(biāo)準(zhǔn)系將這種正交頻分多路復(fù)用(OFDM)傳輸方法描述成一種多載波傳輸方法。負(fù)載數(shù)據(jù)系由第一正交頻分多路復(fù)用(OFDM)符號(hào)開始，其系表示為”數(shù)據(jù)1”。每個(gè)正交頻分多路復(fù)用(OFDM)符號(hào)系具有3.2μs之長度，且，每個(gè)正交頻分多路復(fù)用(OFDM)符號(hào)之前面系具有一保護(hù)間隔(GI)，其中，這個(gè)保護(hù)間隔(GI)大約對(duì)應(yīng)于傳輸頻率脈沖響應(yīng)之最大預(yù)期時(shí)間(在這個(gè)例子中，0.8μs)。
這種物理層收斂協(xié)議(PLCP)前導(dǎo)系具有四個(gè)正交頻分多路復(fù)用(OFDM)符號(hào)之長度(總共持續(xù)16μs)，且，分割成兩個(gè)區(qū)段(分別具有相同時(shí)間)。這種物理層收斂協(xié)議(PLCP)前導(dǎo)之第一區(qū)段(具有8μs之長度)會(huì)再分割成十個(gè)短符號(hào)(在下文中，亦可以稱為短訓(xùn)練信號(hào)序列或區(qū)段)，藉以用于接收器之信號(hào)檢測(cè)、自動(dòng)位準(zhǔn)匹配、多樣性選擇、粗顏決定、及時(shí)間同步。這種物理層收斂協(xié)議(PLCP)前導(dǎo)之第二區(qū)段系具有一GI2保護(hù)間隔(具有這個(gè)保護(hù)間隔(GI)之兩倍長度)及兩個(gè)正交頻分多路復(fù)用(OFDM)符號(hào)T1及T2(在下文中，亦可以稱為長訓(xùn)練信號(hào)序列或區(qū)段)。這些數(shù)據(jù)符號(hào)系用于接收器之頻道預(yù)測(cè)。
正交頻分多路復(fù)用(OFDM)無線信號(hào)之接收及調(diào)制系可以利用已知接收觀念達(dá)成，其中，已知接收觀念系基于超外差接收及數(shù)字正交混合之原理。然而，特別是為了有關(guān)于降低功率消耗及避免芯片外部濾波器以壓抑鏡像頻率之理由，正交頻分多路復(fù)用(OFDM)無線信號(hào)之接收及調(diào)制系需要利用更先進(jìn)接收觀念，且，這種先進(jìn)接收觀念系利用直接混合接收器方法。在直接混合接收器方法之例子中，經(jīng)由一天線接收且放大之無線信號(hào)系分割成一同相(I)路徑及一正交(Q)路徑，且，分別與兩路徑之一區(qū)段震蕩器之輸出頻率混合，其中，供應(yīng)至混合器之震蕩器頻率系利用一相位平移器彼此平移九十度。藉此，回復(fù)包含信息之基帶信號(hào)之正交解調(diào)程序系可以利用這種接收觀念之模擬電路技術(shù)達(dá)成。
然而，基于各種理由，這種直接混合接收器結(jié)構(gòu)系容易加入一直流(DC)偏移于接收信號(hào)。這種直流(DC)偏移之負(fù)面影響系可以見于第2圖。這種正交頻分多路復(fù)用(OFDM)信號(hào)系可以視為N個(gè)調(diào)制載頻之一迭代。這些載波之頻率間隔系常數(shù)，且，這種正交頻分多路復(fù)用(OFDM)信號(hào)系可以利用傅立葉轉(zhuǎn)換產(chǎn)生。在無線局域網(wǎng)(WLAN)應(yīng)用中，指數(shù)0之載波系不要利用，藉此，一直流(DC)偏移系可以容許。為了容許這種正交頻分多路復(fù)用(OFDM)信號(hào)之譯碼，在接收器中，每個(gè)載波系分別利用一濾波器濾波，其中，每個(gè)濾波器之濾波器函數(shù)系一SINC函數(shù)(f(x)＝sin(x)/x)，且，這種SINC函數(shù)之中心系位于載頻。這種濾波器之零點(diǎn)系對(duì)應(yīng)于相鄰載頻之位置，藉此，任何載波均不會(huì)與其它載波發(fā)生干擾。事實(shí)上，這種情形系僅僅發(fā)生于發(fā)射器及接收器間，或，接收器信號(hào)載頻及接收器選擇載頻間不存在載頻偏移之時(shí)候。這種情形系可以見于第2A圖，其中，直流(DC)偏移系設(shè)置于頻率零點(diǎn)之載波。藉此，在這種特殊例子中，這種濾波器系正好于直流(DC)偏移具有一零點(diǎn)，藉以排除這種正交頻分多路復(fù)用(OFDM)信號(hào)之負(fù)面影響。
第2B圖系表示現(xiàn)實(shí)發(fā)生之情況，其中，一載頻偏移系始終存在。這種直流(DC)偏移系再度設(shè)置于頻率零點(diǎn)，但，這種濾波器卻不再于直流(DC)偏移具有一零點(diǎn)。藉此，這種直流(DC)偏移之部分能量系可能于載頻產(chǎn)生額外噪聲。相較于遠(yuǎn)離直流(DC)之載波，這種噪聲系對(duì)靠近直流(DC)之載波具有較大負(fù)面影響，因?yàn)闉V波器之帶通能力較高。
在這種正交頻分多路復(fù)用(OFDM)信號(hào)之譯碼中，這種直流(DC)偏移系具有下列兩項(xiàng)缺點(diǎn)，包括利用長訓(xùn)練符號(hào)T1及T2達(dá)成之頻道預(yù)測(cè)程序系受到這種噪聲之嚴(yán)重負(fù)面影響。
具有額外噪聲之正交頻分多路復(fù)用(OFDM)數(shù)據(jù)符號(hào)系受到均衡。
根據(jù)已知技術(shù)，一種直流(DC)偏移之預(yù)測(cè)方法，及，一種利用預(yù)測(cè)直流(DC)偏移之校正或補(bǔ)償方法系基于下列事實(shí)，亦即無線局域網(wǎng)(WLAN)信號(hào)系平均等于零點(diǎn)，因此，一周期性信號(hào)于整數(shù)循環(huán)之累積系應(yīng)該產(chǎn)生正比于這種直流(DC)偏移之結(jié)果。在已知技術(shù)中，這種預(yù)測(cè)方法系利用這種物理層收斂協(xié)議(PLCP)前導(dǎo)開頭之十個(gè)選擇短訓(xùn)練符號(hào)達(dá)成。在下文中，這些選擇短訓(xùn)練符號(hào)亦可以稱為短訓(xùn)練信號(hào)序列，因?yàn)橐粩?shù)字化數(shù)值序列系可以利用模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換，經(jīng)由各個(gè)訓(xùn)練符號(hào)形成。
第3圖系分別表示短訓(xùn)練信號(hào)序列之時(shí)域信號(hào)及頻域信號(hào)。五十二個(gè)載波之十二個(gè)載波系調(diào)制于這個(gè)訓(xùn)練信號(hào)序列(第3B圖)。得到之信號(hào)系具有0.8μs之周期性(20MHz之十六個(gè)取樣)。在發(fā)射器中，這個(gè)0.8μs之序列系重復(fù)十次，藉以產(chǎn)生第1圖所示之短訓(xùn)練信號(hào)序列。由于沒有利用直流(DC)載波，得到之0.8μs序列系具有平均數(shù)值之零點(diǎn)。第3A圖系表示同相(I)信號(hào)成分及正交(Q)信號(hào)成分之信號(hào)波形。若這些信號(hào)成分之某一信號(hào)成分系平均于0.8μs倍數(shù)之一時(shí)間間隔，則這個(gè)平均程序之結(jié)果系應(yīng)該等于零點(diǎn)，無論這個(gè)累積程序之啟始相角為何。若一直流(DC)偏移系迭代于這個(gè)平均程序之結(jié)果，則這個(gè)平均程序之結(jié)果系應(yīng)該等于這個(gè)直流(DC)偏移。
第4圖系表示三個(gè)短序列之平均情況(20MHz之3×16＝48個(gè)取樣)。這種平均程序，在對(duì)應(yīng)于第4圖所示濾波器曲線之頻域中，系具有一頻率相依之帶通能力。藉此，利用這種平均程序?yàn)V波之頻率強(qiáng)度系繪示于這個(gè)圖式之縱坐標(biāo)。另外，這個(gè)圖式系額外表示十二個(gè)載波，其系調(diào)制于這個(gè)短訓(xùn)練信號(hào)序列，且，剛好設(shè)置于濾波器函數(shù)之頻率響應(yīng)零點(diǎn)(只要載頻偏移并不存在)，藉此，在這種非現(xiàn)實(shí)情形中，這些載波系不致影響這個(gè)直流(DC)偏移之預(yù)測(cè)。
第5圖系表示現(xiàn)實(shí)發(fā)生之情況，其中，一載頻偏移系始終存在。最大容許頻率平移系±250KHz，且，第5圖系表示一載頻偏移系-250KHz之情形。在這個(gè)例子中，短訓(xùn)練信號(hào)序列之導(dǎo)引載波系不再設(shè)置于濾波器函數(shù)之零點(diǎn)，且，系可能對(duì)這種平均程序形成一噪聲貢獻(xiàn)。在這個(gè)例子中，這種平均程序系實(shí)施于一2.4μs之間隔。
如第5圖所示，每個(gè)衰減載波之能量系可以加總，進(jìn)而預(yù)測(cè)這種累積程序期間之噪聲功率，其中，這種噪聲功率系信號(hào)強(qiáng)度大小之-25dB。另外，熱噪聲亦應(yīng)該加總至這種噪聲貢獻(xiàn)，其中，熱噪聲之噪聲功率系輸入噪聲功率大小之-10×log10(3×16)＝-16.8dB。
這種情況系可以容許進(jìn)一步改善，若這種短訓(xùn)練信號(hào)序列之不止三個(gè)短序列可以累積。然而，提供于這種預(yù)測(cè)程序之序列數(shù)目亦需要限制，因?yàn)檫@種短訓(xùn)練信號(hào)序列僅具有十個(gè)短序列。根據(jù)接收路徑之架構(gòu)，第一序列之部分系可能遺失(基于脈沖串檢測(cè)、增益調(diào)整、瞬變狀態(tài)等原因)，藉此，不可利用、正確序列之?dāng)?shù)目系可能進(jìn)一步限制。然而，短序列總數(shù)最好系可以限制于二至五個(gè)之間。
直流(DC)偏移預(yù)測(cè)之另一種策略系于長訓(xùn)練信號(hào)序列期間(其中，長訓(xùn)練信號(hào)序列系包括兩個(gè)正交頻分多路復(fù)用(OFDM)符號(hào)T1及T2)，或，沿著具有負(fù)載數(shù)據(jù)之正交頻分多路復(fù)用(OFDM)數(shù)據(jù)符號(hào)實(shí)施這種預(yù)測(cè)程序，藉以儲(chǔ)存這個(gè)長訓(xùn)練信號(hào)序列，及，在可以提供直流(DC)偏移預(yù)測(cè)時(shí)校正這個(gè)長訓(xùn)練信號(hào)序列之直流(DC)偏移，及，不利用這個(gè)長訓(xùn)練信號(hào)序列于頻道預(yù)測(cè)程序，除非這種直流(DC)偏移校正程序已經(jīng)完成。在這種例子中，128個(gè)取樣之直流(DC)偏移預(yù)測(cè)亦有其可能。藉此，這種直流(DC)偏移預(yù)測(cè)程序之一噪聲貢獻(xiàn)(其中，這種噪聲貢獻(xiàn)系來自熱噪聲)大約等于輸入噪聲功率之-10(log10(128)＝-21dB。在這種例子中，問題系存在于信號(hào)本身。五十二個(gè)載波系全部調(diào)制于物理層收斂協(xié)議(PLCP)前導(dǎo)之這個(gè)部分，及，調(diào)制于全部后續(xù)正交頻分多路復(fù)用(OFDM)符號(hào)。
第6圖系表示載頻偏移等于-240KHz之情況，其中，這種平均程序系實(shí)施于一區(qū)段6.4μs之長訓(xùn)練信號(hào)序列。利用信號(hào)自身產(chǎn)生之一噪聲粗略預(yù)測(cè)系信號(hào)功率之大約-20dB，也就是說，相較于較短訓(xùn)練信號(hào)序列之例子，噪聲貢獻(xiàn)系惡化-5dB。為了取得基于相同位準(zhǔn)之噪聲數(shù)值大小，相較于基于短訓(xùn)練信號(hào)序列之直流(DC)偏移預(yù)測(cè)程序，這種累積程序必須實(shí)施于至少四個(gè)正交頻分多路復(fù)用(OFDM)符號(hào)。因此，在頻道預(yù)測(cè)程序以前，一可靠之直流(DC)偏移預(yù)測(cè)將不可能得到。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明之主要目的系提供一種多載波接收信號(hào)之直流(DC)偏移預(yù)測(cè)方法，特別是，一種無線接收器接收路徑之正交頻分多路復(fù)用(OFDM)接收信號(hào)之直流(DC)偏移預(yù)測(cè)方法，藉以改善這種直流(DC)偏移預(yù)測(cè)程序之可靠度。特別是，本發(fā)明之主要目的系提供一種直流(DC)偏移預(yù)測(cè)程序之噪聲影響降低方法。
本發(fā)明之上述及其它目的系利用權(quán)利要求第一獨(dú)立項(xiàng)所述之特征達(dá)成。本發(fā)明之其它改良及實(shí)施形式系可以見于權(quán)利要求第一獨(dú)立項(xiàng)之附屬項(xiàng)。另外，本發(fā)明亦提供一種基于本發(fā)明預(yù)測(cè)方法之補(bǔ)償方法。另外，本發(fā)明亦提供一種裝置，藉以實(shí)施本發(fā)明之預(yù)測(cè)方法，及，實(shí)施本發(fā)明之補(bǔ)償方法。
根據(jù)本發(fā)明之方法系基于下列事實(shí)，亦即多載波信號(hào)系以脈沖串形式傳輸信號(hào)，且，各個(gè)脈沖串系具有一訓(xùn)練信號(hào)序列。各個(gè)訓(xùn)練信號(hào)系彼此相同，藉以形成一周期性信號(hào)。這些訓(xùn)練信號(hào)系可以用于其它目的，舉例來說，例如同步化、增益位準(zhǔn)調(diào)整、及諸如此類。舉例來說，基于標(biāo)準(zhǔn)IEEE 802.11a/g定義之脈沖串結(jié)構(gòu)，形成于脈沖串開頭之十個(gè)短訓(xùn)練信號(hào)序列系可以利用。直流(DC)偏移系由該訓(xùn)練信號(hào)序列之一測(cè)量區(qū)段之信號(hào)平均數(shù)值得到。
根據(jù)本發(fā)明之一主要特征系包括于該測(cè)量區(qū)段之開頭及結(jié)尾提供次區(qū)段，其間，該訓(xùn)練信號(hào)序列欲加總形成平均數(shù)值之信號(hào)系利用一特定方式加權(quán)。在這種例子中，在該測(cè)量區(qū)段之開頭，目標(biāo)系利用一上升加權(quán)函數(shù)加權(quán)該測(cè)量區(qū)段之一第一時(shí)間次區(qū)段，且，在該測(cè)量區(qū)段之結(jié)尾，目標(biāo)系利用一下降加權(quán)函數(shù)加權(quán)該測(cè)量區(qū)段之一最后時(shí)間次區(qū)段。事實(shí)上，已知技術(shù)之矩形測(cè)量窗口系利用具有一上升區(qū)段及一下降區(qū)段之測(cè)量窗口取代，其中，該等加權(quán)函數(shù)系可能是線性或非線性。如先前所述，基于本發(fā)明之測(cè)量窗口，這種平均程序之噪聲影響系可以顯著降低。
另外，該第一時(shí)間次區(qū)段及該最后時(shí)間次區(qū)段之間最好系具有一不需要加權(quán)之中央時(shí)間次區(qū)段。這種程序最好系實(shí)施，藉此，該中央時(shí)間次區(qū)段之信號(hào)或數(shù)字化信號(hào)數(shù)值系可以乘以一常數(shù)標(biāo)準(zhǔn)化數(shù)值，且，該等加權(quán)時(shí)間次區(qū)段之信號(hào)或數(shù)字化信號(hào)數(shù)值系可以乘以加權(quán)因子，其中，該等加權(quán)因子系小于該標(biāo)準(zhǔn)化數(shù)值，且，該等加權(quán)因子之時(shí)間波形系利用該等加權(quán)函數(shù)支配。
在這種例子中，該上升加權(quán)函數(shù)及該下降加權(quán)函數(shù)并不需要單調(diào)地上升或單調(diào)地下降。事實(shí)上，該上升加權(quán)函數(shù)系可以經(jīng)由一相對(duì)較低之加權(quán)數(shù)值開始，且，結(jié)束于一相對(duì)較高之加權(quán)數(shù)值(雖然兩者間亦可能具有下降區(qū)段)。利用相同方法，該下降加權(quán)函數(shù)系可以經(jīng)由一相對(duì)較高之加權(quán)數(shù)值開始，且，結(jié)束于一相對(duì)較低之加權(quán)數(shù)值(雖然兩者間亦可能具有上升區(qū)段)。然而，無疑地，最簡易加權(quán)函數(shù)之實(shí)施方式系具有一線性上升區(qū)段及一線性下降區(qū)段，也就是說，一斜面上升區(qū)段及一斜面下降區(qū)段，其中，該上升加權(quán)函數(shù)系經(jīng)由零點(diǎn)開始、并結(jié)束于該標(biāo)準(zhǔn)化數(shù)值，且其中，該下降加權(quán)函數(shù)系經(jīng)由該標(biāo)準(zhǔn)化數(shù)值開始、并結(jié)束于零點(diǎn)。
在一較佳實(shí)施例中，首先，該接收信號(hào)系數(shù)字化，且，該累積程序系基于該測(cè)量區(qū)段之該等數(shù)字化信號(hào)數(shù)值，其系于對(duì)應(yīng)時(shí)間分別乘以該加權(quán)函數(shù)(也就是說，先前所述之加權(quán)因子)之?dāng)?shù)字?jǐn)?shù)值及該非加權(quán)函數(shù)之該數(shù)字標(biāo)準(zhǔn)化數(shù)值。隨后，由此形成之乘積系加總，且，該等乘積之加總結(jié)果系可以形成。藉此，實(shí)際累積程序系可以首先完成。接著，該累積結(jié)果亦必須除以該等時(shí)間次區(qū)段之權(quán)值加總結(jié)果，其中，各個(gè)時(shí)間次區(qū)段之權(quán)值系正比于該等時(shí)間次區(qū)段之加權(quán)函數(shù)或非加權(quán)函數(shù)之曲線下方面積。舉例來說，在最簡易之例子中，若該加權(quán)函數(shù)系一線性上升或一線性下降斜面，則該權(quán)值系等于0.5(若該權(quán)值系基于該非加權(quán)函數(shù)之?dāng)?shù)字?jǐn)?shù)值1以標(biāo)準(zhǔn)化)。
該等非加權(quán)函數(shù)之?dāng)?shù)字?jǐn)?shù)值系可以利用一數(shù)字標(biāo)準(zhǔn)化數(shù)值提供，且，該數(shù)字標(biāo)準(zhǔn)化數(shù)值系始終維持常數(shù)。隨后，該上升加權(quán)函數(shù)之?dāng)?shù)字?jǐn)?shù)值系應(yīng)該經(jīng)由一等于或接近零之?dāng)?shù)值上升至一對(duì)應(yīng)或接近該數(shù)字標(biāo)準(zhǔn)化數(shù)值之?dāng)?shù)值，且，該下降加權(quán)函數(shù)之?dāng)?shù)字?jǐn)?shù)值系應(yīng)該經(jīng)由一對(duì)應(yīng)或接近該數(shù)字標(biāo)準(zhǔn)化數(shù)值之?dāng)?shù)值下降至一等于或接近零之?dāng)?shù)值。
如先前所述，具有一線性區(qū)段、斜面上升或斜面下降區(qū)段之簡易加權(quán)函數(shù)系可以利用。然而，非線性加權(quán)函數(shù)亦可以利用。
利用相同方法，具有一非單調(diào)上升或非單調(diào)下降之加權(quán)函數(shù)亦可以利用。
根據(jù)本發(fā)明方法之一種重要應(yīng)用系正交頻分多路復(fù)用(OFDM)傳輸方法，特別是，標(biāo)準(zhǔn)IEEE 802.11a/g定義之一種傳輸方法，其中，一脈沖串結(jié)構(gòu)系定義，且，這種方法系利用該脈沖串開頭之具有十個(gè)短訓(xùn)練信號(hào)序列之一前導(dǎo)區(qū)段。該等訓(xùn)練信號(hào)序列之一區(qū)段系可以做為本發(fā)明方法之一測(cè)量區(qū)段。藉此，直流(DC)偏移系可以于該累積程序及評(píng)估程序以后得知，且，可以用于后續(xù)長訓(xùn)練信號(hào)序列之直流(DC)補(bǔ)償，藉以容許頻道預(yù)測(cè)之改良。
該等時(shí)間次區(qū)段之長度系可以對(duì)應(yīng)于至少一區(qū)段之長度，其中，一區(qū)段之長度系對(duì)應(yīng)于一訓(xùn)練信號(hào)序列之長度，也就是說，對(duì)應(yīng)于該訓(xùn)練信號(hào)序列之周期。因此，在實(shí)施本發(fā)明方法之正常情況中，該第一時(shí)間次區(qū)段系具有一區(qū)段之長度，該中央時(shí)間次區(qū)段系不存在且具有至少一區(qū)段之長度，且，該最后次區(qū)段系具有一區(qū)段之長度。
根據(jù)本發(fā)明之方法系可以改良，藉以提供一種補(bǔ)償方法。首先，基于先前所述之方法預(yù)測(cè)一直流(DC)偏移。隨后，由該接收信號(hào)減去該預(yù)測(cè)直流(DC)偏移。較佳者，該補(bǔ)償程序系可以用于該訓(xùn)練信號(hào)序列之脈沖串，藉以用于該預(yù)測(cè)程序。如先前所述，事實(shí)上，該補(bǔ)償程序亦可以用于該長訓(xùn)練信號(hào)序列之接收信號(hào)，藉此，利用該長訓(xùn)練信號(hào)序列之頻道預(yù)測(cè)程序系可以更可靠地實(shí)施。
另外，本發(fā)明亦提供一種實(shí)施本發(fā)明方法之裝置，該裝置系包括裝置，用以檢測(cè)該訓(xùn)練信號(hào)序列(用于該預(yù)測(cè)程序)，及，用以發(fā)射一對(duì)應(yīng)信號(hào)；以及裝置，用以在該檢測(cè)裝置接收一檢測(cè)信號(hào)以后，預(yù)測(cè)該直流(DC)偏移。
較佳者，該接收信號(hào)之?dāng)?shù)字化裝置系排列于該預(yù)測(cè)裝置之接收路徑上行電路。隨后，該預(yù)測(cè)裝置系包括裝置，用以累積該訓(xùn)練信號(hào)序列之信號(hào)數(shù)字化數(shù)值(訓(xùn)練信號(hào)序列)及該加權(quán)函數(shù)或該非加權(quán)函數(shù)之?dāng)?shù)字?jǐn)?shù)值之乘積。另外，該預(yù)測(cè)裝置系包括裝置，用以相除該累積結(jié)果及該等時(shí)間次區(qū)段之權(quán)值加總結(jié)果。
另外，一種改良裝置系包括裝置，用以補(bǔ)償該直流(DC)偏移，其中，該裝置系排列以供應(yīng)該預(yù)測(cè)直流(DC)偏移及該接收信號(hào)，且，該直流(DC)偏移系可以由該接收信號(hào)減去。


根據(jù)本發(fā)明方法及裝置系利用較佳實(shí)施例之文字，配合所附圖式詳細(xì)說明如下，其中第1圖系表示一種基于標(biāo)準(zhǔn)IEEE 802.11a/g之脈沖串結(jié)構(gòu)；第2圖系表示沒有載頻偏移(A)及具有載頻偏移(B)之直流(DC)偏移影響；第3圖系表示時(shí)域(A)(具有同相(I)信號(hào)成分及正交(Q)信號(hào)成分)及頻域(B)之一種短訓(xùn)練信號(hào)序列；第4圖系表示已知平均程序于2.4μs間隔之一種頻率相關(guān)濾波器函數(shù)(不存在任何載頻偏移)；第5圖系表示已知平均程序于2.4μs間隔之一種頻率相關(guān)濾波器函數(shù)(存在-250KHz之載頻偏移)；第6圖系表示已知平均程序于長訓(xùn)練信號(hào)序列之2.4μs間隔之一種頻率相關(guān)濾波器函數(shù)(存在-250KHz之載頻偏移)；第7圖系表示實(shí)施本發(fā)明方法(A)之電路方塊圖，該電路系具有直流(DC)偏移預(yù)測(cè)器(B)；第8圖系表示本發(fā)明平均程序于2.4μs間隔之一種頻率相關(guān)濾波器函數(shù)(粗線)；第9圖系表示本發(fā)明方法(9.1)、具有短訓(xùn)練信號(hào)序列之已知方法(9.2)、具有長訓(xùn)練信號(hào)序列之已知方法(9.3)中，未濾波噪聲功率(利用平均程序傳輸)/信號(hào)功率及輸入信號(hào)噪聲比之關(guān)系；第10圖系表示標(biāo)準(zhǔn)訓(xùn)練信號(hào)序列之部分，該標(biāo)準(zhǔn)訓(xùn)練信號(hào)序列系具有第7圖檢測(cè)單元之開始信號(hào)及停止信號(hào)；第11圖系表示基于第12圖算法以實(shí)施本發(fā)明方法之電路方塊圖；以及第12圖系表示一種實(shí)施本發(fā)明方法之算法。
具體實(shí)施例方式
如第7A圖所示之電路方塊圖，一正交頻分多路復(fù)用(OFDM)接收信號(hào)系送進(jìn)一正交頻分多路復(fù)用(OFDM)無線接收器之接收路徑以進(jìn)行正交調(diào)制，藉以產(chǎn)生一同相(I)信號(hào)成分及一正交(Q)信號(hào)成分。兩信號(hào)成分系同時(shí)供應(yīng)至一無線局域網(wǎng)(WLAN)檢測(cè)單元1，且，該無線局域網(wǎng)(WLAN)之目的系基于無線局域網(wǎng)(WLAN)或歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會(huì)(ETSI)標(biāo)準(zhǔn)，利用短訓(xùn)練信號(hào)序列檢測(cè)以檢測(cè)一無線局域網(wǎng)(WLAN)信號(hào)之存在。每當(dāng)檢測(cè)到前導(dǎo)之短訓(xùn)練信號(hào)序列開頭，該無線局域網(wǎng)(WLAN)檢測(cè)單元1系利用一開始信號(hào)，藉以將事實(shí)發(fā)送至一直流(DC)偏移預(yù)測(cè)器2。同樣地，每當(dāng)檢測(cè)到前導(dǎo)之短訓(xùn)練信號(hào)序列結(jié)尾，該無線局域網(wǎng)(WLAN)檢測(cè)單元1系利用一停止信號(hào)，藉以將事實(shí)發(fā)送至該直流(DC)偏移預(yù)測(cè)器2。
該直流(DC)偏移預(yù)測(cè)器2系實(shí)施該開始信號(hào)及該停止信號(hào)間之直流(DC)偏移預(yù)測(cè)。每當(dāng)檢測(cè)到前導(dǎo)之短訓(xùn)練信號(hào)序列結(jié)尾，該直流(DC)偏移預(yù)測(cè)器2系發(fā)出該同相(I)信號(hào)成分之預(yù)測(cè)結(jié)果DC_I及該正交(Q)信號(hào)成分之預(yù)測(cè)結(jié)果DC_Q至一直流(DC)偏移校正單元3。另外，該直流(DC)偏移校正單元3亦同時(shí)供應(yīng)正交調(diào)制之未校正同相(I)信號(hào)成分及正交(Q)信號(hào)成分。該直流(DC)偏移校正單元3系校正該同相(Q)信號(hào)成分及該正交(Q)信號(hào)成分，且，補(bǔ)償該同相(Q)信號(hào)成分及該正交(Q)信號(hào)成分之直流(DC)偏移，亦即由該同相(Q)信號(hào)成分及該正交(Q)信號(hào)成分減去該直流(DC)偏移預(yù)測(cè)器2之預(yù)測(cè)結(jié)果DC_I及預(yù)測(cè)結(jié)果DC_Q。利用該減去程序，該直流(DC)偏移校正單元3系可以得到校正或補(bǔ)償之同相(I’)信號(hào)成分及正交(Q’)信號(hào)成分。
如第7B圖所示，在該同相(I)信號(hào)成分及該正交(Q)信號(hào)成分之路徑中，該直流(DC)偏移預(yù)測(cè)器2系分別具有一累積器21及一除法器22。根據(jù)本發(fā)明直流(DC)偏移預(yù)測(cè)方法之累積程序系實(shí)施于該累積器21。在該除法器22中，該累積程序之加總結(jié)果系除以各個(gè)時(shí)間次區(qū)段之權(quán)值加總結(jié)果。
在各個(gè)例子中，該同相(I)信號(hào)成分及該正交(Q)信號(hào)成分系利用一模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(圖中未示)數(shù)字化，且，數(shù)字化取樣數(shù)值系供應(yīng)至該累積器21。如已知技術(shù)，該累積程序系不再加總一測(cè)量區(qū)段之取樣數(shù)值。事實(shí)上，該等取樣數(shù)值首先系加權(quán)，然后再加總。為了達(dá)到目的，該累積器21亦供應(yīng)一加權(quán)函數(shù)之權(quán)值。在這種例子中，下列三種加權(quán)函數(shù)系可以定義(1)上升加權(quán)函數(shù)(2)無需加權(quán)函數(shù)(3)下降加權(quán)函數(shù)加權(quán)函數(shù)之線性、斜面波形系可以用于上升加權(quán)函數(shù)及下降加權(quán)函數(shù)。然而，加權(quán)函數(shù)之波形亦可能是非線性的，舉例來說，具有一上升余弦函數(shù)之波形。
在第8圖中，細(xì)線系表示已知平均程序于相同2.4μs測(cè)量間隔之頻率相關(guān)濾波器函數(shù)，如第4圖及第5圖所示(20MHz之48個(gè)取樣)。另外，粗線系表示本發(fā)明平均程序之頻率相關(guān)濾波器函數(shù)。在這種例子中，該平均程序系實(shí)施于三個(gè)區(qū)段，其中，各個(gè)區(qū)段系對(duì)應(yīng)于一訓(xùn)練信號(hào)序列，且，各個(gè)區(qū)段系具有一0.8μs之長度。在第一區(qū)段中，信號(hào)系利用一線性上升加權(quán)函數(shù)加權(quán)。在第二區(qū)段中，信號(hào)系不需要加權(quán)。在第三區(qū)段中，信號(hào)系利用一線性下降加權(quán)函數(shù)加權(quán)。如圖中所示，一±250KHz之載頻偏移之濾波器帶通函數(shù)，除中央波瓣以外，僅會(huì)具有三個(gè)大于-40dB之波瓣。相對(duì)于此，已知平均程序(粗線)之所有波瓣均會(huì)大于-40dB。這表示信號(hào)自身產(chǎn)生之噪聲預(yù)測(cè)系大約等于信號(hào)功率大小之-35dB，藉此，本發(fā)明平均程序，相較于已知平均程序，系可以具有+10dB之改良。
同樣地，第8圖亦表示本發(fā)明方法之頻率響應(yīng)，在0.5MHz以下，并不如已知方法之頻率響應(yīng)。這表示基于熱噪聲之原因，預(yù)測(cè)噪聲系輕微上升。在一2.4μs測(cè)量間隔(48個(gè)取樣數(shù)值)之例子中，噪聲變動(dòng)差異之大小系等于1dB。這表示-15.8dB之噪聲功率(本發(fā)明方法)及-16.8dB之噪聲功率(已知方法)。這種惡化系可以忽略，若高速率傳輸模式系特別想要良好之直流(DC)偏移預(yù)測(cè)，其中，噪聲功率系顯著小于信號(hào)功率(-20dB或更低)。
第9圖系表示各種實(shí)施方式中，預(yù)測(cè)噪聲功率/信號(hào)功率及輸入信號(hào)噪聲比(SNR)之關(guān)系(基于一250KHz載頻偏移之假設(shè))。曲線9.1系表示利用本發(fā)明方法之關(guān)系，曲線9.2系表示利用短訓(xùn)練信號(hào)序列之已知方法之關(guān)系，且，曲線9.3系表示利用長訓(xùn)練信號(hào)序列之已知方法之關(guān)系。曲線9.1及曲線9.2之測(cè)量窗口系2.4μs，且，曲線9.3之測(cè)量窗口系6.4μs，也就是說，整個(gè)長訓(xùn)練信號(hào)序列。如圖中所示，本發(fā)明方法系可以較已知方法具有更理想之結(jié)果，即使在輸入信號(hào)噪聲比大于2.8dB之情況下。相對(duì)于長訓(xùn)練信號(hào)序列，沒有任何加權(quán)類型可以顯著改良該平均程序，即使是在具有大量取樣數(shù)值(128個(gè)取樣數(shù)值，相較于本發(fā)明方法之48個(gè)取樣數(shù)值)之情況下。
直流(DC)偏移預(yù)測(cè)之結(jié)果系可以改良，若該平均程序之區(qū)段數(shù)目可以愈多，或，若該平均程序之短訓(xùn)練信號(hào)序列數(shù)目可以愈多。有鑒于此，直流(DC)偏移預(yù)測(cè)之短訓(xùn)練信號(hào)序列數(shù)目系應(yīng)該盡可能增加。
下文所述之實(shí)施方式系基于該無線局域網(wǎng)(WLAN)檢測(cè)單元1(如第7圖所示)之開始信號(hào)發(fā)出時(shí)間未明確定義之假設(shè)，且，如第10圖所示(舉例來說)，可以發(fā)生于該訓(xùn)練信號(hào)序列之任何給定時(shí)間t5。第10圖系表示一種典型情況，其中，脈沖串檢測(cè)系可以實(shí)施一可變時(shí)間長度(根據(jù)傳輸條件)，且，信號(hào)系不會(huì)儲(chǔ)存于一內(nèi)存。
同樣地，第1圖所示之無線局域網(wǎng)(WLAN)檢測(cè)單元1系于該短訓(xùn)練信號(hào)序列結(jié)尾發(fā)出一停止信號(hào)。
第一種實(shí)施方式系包括儲(chǔ)存該開始信號(hào)及該停止信號(hào)間之所有取樣數(shù)值，及，在該停止信號(hào)以后，對(duì)應(yīng)該等取樣數(shù)值集合及最佳加權(quán)函數(shù)以后處理該等取樣數(shù)值。
相對(duì)地，下文系說明另一種實(shí)施方式，藉以避免這種復(fù)雜之儲(chǔ)存程序，且，不需要定義一固定數(shù)值之取樣數(shù)值于該平均程序?；诘?1圖所示之動(dòng)態(tài)累積程序，這種預(yù)測(cè)程序系不需要任何后處理程序。第12圖系表示實(shí)施這種算法之偽程序代碼。
由該開始信號(hào)開始，數(shù)字化輸入信號(hào)系累積于0.8μs之第一區(qū)段。在各個(gè)例子中，該累積程序系分別實(shí)施于該同相(I)信號(hào)成分及該正交(Q)信號(hào)成分。在第一區(qū)段中，該累積程序亦可以利用兩種不同之加權(quán)函數(shù)實(shí)施，其中，利用上升加權(quán)函數(shù)計(jì)算之一累積結(jié)果系表示為一變量a1，且，利用非加權(quán)函數(shù)計(jì)算之一累積結(jié)果系表示為一變量a2。在第一區(qū)段結(jié)尾，第一近似累積結(jié)果系可以得到，且，系可以等于變量a2。相同程序系重復(fù)于0.8μs之第二區(qū)段。此時(shí)，利用非加權(quán)函數(shù)計(jì)算之一累積結(jié)果系表示為一變量a1，且，利用下降加權(quán)函數(shù)計(jì)算之一累積結(jié)果系表示為一變量a2。在第二區(qū)段結(jié)尾，一更新、更精確之累積結(jié)果系可以得到，其系等于舊預(yù)測(cè)累積結(jié)果減去舊變量a2內(nèi)容、再加上新變量a2內(nèi)容及舊變量a1內(nèi)容。這種程序系可以重復(fù)于各個(gè)0.8μs之后續(xù)區(qū)段，其中，利用非加權(quán)函數(shù)計(jì)算之累積結(jié)果系始終表示為a1，且，利用下降加權(quán)函數(shù)計(jì)算之累積結(jié)果系始終表示為a2。
該累積程序系可以持續(xù)至該停止信號(hào)(或，持續(xù)至最大區(qū)段數(shù)目)，其通常會(huì)位于一0.8μs區(qū)段之累積中央。隨后，最后直流(DC)偏移預(yù)測(cè)數(shù)值系可以表示為最常決定之累積結(jié)果除以利用權(quán)值之加總結(jié)果。若該等加權(quán)函數(shù)系利用適當(dāng)方式選擇，則該等權(quán)值系可以表示為整數(shù)，藉此，最終除法系可以利用簡易及效率方式(一次或二次之除法因子)實(shí)施。
利用第11圖所示之實(shí)施方式，該等加權(quán)函數(shù)系可以利用下列數(shù)字?jǐn)?shù)值上升加權(quán)函數(shù)01 03 05 07 09 11 13 15 1719 21 23 25 27 29 31權(quán)值加總結(jié)果256非加權(quán)函收32 32 32...32(16×32)權(quán)值加總結(jié)果512(以區(qū)段為單位)下降加權(quán)函數(shù)31 29 27 25 23 21 19 17 1513 11 09 07 05 03 01(上升加權(quán)函數(shù)之方向序列)權(quán)值加總結(jié)果256在第11圖所示之例子中，該累積結(jié)果，在該停止信號(hào)以后，系可以除以(256+256+512+512+512)＝4×512。
另外，上升加權(quán)函數(shù)及下降加權(quán)函數(shù)亦可以選擇其它數(shù)字?jǐn)?shù)值序列，且，其它數(shù)字?jǐn)?shù)值序列亦可能得到更佳結(jié)果。該等其它數(shù)字?jǐn)?shù)值序列，如先前所述，系可以對(duì)應(yīng)于該等加權(quán)函收之一非線性曲線。另外，該等其它數(shù)字?jǐn)?shù)值序列亦不見得需要單調(diào)地上升或下降。舉例來說，該上升加權(quán)函數(shù)系可以利用下列數(shù)字?jǐn)?shù)值序列。
上升加權(quán)函數(shù)04.85 00.90 08.07 05.65 10.66 10.8013.15 15.71 16.13 19.84 20.00 22.9424.76 25.24 29.93 27.35權(quán)值加總結(jié)果25權(quán)利要求
1.一種多載波接收信號(hào)之直流(DC)偏移預(yù)測(cè)方法，特別是一正交頻分多路復(fù)用(OFDM)接收信號(hào)，實(shí)施于一無線接收器之接收路徑，該預(yù)測(cè)方法系包括下列步驟以脈沖串形式傳輸信號(hào)，且，各個(gè)脈沖串系具有一相同訓(xùn)練信號(hào)序列，藉以形成一周期性信號(hào)；經(jīng)由該訓(xùn)練信號(hào)序列之一測(cè)量區(qū)段之信號(hào)平均數(shù)值以得到直流(DC)偏移；以及利用一上升加權(quán)函數(shù)加權(quán)該訓(xùn)練信號(hào)序列之該測(cè)量區(qū)段之一第一時(shí)間次區(qū)段，且，利用一下降加權(quán)函數(shù)加權(quán)該測(cè)量區(qū)段之一最后時(shí)間次區(qū)段。
2.如權(quán)利要求第1項(xiàng)所述之方法，其特征在于該測(cè)量區(qū)段系具有一中央時(shí)間次區(qū)段，該中央時(shí)間次區(qū)段系設(shè)置于該第一時(shí)間次區(qū)段及該最后時(shí)間次區(qū)段之間，且，該中央時(shí)間次區(qū)段系不需要加權(quán)。
3.如權(quán)利要求第1或2項(xiàng)所述之方法，其特征在于(A)該接收信號(hào)系數(shù)字化；(B)該測(cè)量區(qū)段之該等數(shù)字化信號(hào)數(shù)值，于對(duì)應(yīng)時(shí)間，系分別乘以該加權(quán)函數(shù)及該非加權(quán)函數(shù)之?dāng)?shù)字?jǐn)?shù)值；以及(C)利用步驟(B)形成之乘積系加總，且，該加總結(jié)果系除以該等時(shí)間次區(qū)段之權(quán)值加總結(jié)果，其中，各個(gè)時(shí)間次區(qū)段之權(quán)值系正比于該等時(shí)間次區(qū)段之加權(quán)函數(shù)或非加權(quán)函數(shù)之曲線下方面積。
4.如權(quán)利要求第3項(xiàng)所述之方法，其特征在于該非加權(quán)函數(shù)之?dāng)?shù)字?jǐn)?shù)值系利用一數(shù)字標(biāo)準(zhǔn)化數(shù)值得到，且，該數(shù)位標(biāo)準(zhǔn)化數(shù)值系始終維持常數(shù)；該上升加權(quán)函數(shù)之?dāng)?shù)字?jǐn)?shù)值系經(jīng)由一等于或接近零之?dāng)?shù)值上升至一對(duì)應(yīng)或接近該數(shù)字標(biāo)準(zhǔn)化數(shù)值之?dāng)?shù)值；以及該下降加權(quán)函數(shù)之?dāng)?shù)字?jǐn)?shù)值系經(jīng)由一對(duì)應(yīng)或接近該數(shù)字標(biāo)準(zhǔn)化數(shù)值之?dāng)?shù)值下降至一等于或接近零之?dāng)?shù)值。
5.如權(quán)利要求第1至4項(xiàng)之任何一項(xiàng)所述之方法，其特征在于該第一時(shí)間次區(qū)段之加權(quán)函數(shù)系隨時(shí)間單調(diào)或非單調(diào)地上升；及/或該最后時(shí)間次區(qū)段之加權(quán)函數(shù)系隨時(shí)間單調(diào)或非單調(diào)地下降。
6.如權(quán)利要求第1至5項(xiàng)之任何一項(xiàng)所述之方法，其特征在于該第一時(shí)間次區(qū)段之加權(quán)函數(shù)系隨時(shí)間線性或非線性地上升；及/或該最后時(shí)間次區(qū)段之加權(quán)函數(shù)系隨時(shí)間線性或非線性地下降。
7.如權(quán)利要求第1至6項(xiàng)之任何一項(xiàng)所述之方法，其特征在于傳輸方法系一正交頻分多路復(fù)用(OFDM)方法，且，該脈沖串結(jié)構(gòu)系定義于標(biāo)準(zhǔn)IEEE 802.11a/g；以及該傳輸方法系利用一前導(dǎo)區(qū)段，該前導(dǎo)區(qū)段系具有十個(gè)短訓(xùn)練信號(hào)序列，且，該前導(dǎo)區(qū)段系設(shè)置于脈沖串開始時(shí)間。
8.如權(quán)利要求第1至7項(xiàng)之任何一項(xiàng)所述之方法，其特征在于正交解調(diào)系實(shí)施于該無線接收器之接收路徑，藉以形成一同相(I)信號(hào)成分及一正交(Q)信號(hào)成分；以及該正交解調(diào)方法系實(shí)施于該同相(I)路徑及該正交(Q)路徑。
9.如權(quán)利要求第1至8項(xiàng)之任何一項(xiàng)所述之方法，其特征在于該等時(shí)間次區(qū)段之長度系對(duì)應(yīng)于至少一區(qū)段之長度，其中，一區(qū)段之長度系對(duì)應(yīng)于一訓(xùn)練信號(hào)序列之長度，或，對(duì)應(yīng)于該訓(xùn)練信號(hào)序列之周期。
10.如權(quán)利要求第3或9項(xiàng)所述之方法，其特征在于該第一時(shí)間次區(qū)段系具有一區(qū)段之長度，該中央時(shí)間次區(qū)段系不存在且具有至少一區(qū)段之長度，且，該最后次區(qū)段系具有一區(qū)段之長度。
11.如權(quán)利要求第1至10項(xiàng)所述之任何一項(xiàng)所述之方法，其特征在于在一第一次區(qū)段中，該平均程序系利用一上升加權(quán)函數(shù)實(shí)施，且，該結(jié)果系表示為a1，且，該平均程序系利用一非加權(quán)函數(shù)實(shí)施，且，該結(jié)果系表示為a2；在一第二次區(qū)段中，該平均程序系利用該非加權(quán)函數(shù)實(shí)施，且，該結(jié)果系表示為a1，且，該平均程序系利用一下降加權(quán)函數(shù)實(shí)施，且，該結(jié)果系表示為a2；在任何其它次區(qū)段中，該平均程序系利用該非加權(quán)函數(shù)實(shí)施，且，該結(jié)果系表示為a1，且，該平均程序系利用該下降加權(quán)函數(shù)實(shí)施，且，該結(jié)果系表示為a2；以及在該第二時(shí)間次區(qū)段以后，且，在各個(gè)其它次區(qū)段以后，一累積結(jié)果系經(jīng)由先前步驟計(jì)算之一累積結(jié)果減去舊內(nèi)容a2、加上新內(nèi)容a2、再加上舊內(nèi)容a1計(jì)算得到。
12.一種多載波接收信號(hào)之直流(DC)偏移補(bǔ)償方法，特別是一正交頻分多路復(fù)用(OFDM)接收信號(hào)，實(shí)施于一無線接收器之接收路徑，該補(bǔ)償方法系包括下列步驟基于權(quán)利要求第1至11項(xiàng)之任何一項(xiàng)所述之方法，預(yù)測(cè)一直流(DC)偏移；以及由該接收信號(hào)減去該預(yù)測(cè)直流(DC)偏移。
13.如權(quán)利要求第12項(xiàng)所述之方法，其特征在于該預(yù)測(cè)直流(DC)偏移系由一訓(xùn)練信號(hào)序列之信號(hào)減去，該訓(xùn)練信號(hào)序列系提供于一頻道預(yù)測(cè)程序，且，該頻道預(yù)測(cè)程序系以此方式利用該訓(xùn)練信號(hào)序列之校正信號(hào)實(shí)施。
14.一種裝置，藉以實(shí)施權(quán)利要求第1至11項(xiàng)之任何一項(xiàng)所述之方法，該裝置系包括裝置，用以檢測(cè)(1)該訓(xùn)練信號(hào)序列，及，用以發(fā)射一對(duì)應(yīng)信號(hào)；以及裝置，用以在該檢測(cè)(1)裝置接收一檢測(cè)信號(hào)以后，預(yù)測(cè)(2)該直流(DC)偏移。
15.如權(quán)利要求第14項(xiàng)所述之裝置，其中，該預(yù)測(cè)(2)裝置系包括裝置，用以累積(21)該訓(xùn)練信號(hào)序列之信號(hào)數(shù)字化數(shù)值及該加權(quán)函數(shù)或該非加權(quán)函數(shù)之?dāng)?shù)字?jǐn)?shù)值之乘積；以及裝置，用以相除(22)該累積結(jié)果及該等次區(qū)段之權(quán)值加總結(jié)果，其中，各個(gè)次區(qū)段之權(quán)值系正比于該等時(shí)間次區(qū)段之加權(quán)函數(shù)或非加權(quán)函數(shù)之曲線下方面積。
16.一種裝置，藉以實(shí)施權(quán)利要求第12項(xiàng)所述之方法，該裝置系包括裝置，用以補(bǔ)償(3)該直流(DC)偏移，其中，該裝置系排列以供應(yīng)該預(yù)測(cè)直流(DC)偏移及該接收信號(hào)，且，該直流(DC)偏移系可以由該接收信號(hào)減去。
17.一種無線接收器，該無線接收器系具有權(quán)利要求第14至16項(xiàng)之任何一項(xiàng)所述之裝置。
全文摘要
舉例來說，基于標(biāo)準(zhǔn)IEEE 802.11a/g之一傳輸正交頻分多路復(fù)用(OFDM)信號(hào)之各個(gè)脈沖串系具有一前導(dǎo)，且，該前導(dǎo)系具有十個(gè)短訓(xùn)練信號(hào)之一序列。直流(DC)偏移系由該訓(xùn)練信號(hào)序列之一測(cè)量區(qū)段之信號(hào)平均數(shù)值得到，其中，該測(cè)量區(qū)段之一第一時(shí)間次區(qū)段系利用一上升加權(quán)函數(shù)加權(quán)，且，該測(cè)量區(qū)段之一最后時(shí)間次區(qū)段系利用一下降加權(quán)函數(shù)加權(quán)。一非加權(quán)之中央時(shí)間次區(qū)段系可以設(shè)置于該兩者間。該測(cè)量區(qū)段之信號(hào)系以此方式累積，且，該累積結(jié)果系除以該等時(shí)間次區(qū)段之權(quán)值加總結(jié)果。利用該累積程序，相較于實(shí)際信號(hào)之噪聲貢獻(xiàn)，平均程序系可以具有較佳之濾波器特性。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1578295SQ20041007120
公開日2005年2月9日 申請(qǐng)日期2004年7月14日 優(yōu)先權(quán)日2003年7月14日
發(fā)明者S·馬斯里 申請(qǐng)人:因芬尼昂技術(shù)股份公司