專利名稱：陣列天線通信裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種可實(shí)時變更天線方向性的無線裝置的結(jié)構(gòu)，尤其是涉及一種用于自適應(yīng)陣列無線基站的無線裝置的結(jié)構(gòu)。
背景技術(shù)：
近年來，在移動通信系統(tǒng)中，提出了有效利用頻率的各種傳輸信道分配方法，其中部分方法已被應(yīng)用。
圖3是頻分多址(FDMAFrequency Division Multiple Access)、時分多址(TDMATime Division Multiple Access)和PDMA等各種通信系統(tǒng)中的信道配置圖。
首先，參照圖3來簡單說明FDMA、TDMA和PDMA。圖3(a)是表示FDMA的圖，以不同頻率f1-f4的電波將用戶1-4的模擬信號頻率分割后傳輸，各用戶1-4的信號被頻率濾波器分離。
圖3(b)所示的TDMA中，以不同頻率f1-f4的電波在每規(guī)定時間(時隙)將各用戶的數(shù)字化后的信號時間分割后傳輸，各用戶的信號通過頻率濾波器與基站和各用戶移動終端裝置之間的時間同步來分離。
另一方面，最近，隨著便攜型電話機(jī)的普及，為了提高電波的頻率利用效率，提出了PDMA方式。該P(yáng)DMA方式如圖3(c)所示，空間分割相同頻率下的1個時隙，傳輸多個用戶的數(shù)據(jù)。在該P(yáng)DMA中，使用頻率濾波器、基站和各用戶移動終端裝置之間的時間同步、和自適應(yīng)陣列(adaptive array)等去除相互干擾裝置來分離各用戶的信號。
圖4是表示自適應(yīng)陣列無線基站的動作原理的模式圖。圖4中，1個自適應(yīng)陣列無線基站1具備由n條天線#1、#2、#3、...、#n構(gòu)成的陣列天線2，將該電波到達(dá)的范圍表示為第1斜線區(qū)域3。另一方面，將相鄰的其它無線基站6的電波到達(dá)的范圍表示為第2斜線區(qū)域7。
在區(qū)域3內(nèi)，在作為用戶A的終端的便攜電話機(jī)4與自適應(yīng)陣列無線基站1之間收發(fā)信電波信號(箭頭5)。另一方面，在區(qū)域7內(nèi)，在作為另一用戶B的終端的便攜電話機(jī)8與無線基站6之間收發(fā)信電波信號(箭頭9)。
這里，當(dāng)用戶A的便攜電話機(jī)4的電波信號的頻率與用戶B的便攜電話機(jī)8的電波信號的頻率偶爾相等時，通過用戶B的位置，來自用戶B的便攜電話機(jī)8的電波信號在區(qū)域3內(nèi)變?yōu)闊o用的干擾信號，混入用戶A的便攜電話機(jī)4與自適應(yīng)陣列基站1之間的電波信號中。
這樣，接收來自用戶A和B雙方的混合后的電波信號的自適應(yīng)陣列無線基站1中，若不實(shí)施任何處理，則輸出來自用戶A和B雙方的信號混合后的信號，妨礙原本應(yīng)通話的用戶A的通話。
因此，在自適應(yīng)陣列無線基站1中，為了從輸出信號中去除來自用戶B的信號，進(jìn)行如下處理。圖5是表示自適應(yīng)陣列無線基站1的結(jié)構(gòu)的示意框圖。
首先，若將來自用戶A的信號設(shè)為A(t)，將來自用戶B的信號設(shè)為B(t)，則構(gòu)成圖4的陣列天線2的第1天線#1的接收信號x1(t)如下式所示。
算式1x1(t)＝a1×A(t)+b1×B(t)其中，a1、b1如后所述，是實(shí)時變化的系數(shù)。
第2天線#2的接收信號x2(t)如下式所示。
算式2x2(t)＝a2×A(t)+b2×B(t)其中，a2、b2一樣也是實(shí)時變化的系數(shù)。
第3天線#3的接收信號x3(t)如下式所示。
算式3
x3(t)＝a3×A(t)+b3×B(t)其中，a3、b3一樣也是實(shí)時變化的系數(shù)。
同樣，第n天線#n的接收信號xn(t)如下式所示。
算式4xn(t)＝an×A(t)+bn×B(t)其中，an、bn一樣也是實(shí)時變化的系數(shù)。
上述系數(shù)a1、a2、a3、...、an表示相對于來自用戶A的電波信號，通過構(gòu)成陣列天線2的天線#1、#2、#3、...、#n各自的相位位置不同(例如各天線彼此隔開電波信號的波長的5倍、即1米左右的間隔來配置)，在各天線的接收強(qiáng)度中產(chǎn)生差別。
另外，上述系數(shù)b1、b2、b3、...、bn也一樣，表示相對于來自用戶B的電波信號，在天線#1、#2、#3、...、#n各自的接收強(qiáng)度中產(chǎn)生差別。因?yàn)楦饔脩粢苿?，所以它們的關(guān)系實(shí)時變化。
各天線接收到的信號x1(t)、x2(t)、x3(t)、...、xn(t)經(jīng)對應(yīng)的開關(guān)10-1、10-2、10-3、...、10-n進(jìn)入構(gòu)成自適應(yīng)陣列無線基站1的接收部1R，提供給權(quán)重矢量控制部11，同時，分別提供給對應(yīng)的乘法器12-1、12-2、12-3、...、12-n的一個輸入。
從權(quán)重矢量控制部11向這些乘法器的另一輸入施加針對各天線的接收信號的加權(quán)w1、w2、w3、...、wn。這些加權(quán)如后所述，由權(quán)重矢量控制部11實(shí)時算出。
因此，天線#1的接收信號x1(t)經(jīng)乘法器12-1變?yōu)閣1×(a1A(t)+b1B(t))，天線#2的接收信號x2(t)經(jīng)乘法器12-2變?yōu)閣2×(a2A(t)+b2B(t))，天線#3的接收信號x3(t)經(jīng)乘法器12-3變?yōu)閣3×(a3A(t)+b3B(t))，天線#n的接收信號xn(t)經(jīng)乘法器12-n變?yōu)閣n×(anA(t)+bnB(t))。
加法器13將這些乘法器12-1、12-2、12-3、...、12-n的輸出相加，其輸出如下所述。
算式5w1(a1A(t)+b1B(t))+w2(a2A(t)+b2B(t))+w3(a3A(t)+b3B(t))+…+wn(anA(t)+bnB(t))若將其分成關(guān)于信號A(t)的項(xiàng)和關(guān)于信號B(t)的項(xiàng)，則該輸出為算式6(w1a1+w2a2+w3a3+…，+wnan)A(t)+(w1b1+w2b2+w3b3+…，+wnbn)B(t)這里，自適應(yīng)陣列無線基站1識別用戶A、B，計(jì)算上述加權(quán)w1、w2、w3、...、wn，以便可僅提取來自期望用戶的信號。例如在圖5的實(shí)例中，權(quán)重矢量控制部11為了僅提取來自原本應(yīng)通話的用戶A的信號A(t)，將系數(shù)a1、a2、a3、...、an、b1、b2、b3、...、bn視為常數(shù)，計(jì)算加權(quán)w1、w2、w3、...、wn，以便信號A(t)的系數(shù)整體為1，信號B(t)的系數(shù)整體為0。
即，權(quán)重矢量控制部11通過解出下述的聯(lián)立一次方程式，實(shí)時算出信號A(t)的系數(shù)為1，信號B(t)的系數(shù)為0的加權(quán)w1、w2、w3、...、wn。
算式7w1a1+w2a2+w3a3+…，+wnan＝1w1b1+w2b2+w3b3+…，+wnbn＝0雖然省略該聯(lián)立一次方程式的解法說明，但已記載在在先列舉的文獻(xiàn)中，是公知的，當(dāng)前已實(shí)用于自適應(yīng)陣列無線基站中。
這樣，通過設(shè)定加權(quán)w1、w2、w3、...、wn，加法器13的輸出信號為算式8(輸出信號)(出力信號)＝1×A(t)+0×B(t)＝A(t)[1、用戶的識別、訓(xùn)練信號]
所述用戶A、B的識別如下進(jìn)行。圖6是表示便攜電話機(jī)的電波信號的幀結(jié)構(gòu)的示意圖。便攜電話機(jī)的電波信號大體上由無線基站已知的信號系列構(gòu)成的前置符(preamble)、和無線基站未知的信號系列構(gòu)成的數(shù)據(jù)(聲音等)構(gòu)成。
前置符的信號系列包含用于區(qū)分該用戶是否是應(yīng)通過無線基站通話的所需的用戶的信息的信號系列。自適應(yīng)陣列無線基站1的權(quán)重矢量控制部11(圖5)對比從存儲器14中取出的對應(yīng)于用戶A的訓(xùn)練信號、和接收到的信號系列，進(jìn)行權(quán)重矢量控制(確定加權(quán))，以提取被認(rèn)為是包含對應(yīng)于用戶A的信號系列的信號。將如此提取的用戶A的信號作為輸出信號SRX(t)，從自適應(yīng)陣列無線基站1輸出到外部。
另一方面，在圖5中，來自外部的輸入信號STX(t)進(jìn)入構(gòu)成自適應(yīng)陣列無線基站1的發(fā)送部1T，提供給乘法器15-1、15-2、15-3、...、15-n的一個輸入。向這些乘法器的另一輸入分別復(fù)制并施加由權(quán)重矢量控制部11根據(jù)接收信號事先算出的加權(quán)w1、w2、w3、...、wn。
由這些乘法器加權(quán)的輸入信號經(jīng)對應(yīng)的開關(guān)10-1、10-2、10-3、...、10-n發(fā)送到對應(yīng)的天線#1、#2、#3、...#n，發(fā)送到圖4的區(qū)域3內(nèi)。
這里，因?yàn)槭褂门c接收時相同的陣列天線2發(fā)送的信號與接收信號一樣，被賦予將用戶A設(shè)為目標(biāo)的加權(quán)，所以發(fā)送到的電波信號以宛如具有對用戶A的指向性的方式，被用戶A的便攜電話機(jī)4接收。圖7是將這種用戶A與自適應(yīng)陣列無線基站1之間的電波信號傳遞圖象化的圖。與表示現(xiàn)實(shí)中電波到達(dá)的范圍的圖4的區(qū)域3相比，如圖7的假設(shè)區(qū)域3a所示，將把用戶A的便攜電話機(jī)4作為目標(biāo)、伴隨指向性從自適應(yīng)陣列無線基站1放射電波信號的狀態(tài)圖象化。
如上所述，在PDMA方式中，需要有去除相同信道干擾的技術(shù)。在這點(diǎn)上，由于自適應(yīng)地對干擾波對著零的自適應(yīng)陣列，即使在干擾波的電平比期望波的電平高的情況下也可有效抑制干擾波，所以是有效的技術(shù)。
但是，在基站使用自適應(yīng)陣列的情況下，不僅可去除接收時的干擾，而且還可能降低發(fā)送時無用的放射。此時，發(fā)送時的陣列圖案考慮使用接收時的陣列圖案或根據(jù)到來方向推定等的結(jié)果來重新生成的方法。后者無論是FDD(Frequency Division Duplex)、TDD(TimeDivision Duplex)都可適用，但必需復(fù)雜處理。另一方面，在將前者用于FDD的情況下，由于收發(fā)信的陣列圖案不同，所以必需陣列配置或權(quán)重等補(bǔ)償。因此，通常在以TDD下的適用為前提，外部時隙連續(xù)的情況下得到良好的特性。
如上所述，在基站使用自適應(yīng)陣列的TDD/PDMA方式下，當(dāng)下行線路使用上行線路得到的陣列圖案(權(quán)重矢量圖案)時，在假設(shè)角度變寬的動態(tài)瑞利傳輸率的情況下，有時由于上下線路之間的時間差，下行線路中錯誤率惡化。即，從通過上行線路(上行)從用戶終端向基站發(fā)送電波，到相反從基站通過下行線路(下行)向用戶終端放射電波，有時間間隔，所以在不能忽視用戶終端的移動速度的情況下，由于來自基站的電波的射出方向與實(shí)際用戶終端存在的方向的誤差，錯誤率惡化。
作為考慮這種傳輸路徑的變動的下行線路用權(quán)重的推定法，在非專利文獻(xiàn)1或非專利文獻(xiàn)2中提議使用上行線路得到的權(quán)重矢量值來進(jìn)行一階外推的方法。
但是，若實(shí)際觀測權(quán)重的時間變化，則由于不是直線，所以現(xiàn)有權(quán)重矢量的一階外推的方法中存在誤差大的問題。
因此，為了解決這種問題，關(guān)注用各天線元件中的響應(yīng)矢量來唯一表示自適應(yīng)陣列的權(quán)重，已提議如下技術(shù)，即推定響應(yīng)矢量的時間變動，由此間接推定權(quán)重，從而在假設(shè)角度變寬等動態(tài)瑞利傳輸路徑的情況下，即使在TDD/PDMA方式下也可抑制因上下線路之間的時間差而產(chǎn)生的下行線路中的錯誤率的惡化。
圖8是表示現(xiàn)有形態(tài)1的PDMA用基站的無線裝置(無線裝置)1000的結(jié)構(gòu)的示意框圖。在圖8的結(jié)構(gòu)中，為了識別用戶PS1與PS2，設(shè)置4條天線#1-#4。不用說，作為天線的條數(shù)，較一般的是設(shè)為N條(N自然數(shù))。
圖8的收發(fā)信系統(tǒng)1000中，設(shè)置用于接收來自天線#1-#4的信號后、分離來自對應(yīng)用戶、例如用戶PS1的信號的接收部SR1、和用于向用戶PS1發(fā)送信號的發(fā)送部ST1。天線#1-#4、接收部SR1與發(fā)送部ST1的連接由天線10-1-10-4來選擇切換。即，各天線接收到的接收信號RX1(t)、RX2(t)、RX3(t)、RX4(t)經(jīng)分別對應(yīng)的天線10-1、10-2、10-3、10-4進(jìn)入接收部SR1，提供給接收權(quán)重矢量計(jì)算機(jī)20、接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22，同時，分別提供給對應(yīng)的乘法器12-1、12-2、12-3、12-4的一個輸入。
從接收權(quán)重矢量計(jì)算機(jī)20向這些乘法器的另一輸入施加針對各天線的接收信號的加權(quán)系數(shù)wrx11、wrx21、wrx31、wrx41。這些加權(quán)系數(shù)與現(xiàn)有例一樣，由接收權(quán)重矢量計(jì)算機(jī)20實(shí)時算出。
發(fā)送部ST1包含發(fā)送系數(shù)矢量推定器32，接收由接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22算出的接收系數(shù)矢量，如后所述，推定發(fā)送時的傳輸路徑，即推定發(fā)送時刻的虛擬接收系數(shù)矢量，從而求出發(fā)送系數(shù)矢量；存儲器34，與發(fā)送系數(shù)矢量推定器32之間傳遞數(shù)據(jù)，存儲保持?jǐn)?shù)據(jù)；發(fā)送權(quán)重矢量計(jì)算機(jī)30，根據(jù)發(fā)送系數(shù)矢量推定器32的推定結(jié)果，算出發(fā)送權(quán)重矢量；和乘法器15-1、15-2、15-3、15-4，分別在一個輸入接收發(fā)送信號，向另一輸入施加來自發(fā)送權(quán)重矢量計(jì)算機(jī)30的加權(quán)系數(shù)wrx11、wrx21、wrx31、wrx41。來自乘法器15-1、15-2、15-3、15-4的輸出經(jīng)天線10-1-10-4提供給天線#1-#4。另外，雖圖8中未示出，但也向各用戶設(shè)置與接收部SR1和發(fā)送部ST1一樣的結(jié)構(gòu)。
簡單說明接收部SR1的動作如下。
由天線接收的接收信號RX1(t)、RX2(t)、RX3(t)、RX4(t)由下式表示。
算式9RX1(t)＝h11Srx1(t)+h12Srx2(t)+n1(t)…(1)RX2(t)＝h21Srx1(t)+h22Srx2(t)+n2(t)…(2)RX3(t)＝h31Srx1(t)+h32Srx2(t)+n3(t)…(3)RX4(t)＝h41Srx1(t)+h42Srx2(t)+n4(t)…(4)其中，信號RXj(t)表示第j個(j＝1、2、3、4)天線的接收信號，信號Srxi(t)表示第i個(i＝1、2)用戶發(fā)送的信號。另外，系數(shù)hji表示第j個天線接收的、來自第i個用戶的信號的復(fù)數(shù)系數(shù)，nj(t)表示第j個接收信號中包含的噪聲。
若用矢量形式表示式(1)-(4)，則如下所示。
算式10X(t)＝H1Srx1(t)+H2Srx2(t)+N(t) …(5)X(t)＝[RX1(t)，RX2(t)，...，RX4(t)]T…(6)H1＝[h1i，h2i，...，h4i]T，(i＝1，2)…(7)N(t)＝[n1(t)，n2(t)，...，n4(t)]T…(8)其中，X(t)表示輸入信號矢量，Hi表示第i個用戶的接收系數(shù)矢量，N(t)表示噪聲矢量。另外，[…]T表示[…]的轉(zhuǎn)置。
自適應(yīng)陣列天線如圖8所示，將向來自各天線的輸入信號乘以加權(quán)系數(shù)wrx11-wrx41后合成的信號作為接收信號SRx(t)輸出。
進(jìn)而，在以上的準(zhǔn)備之下，例如提取第1個用戶發(fā)送的信號Srx1(t)時的自適應(yīng)陣列的動作如下。
自適應(yīng)陣列100的輸出信號y1(t)通過將輸入信號矢量X(t)與權(quán)重矢量W1的矢量相乘，用下式表示。
算式11y1(t)＝X(t)W1T…(9)W1＝[wrx11，wrx21，wrx，31，wrx41]T…(10)即，權(quán)重矢量W1是以乘以第j個輸入信號RXj(t)的加權(quán)系數(shù)wrxj1(j＝1、2、3、4)為要素的矢量。
其中，若將由式(5)表現(xiàn)的輸入信號矢量X(t)代入如式(9)所示的y1(t)， 則如下所示。
算式12y1(t)＝H1W1TSrx1(t)+H2W1TSrx2(t)+N(t)W1T…(11)其中，在自適應(yīng)陣列100理想動作的情況下，通過公知的方法，由權(quán)重矢量控制部11依次控制權(quán)重矢量W1，以滿足如下聯(lián)立方程式。
算式13H1W1T＝1 …(12)H2W1T＝0 …(13)若完全控制權(quán)重矢量W1以滿足式(12)和式(13)，則來自自適應(yīng)陣列100的輸出信號y1(t)最后如下式所示。
算式14y1(t)＝Srx1(t)+N1(t) …(14)N1(t)＝n1(t)w11+n2(t)w21+n3(t)w31+n4(t)w41…(15)即，輸出信號y1(t)中得到兩個用戶中第1個用戶發(fā)送的信號Srx1(t)。
圖9是說明現(xiàn)有無線裝置1000的動作概述的流程圖。無線裝置1000著眼于用各天線元件的接收系數(shù)矢量唯一表示自適應(yīng)陣列的權(quán)重矢量(加權(quán)系數(shù)矢量)，通過推定接收系數(shù)矢量的時間變動來間接推定權(quán)重。
首先，接收部SR1根據(jù)接收信號，推定接收信號的傳輸路徑(步驟S100)。傳輸路徑的推定相當(dāng)于式(1)-(4)中求出從用戶發(fā)送的信號的脈沖響應(yīng)。換言之，式(1)-(4)中，例如若能推定接收系數(shù)矢量H1，則可從用戶PS1接收信號時的傳輸路徑。
之后，發(fā)送系數(shù)矢量推定器32預(yù)測發(fā)送時的傳輸路徑，即，根據(jù)接收時的接收系數(shù)矢量來預(yù)測發(fā)送時刻的接收系數(shù)矢量(步驟S102)。該預(yù)測的接收系數(shù)矢量相當(dāng)于發(fā)送時的發(fā)送系數(shù)矢量。
并且，發(fā)送權(quán)重矢量計(jì)算機(jī)30根據(jù)預(yù)測的發(fā)送系數(shù)矢量，計(jì)算發(fā)送權(quán)重矢量，輸出到乘法器15-1-15-4(步驟S104)。
下面，說明圖8所示現(xiàn)有形態(tài)1的接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22的動作。首先，在將天線元件數(shù)量設(shè)為4條、同時通信的用戶數(shù)量設(shè)為2人的情況下，經(jīng)各天線從接收電路輸出的信號由上述式(1)-(4)表示。
此時，若再次記述用由矢量表述該式(1)-(4)所示的天線的接收信號的式子，則為下式(5)-(8)。
算式15X(t)＝H1Srx1(t)+H2Srx2(t)+N(t) …(5)X(t)＝[RX1(t)，RX2(t)，...，RXn(t)]T…(6)Hi＝[h1i，h2i，...，hni]T，(i＝1，2)…(7)N(t)＝[n1(t)，n2(t)，...，nn(t)]T…(8)其中，若自適應(yīng)陣列良好動作，則因?yàn)榉蛛x、提取來自各用戶的信號，所以上述信號Srxi(t)(i＝1、2)全部為已知的值。
此時，利用Srxi(t)為已知信號，可如下說明的那樣導(dǎo)出接收系數(shù)矢量H1＝[h11、h21、h31、h41]和H2＝[h12、h22、h32、h42]。即，將接收信號與已知的用戶信號、例如來自第1用戶的信號Srx1(t)相乘，計(jì)算整體平均(時間平均)，則如下所示。
算式16E[X(t)·Srx1*(t)]＝H1·E[Srx1(t)·Srx1*(t)]+H2·E[Srx2(t)·Srx1*(t)]+E[N(t)·Srx1*(t)]…(16)在式(16)中，E[...]表示時間平均，S*(t)表示S(t)的共軛復(fù)數(shù)。
在取得該平均的時間充分長的情況下，平均值如下所示。
算式17E[Srx1(t)·Srx1*(t)]＝1…(17)E[Srx2(t)·Srx1*(t)]＝0…(18)E[N(t)·Srx1*(t)]＝0 …(19)
其中，式(18)的值為0是因?yàn)樾盘朣rx1(t)與Srx2(t)彼此不相關(guān)。另外，式(19)的值為0是因?yàn)樾盘朣rx3(t)與噪聲N(t)彼此不相關(guān)。
因此，式(16)的整體平均結(jié)果如下所示，等于接收系數(shù)矢量H1。
算式18E[X(t)·Srx1*(t)]＝H1…(20)通過以上步驟，可推定從第1用戶PS1發(fā)送的信號的接收系數(shù)矢量H1。
同樣，通過進(jìn)行輸入信號矢量X(t)與信號Srx2(t)的整體平均操作，可推定從第2用戶PS2發(fā)送的信號的接收系數(shù)矢量H2。
上述整體平均例如對接收時的1個時隙內(nèi)的開始規(guī)定數(shù)量的數(shù)據(jù)符號列與最后的規(guī)定數(shù)量的數(shù)據(jù)符號列進(jìn)行。
圖10是說明發(fā)送系數(shù)矢量推定器32的動作的原理圖。考慮向上下線路分別各分配4個用戶的8時隙結(jié)構(gòu)作為PDMA無線電脈沖(burst)。時隙結(jié)構(gòu)例如將開始的31個符號設(shè)為第1訓(xùn)練符號列，將接下來的68個符號設(shè)為數(shù)據(jù)符號列，再將最后的31個符號設(shè)為第2訓(xùn)練符號列。
如上所述，在上行線路時隙的開始和最后設(shè)置訓(xùn)練符號列，使用上述接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22的算法來算出兩者的接收系數(shù)矢量。
接著，通過直線外推來推定下行線路用的接收系數(shù)矢量。即，當(dāng)將接收系數(shù)矢量的要素的任意1個時間t的值設(shè)為f(t)時，根據(jù)上行線路時隙的開始訓(xùn)練符號列的在時刻t0的值f(t0)、與上行線路時隙的最后訓(xùn)練符號列的在時刻t1的值f(t1)，下行線路時隙在時刻t的值f(t)可如下預(yù)測。
算式19f(t)＝[f(t1)-f(t0)]/(t1-t0)×(t-t0)+f(t0)
另外，在以上說明中，在上行線路時隙的開始與最后設(shè)置訓(xùn)練符號列，進(jìn)行一階外推，但也可在上行線路時隙的中央部設(shè)置訓(xùn)練符號列，根據(jù)接收系數(shù)矢量在上行線路時隙中的3點(diǎn)值，通過2階外推來推定時刻t的值f(t)?；蛘?，也可增加上行線路時隙中設(shè)置訓(xùn)練符號列的位置，進(jìn)行更高階的外推。
當(dāng)如上所述求出發(fā)送時刻的接收系數(shù)矢量的推定值時，可通過以下3種方法之一來求出發(fā)送權(quán)重矢量。
i)基于正交化的方法考慮用戶PS1在時刻t＝iT(i自然數(shù)，T單位時間間隔)下的權(quán)重矢量W(1)(i)＝[wtx11、wtx12、wtx13、wtx14]。為了向用戶PS2賦予無效，最好滿足以下條件。
將對用戶PS2預(yù)測的傳輸路徑(接收系數(shù)矢量)設(shè)為V(2)(i)＝[h1’(2)(i)、h2’(2)(i)、h3’(2)(i)、h4’(2)(i)]。其中，hp’(q)(i)是第q個用戶對第p個天線的接收系數(shù)矢量相對時刻t的預(yù)測值。同樣，對用戶PS1也測定傳輸路徑V(1)(i)。
此時，確定W(1)(i)，使W(1)(i)TV(2)(i)＝0。作為限制條件，設(shè)置以下條件c1)、c2)。
c1)W(1)(i)TV(1)(i)＝g(恒定值)c2)設(shè)||W(1)(i)||最小。
條件c2)相當(dāng)于最小化發(fā)送功率。
ii)使用模擬相關(guān)矩陣的方法這里，如上所述，自適應(yīng)陣列由幾個天線元件與控制各元件權(quán)重值的部分構(gòu)成。一般，當(dāng)將天線的輸入矢量表示為X(t)、將權(quán)重矢量表示為W時，在控制權(quán)重矢量以使輸出Y(t)＝WTX(t)與參照信號d(t)的平均平方差最小的情況下(MMSE標(biāo)準(zhǔn)最小平方誤差法標(biāo)準(zhǔn))，最佳權(quán)重Wopt由下式(Wiener)提供。即，算式20
Wopt=Rxx-1rxd···(21)]]>其中，必需滿足算式(21)。
Rxx＝E[x*(t)xT(t)] …(22)rxd＝E[x*(t)d(t)] …(23)其中，YT表示Y的轉(zhuǎn)置，Y*表示Y的復(fù)數(shù)區(qū)域，E[Y]表示整體平均。通過該權(quán)重值來生成陣列圖案，使自適應(yīng)陣列抑制無用的干擾波。
但是，在使用模擬相關(guān)矩陣的方法中，通過以下說明的模擬相關(guān)矩陣來計(jì)算上式(21)。即，使用推定的復(fù)數(shù)接收信號系數(shù)h’(k)n(i)來計(jì)算用戶k的權(quán)重矢量W(k)(i)。當(dāng)將第k個用戶的陣列呼應(yīng)矢量設(shè)為V(k)(i)時，如下求出。
算式(22)V(k)(i)=[h1′(k)(i),h2(k)(i),···,hN′(k)(i)]T···(24)]]>此時，t＝iT下的虛擬接收信號的自相關(guān)陣列Rxx(i)用V(k)(i)并由下式來表示。
算式(23)Rxx(i)=Σk=1xV(k)*(i)V(k)T(i)+NI···(25)]]>其中，N是為了Rxx(i)取整數(shù)而附加的虛擬噪聲項(xiàng)，在該計(jì)算中，例如設(shè)N＝1.0×10-3。
接收信號與參照信號的相關(guān)矢量τxd(i)由下式表示。
算式(24)τxd(i)=V(k)*(i)···(26)]]>因此，通過式(21)、(25)、(26)，可求出在時刻t＝iT下的下行線路用權(quán)重。另外，式(25)的逆陣列運(yùn)算通過逆矩陣的輔助定理，可對用戶k進(jìn)行最佳計(jì)算。尤其是在2用戶的情況下，通過如下的簡單式子可算出權(quán)重。
算式(25)W(1)(i)=(ρ22+N)V(1)*(i)-ρ12V(2)*(i)···(27)]]>W(2)(i)=(ρ11+N)V(2)*(i)-ρ21V(1)*(i)···(28)]]>ρij=V(i)*(i)V(j)(i)]]>當(dāng)如此提供自相關(guān)陣列時，計(jì)算權(quán)重矢量的方法如記載在非專利文獻(xiàn)3中。
iii)將電子束(beam)射向用戶PS1的方法若僅著眼于所謂將電子束射向用戶PS1，則最好滿足下式算式(26)。
W(1)(f)＝V(1)(i)*在以上說明的任一方法中，若確定發(fā)送時的權(quán)重矢量后發(fā)送，則在假設(shè)角度變寬等動態(tài)瑞利傳輸路徑的情況下，即使在TDD/PDMA方式下也可抑制因上下線路間的時間差產(chǎn)生的下行線路中的錯誤率的惡化。
在現(xiàn)有形態(tài)1中，通過使用式(20)的整體平均來進(jìn)行傳輸路徑的推定。圖11是表示現(xiàn)有形態(tài)1的變形例的接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22的另一結(jié)構(gòu)圖。如圖11所示，在由乘法器40向來自第i個天線的信號乘以從自適應(yīng)陣列天線輸出的來自第1個用戶PS1的信號Srx1(t)的復(fù)數(shù)共軛信號Srx1(t)*后，若使之通過窄頻域?yàn)V波器42，則從窄頻域?yàn)V波器42的輸出變?yōu)閔i1(t)。若對所有天線進(jìn)行上述操作，則可求出相對用戶PS1的接收系數(shù)矢量。
同樣，在向來自第i個天線的信號乘以從自適應(yīng)陣列天線輸出的來自第2個用戶PS2的信號Srx2(t)的復(fù)數(shù)共軛信號Srx2(t)*后，若使之通過窄頻域?yàn)V波器(未圖示)，則從窄頻域?yàn)V波器的輸出變?yōu)閔i2(t)。若對所有天線進(jìn)行上述操作，則可求出相對用戶PS2的接收系數(shù)矢量。
之后的傳輸路徑的預(yù)測和發(fā)送權(quán)重矢量的確定步驟可與現(xiàn)有形態(tài)1一樣進(jìn)行。因此，這種結(jié)構(gòu)可實(shí)現(xiàn)與現(xiàn)有形態(tài)1一樣的效果。
在現(xiàn)有形態(tài)1中，通過使用式(20)的整體平均來進(jìn)行傳輸路徑的推定。相反，在現(xiàn)有形態(tài)2中，使用自適應(yīng)陣列中的相關(guān)矢量，進(jìn)行傳輸路徑的推定。
即，如上式(21)-(23)所示，在自適應(yīng)陣列按MMSE標(biāo)準(zhǔn)動作的情況下，最佳權(quán)重矢量Wopt使用參照信號d(t)、自相關(guān)矩陣Rxx和相關(guān)矢量rxd來如上表現(xiàn)。
算式27Wopt=Rxx-1rxd···(21)]]>Rxx＝E[x*(t)xT(t)]…(22)rxd＝E[x*(t)d(t)] …(23)其中，相關(guān)矢量rxd的各成分在求出對第1個用戶PS1的權(quán)重矢量的情況下，如下所示。
算式28rxd＝[E[Rx1(t)d(t)*]，…，E[Rx4(t)d(t)*]]T～[h11、h21、h31、h41]即，在接收權(quán)重矢量計(jì)算機(jī)22求出對第1個用戶PS1的權(quán)重矢量的過程中，通過使用導(dǎo)出的相關(guān)矢量rxd的值，可求出用戶PS1的接收系數(shù)矢量。
因此，例如若上行線路時隙的開始與最后包含訓(xùn)練符號列，則與圖10一樣，可在時刻t0和t1推定用戶PS1的傳輸路徑，預(yù)測發(fā)送時在時刻t的傳輸路徑。其它用戶也一樣。之后的傳輸路徑的預(yù)測和發(fā)送權(quán)重的確定步驟可與現(xiàn)有形態(tài)1一樣進(jìn)行。因此，即使這種步驟也可實(shí)現(xiàn)與現(xiàn)有形態(tài)1一樣的效果。
在現(xiàn)有形態(tài)2中，通過使用相關(guān)矢量來進(jìn)行傳輸路徑的推定。這里，作為現(xiàn)有形態(tài)3，說明接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22的另一算出方法。
將從第1個天線的信號RXi(t)的值中減去從自適應(yīng)陣列天線輸出的來自第1個用戶PS1的信號Srx1(t)與虛擬接收系數(shù)矢量h’i1(t)相乘的結(jié)果得到的值，重新作為RXi’(t)。即，算式29RXi′(t)＝RXi(t)-h′i1(t)·Srx1(t)在現(xiàn)有形態(tài)3的接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22中，通過以下的依次方法求出使E[|RXi’(t)|2]最小的h’i1(t)。這里，設(shè)在1個上行線路時隙中包含從k＝0到k＝M(例如119)的數(shù)據(jù)。
當(dāng)在設(shè)真的接收系數(shù)矢量為hi1(t)時，E[|RXi’(t)|2]成為最小是滿足以下條件時。
算式30h′i1(t)＝hi1(t)若使用最快下降法，則得到相對h’i1(k)(時刻t＝kT時的值，k自然數(shù))的以下漸近式。
算式31h′i1(k+1)＝h′i1(k)+μ{RXi(k)-h′i1(k)·Srx1(k)}·Srx1*(k)其中，常數(shù)μ為步長。另外，雖未特別限定，但最好將h’i1(k)的初始值設(shè)為h’i1(0)＝0。
圖12是表示在依次進(jìn)行推定時進(jìn)行傳輸路徑的推定的原理的原理圖。圖12是與圖10進(jìn)行對比的圖。對應(yīng)于通過漸近式求出h’i1(k)，在上行線路時隙中，時刻t0為前置符的結(jié)束時刻，時刻t1為上行線路時隙的結(jié)束時刻。因此，最好訓(xùn)練符號列僅存在于上行線路時隙的開始中。
若對全部天線進(jìn)行該操作，則求出對用戶PS1的接收系數(shù)矢量，測定傳輸路徑。若對用戶PS2進(jìn)行同樣的處理，則求出對用戶PS2的接收系數(shù)矢量，預(yù)測傳輸路徑。之后的發(fā)送權(quán)重矢量的確定步驟可與現(xiàn)有形態(tài)1一樣進(jìn)行。因此，這種結(jié)構(gòu)可實(shí)現(xiàn)與現(xiàn)有形態(tài)1一樣的效果。
另外，即使是以下說明的基于其它漸近式的方法，也可一樣進(jìn)行傳輸路徑的推定。并且，圖12中，時刻t0為前置符的結(jié)束時刻，但時刻t0未必限于該位置。時刻t0即使存在于訓(xùn)練符號列中也無妨，另外，即使存在于數(shù)據(jù)符號列中也無妨。另外，時刻t1為上行線路時隙的結(jié)束時刻，但時刻t1未必限于該位置。
在現(xiàn)有形態(tài)3中，對每個用戶依次求出接收系數(shù)矢量。作為現(xiàn)有形態(tài)4，下面說明接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22的再一算出方法。
將從第i個天線的信號RXi(t)的值中、減去自適應(yīng)陣列天線輸出的來自第1個用戶PS1的信號Srx1(t)與虛擬接收系數(shù)矢量h’i1(t)相乘的結(jié)果及從來自第2個用戶PS2的信號Srx2(t)與虛擬接收系數(shù)矢量h’i2(t)相乘的結(jié)果得到的值，重新作為RXi’(t)。即，算式32RXi′(t)＝Rxi(t)-h′i1(t)·Srx1(t)-h′i2(t)·Srx2(t)在現(xiàn)有形態(tài)4的接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22中，如下統(tǒng)一求出使E[|RXi’(t)|2]最小的h’i1(t)和h’i2(t)。即，算式33
H′i(t)＝[h′i1(t)，h′i2(t)]TSRX(t)＝[Srx1(t)，Srx2(t)]T此時，因?yàn)楦鶕?jù)所謂E[|RXi’(t)|2]的關(guān)于矢量H’i(t)的梯度為0的條件，當(dāng)設(shè)真的接收系數(shù)矢量為HiOPT(t)時，導(dǎo)出下式。
算式34HiOPT(t)＝Rss-irsxRss-1＝E[SRX*(t)SRXT(t)]rsx＝E[SRX*(t)RXi(t)]這樣，推定傳輸路徑的情況下的原理例如與圖10所示的原理圖一樣進(jìn)行。若對全部天線進(jìn)行上述操作，則可求出對用戶PS1和用戶PS2的接收系數(shù)矢量，測定傳輸路徑。之后的發(fā)送權(quán)重矢量的確定步驟與現(xiàn)有形態(tài)1一樣進(jìn)行。因此，通過這種結(jié)構(gòu)可實(shí)現(xiàn)與現(xiàn)有形態(tài)1一樣的效果。
作為現(xiàn)有形態(tài)5，說明接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22的又一算出方法。下面的說明等效于所謂的遞歸最小2乘法(RLS算法RecursiveLeast-Squares algorithm)。
將從第i個天線的信號RXi(t)中減去從自適應(yīng)陣列天線輸出的輸出信號矢量SRx(t)與虛擬接收系數(shù)矢量H’iT(t)相乘的結(jié)果得到的值，重新作為RXi’(t)。即，算式35Rxi′(t)＝RXi(t)-H′iT(t)SRX(t)根據(jù)RLS算法，下式成立。
算式36
H′j(k+1)＝H′j(k)+Rss-1(k)SRX*(k)RXi′(k) …(29)RXi′(k)＝RXi(k)-H′jT(k)SRX(k) …(30)Rss-1(k)＝1/λ·Rss-1(k-1)-1/λ·[Rss-1(k-1) SRX*(k) SRX(k)TRss-1(k-1)]/[λ+SRX(k)TRss-1(k-1)SRX*(k)]…(31)其中，設(shè)在一個上行線路時隙(slot)中包含從k＝0到k＝M(例如119)的數(shù)據(jù)。其中，常數(shù)λ(0＜λ≤1)是忘卻系數(shù)。H’i(t)的各要素的初始值也不特別限定，但最好為0。
這樣，推定傳輸路徑的情況也與圖12所示的原理圖一樣進(jìn)行。若對全部天線進(jìn)行該操作，則求出對用戶PS1的接收系數(shù)矢量，預(yù)測傳輸路徑。若對用戶PS2進(jìn)行同樣的處理，則求出對用戶PS2的接收系數(shù)矢量，預(yù)測傳輸路徑。之后的發(fā)送權(quán)重矢量的確定步驟可與現(xiàn)有形態(tài)1一樣進(jìn)行。因此，這種結(jié)構(gòu)可實(shí)現(xiàn)與現(xiàn)有形態(tài)1一樣的效果。
在現(xiàn)有形態(tài)5中，按照圖12所示的原理，根據(jù)時刻t0與時刻t1兩點(diǎn)的數(shù)據(jù)來進(jìn)行傳輸路徑的預(yù)測。在現(xiàn)有形態(tài)5的變形例中，根據(jù)在上行線路時隙區(qū)間中依次求出的數(shù)據(jù)符號數(shù)量+1個脈沖響應(yīng)來計(jì)算回歸曲線，進(jìn)行一階外推。
圖13是表示根據(jù)在上行線路時隙區(qū)間中依次求出的脈沖響應(yīng)來計(jì)算回歸曲線并推定傳輸路徑(脈沖響應(yīng))的原理的原理圖。與只是兩點(diǎn)的外推相比，可通過數(shù)據(jù)數(shù)量的大幅度增加來將推定誤差抑制得小。
作為基于回歸曲線的外推方法，不限于上述一階外推，也可使用更高階的外推曲線、或進(jìn)行基于正弦余弦函數(shù)等周期函數(shù)的回歸并進(jìn)行外推。
作為現(xiàn)有形態(tài)6，說明接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22的又一算出方法。下面的說明等效于所謂的最快下降法(LMS算法)。
與現(xiàn)有形態(tài)5一樣，將從第i個天線的信號RXi(t)中減去從自適應(yīng)陣列天線輸出的輸出信號矢量SRX(t)與虛擬接收系數(shù)矢量H’iT(t)相乘的結(jié)果得到的值，重新作為RXi’(t)。即，算式37RXi′(t)＝RXi(t)-H′iT(t)SRX(t)根據(jù)LMS算法，下式成立。
算式38H′i(k+1)＝H′i(k)+μSRX*(k)RXi′(k)其中，設(shè)在一個上行線路時隙中包含從k＝0到k＝M(例如119)的數(shù)據(jù)。
其中，常數(shù)μ為步長，根據(jù)收斂條件必需滿足以下關(guān)系。
算式390＜μ＜1/λmax其中，λmax為相關(guān)矩陣Rxx的最大固有值。另外，H’i(t)的各要素的初始值也不特別限定，但最好為0。
這樣，推定傳輸路徑的情況也與圖12所示的原理圖一樣進(jìn)行。若對全部天線進(jìn)行該操作，則求出對用戶PS1的接收系數(shù)矢量，預(yù)測傳輸路徑。若對用戶PS2進(jìn)行同樣的處理，則求出對用戶PS2的接收系數(shù)矢量，預(yù)測傳輸路徑。之后的發(fā)送權(quán)重矢量的確定步驟可與現(xiàn)有形態(tài)1一樣進(jìn)行。因此，這種結(jié)構(gòu)可實(shí)現(xiàn)與現(xiàn)有形態(tài)1一樣的效果。
另外，現(xiàn)有形態(tài)6也與現(xiàn)有形態(tài)5的變形例一樣，也可根據(jù)在上行線路時隙區(qū)間中依次求出的數(shù)據(jù)符號數(shù)量+1個脈沖響應(yīng)來計(jì)算回歸曲線，并進(jìn)行一階外推。并且，作為傳輸路徑的推定方法，不限于以上說明的現(xiàn)有形態(tài)1-現(xiàn)有形態(tài)6的方法，例如也可使用直接解法(SMIsample matrix inversion)等。SMI方式的情況可按照圖10所示的原理來預(yù)測傳輸路徑。

作為現(xiàn)有形態(tài)7，說明接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22的又一算出方法。下面的說明等效于所謂的AR模型(Autoregressive model)。
下面，代表性地用f(t)來表示接收系數(shù)矢量的要素之一。即，圖14是表示現(xiàn)有形態(tài)7的AR模型的第1原理圖。如圖14所示，將要素f(t)的時間變化視為AR模型。其中，v(t)是預(yù)測誤差(白色高斯噪聲)。
圖15是表示現(xiàn)有形態(tài)7的AR模型的第2原理圖。并且，如圖15所示，可由具有濾波器A(z)的逆特性的濾波器來形成AR模型。若將上述v(t)輸入AR模型的輸入，則要素f(t)可再現(xiàn)，并且，若輸入未知的白色噪聲，則可預(yù)測要素f(t)的未來。
圖16是表示圖14所示濾波器A(z)的結(jié)構(gòu)的示意框圖。圖16中，確定乘法系數(shù)a0-aM，使E[|v(k)|2]最小。若{f(k)}為M階的AR模型，則{v(k)}為白色高斯過程。圖17是表示AR模型中濾波器A(z)的逆濾波器W(z)的結(jié)構(gòu)的示意框圖。k在觀測區(qū)間內(nèi)時，將上述圖16的誤差濾波器輸出v(k)設(shè)為圖17的輸入。當(dāng)超出觀測區(qū)間時，提供白色高斯噪聲作為輸入。這種算出方法也與其它方法一樣，可實(shí)現(xiàn)與現(xiàn)有形態(tài)1一樣的效果。
圖18是表示現(xiàn)有形態(tài)8的PDMA用基站的無線裝置(無線基站)2000的結(jié)構(gòu)的示意框圖。與圖8所示的現(xiàn)有形態(tài)1的無線裝置(無線基站)1000的結(jié)構(gòu)的不同之處在于，還具備移動速度判定器52，接受來自接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22的輸出，判定用戶終端的移動速度；和切換開關(guān)54，接受接收權(quán)重矢量計(jì)算機(jī)20的輸出與發(fā)送權(quán)重矢量計(jì)算機(jī)30的輸出，對應(yīng)于移動速度判定器52的判定結(jié)果，選擇地提供給乘法器15-1-15-4。此外的結(jié)構(gòu)與現(xiàn)有形態(tài)1-7任一的無線裝置(無線基站)的結(jié)構(gòu)都一樣。
即，如上所述，在用戶終端的移動速度小的區(qū)域中，與其為了在傳輸路徑的推定、傳輸路徑的預(yù)測等過程中預(yù)測誤差，倒不如不進(jìn)行這種預(yù)測，而如圖5的現(xiàn)有結(jié)構(gòu)那樣，將接收權(quán)重矢量原樣用作發(fā)送權(quán)重矢量。
因此，在現(xiàn)有形態(tài)8的無線裝置2000中，在移動速度判定器52判斷為終端以比預(yù)定的移動速度低的速度移動的情況下，由切換開關(guān)54向乘法器15-1-15-4原樣提供接收權(quán)重矢量。在移動速度判定器52判斷為終端以比預(yù)定的移動速度快的速度移動的情況下，由切換開關(guān)54向乘法器15-1-15-4提供發(fā)送權(quán)重矢量計(jì)算機(jī)30的輸出。通過如上結(jié)構(gòu)，可在終端的寬的移動速度范圍內(nèi)進(jìn)行錯誤率低的數(shù)據(jù)傳輸。
圖19是表示現(xiàn)有形態(tài)9的PDMA用基站的無線裝置(無線基站)3000的結(jié)構(gòu)的示意框圖。與圖8所示的現(xiàn)有形態(tài)1的無線裝置(無線基站)1000的結(jié)構(gòu)的不同之處在于，還具備接收電平計(jì)算機(jī)56，接受來自陣列天線#1-#4的信號，計(jì)算接收信號的電平；接收電平判定器58，接受來自接收電平計(jì)算機(jī)56的輸出，判定用戶終端的接收電平；和切換開關(guān)54，接受接收權(quán)重矢量計(jì)算機(jī)20的輸出與發(fā)送權(quán)重矢量計(jì)算機(jī)30的輸出，對應(yīng)于接收電平判定器56的判定結(jié)果來選擇地提供給乘法器15-1-15-4。此外的結(jié)構(gòu)與現(xiàn)有形態(tài)1-7任一的無線裝置的結(jié)構(gòu)都一樣。
即，在來自用戶終端的接收信號的電平的區(qū)域中，由于傳輸路徑的推定、傳輸路徑的預(yù)測等過程中的預(yù)測誤差，不如不進(jìn)行這種預(yù)測，而如圖5的現(xiàn)有結(jié)構(gòu)那樣，將接收權(quán)重矢量原樣用作發(fā)送權(quán)重矢量。
因此，在現(xiàn)有形態(tài)9的無線裝置3000中，在接收電平判定器58判斷為來自終端的接收信號的電平比預(yù)定的接收電平低的情況下，由切換開關(guān)54向乘法器15-1-15-4原樣提供接收權(quán)重矢量。在接收電平判定器58判斷為來自終端的接收信號的電平比預(yù)定的接收電平高的情況下，由切換開關(guān)54向乘法器15-1-15-4原樣發(fā)送權(quán)重矢量計(jì)算機(jī)30的輸出。
通過如上結(jié)構(gòu)，可在寬的接收信號電平范圍內(nèi)進(jìn)行錯誤率低的數(shù)據(jù)傳輸。另外，例如來自用戶PS1的信號的接收信號電平根據(jù)接收系數(shù)矢量由下式求出。
算式40P1＝H12/N＝(h112+h212+h312+h412)/N…(32)對來自其它用戶的接收信號電平也一樣。
圖20是表示現(xiàn)有形態(tài)10的PDMA用基站的無線裝置(無線基站)4000的結(jié)構(gòu)的示意框圖。與圖19所示的現(xiàn)有形態(tài)9的無線裝置(無線基站)3000的結(jié)構(gòu)的不同之處在于，接收電平判定器58變?yōu)榻K端移動速度判定/接收電平判定器60，除接收電平的判定功能外，還具有與現(xiàn)有形態(tài)8的移動速度判定器52一樣的移動速度判定功能。此外的結(jié)構(gòu)與現(xiàn)有形態(tài)，9的無線裝置(無線基站)3000的結(jié)構(gòu)都一樣。
通過如上結(jié)構(gòu)，可在移動終端的寬的移動速度范圍與寬的接收信號電平范圍內(nèi)進(jìn)行錯誤率低的數(shù)據(jù)傳輸。
根據(jù)上述現(xiàn)有技術(shù)，通過推定自適應(yīng)陣列的接收系數(shù)矢量的時間變動，間接推定權(quán)重的變動，從而即使在角度變寬的動態(tài)瑞利傳輸路徑中，也可抑制因上下線路間的時間差產(chǎn)生的下行線路中的錯誤率惡化。
并且，根據(jù)上述現(xiàn)有例，可在移動終端的寬的移動速度范圍或/和寬的接收信號電平的范圍內(nèi)傳輸錯誤率低的數(shù)據(jù)。
非專利文獻(xiàn)1加藤、大鐘、小川、伊藤、信學(xué)論(B-II)、1998年1月、vol.J81-B-II、no.1、p.1-9非專利文獻(xiàn)2土居、大鐘、唐沢、信學(xué)技報(bào)、1997年1月、vol.RCS97-68、p.27-32非專利文獻(xiàn)3田中、大鐘、小川、伊藤、1998年10月、信學(xué)技報(bào)、vol.RCS98-117、p.103-108上述現(xiàn)有例的情況下，傳輸路徑的推定是決定發(fā)送自適應(yīng)陣列天線性能的主要原因。這里，在傳輸路徑的推定中使用依據(jù)開始的訓(xùn)練符號和最后的訓(xùn)練符號的外推。這里，只要有訓(xùn)練符號長度足夠長的采樣點(diǎn)，就可實(shí)現(xiàn)對噪聲的平均化，可根據(jù)一階函數(shù)以上的高階回歸曲線來推定。但是，一般不認(rèn)為該訓(xùn)練符號長度足夠長，尤其是若根據(jù)開始的訓(xùn)練符號和最后的訓(xùn)練符號來推定傳輸路徑，則一般基于回歸曲線來推定傳輸路徑，存在根據(jù)包含噪聲的信號來求出回歸曲線的操作復(fù)雜等問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明為了解決上述問題，其目的在于提供一種無線裝置，著眼于由各天線元件的響應(yīng)矢量唯一表示自適應(yīng)陣列的權(quán)重，通過平均化推定時間差分信號，推定響應(yīng)矢量的時間變動，由此間接推定權(quán)重(weight)，從而在假設(shè)角度變寬的動態(tài)瑞利傳輸路徑時，即使在TDD/PDMA方式下，也可抑制由于上下線路間的時間差產(chǎn)生的下行線路中的錯誤率惡化。
根據(jù)本發(fā)明的陣列天線通信裝置，實(shí)時變更天線方向性，與多個終端之間以時間分割的方式進(jìn)行信號的發(fā)送接收，其中，具備分散配置的多個天線；和在進(jìn)行信號的收發(fā)信時共享所述多個天線的發(fā)送電路和接收電路，所述接收電路包含接收信號分離電路，在對接收信號進(jìn)行接收時，根據(jù)來自所述多個天線的信號，分離來自所述多個終端中特定終端的信號；和接收傳輸路徑平均電路，在對所述接收信號進(jìn)行接收時，根據(jù)時間差分信號，即將來自所述多個天線的信號進(jìn)行了采樣的信號的時間差分，將來自所述特定終端的傳輸路徑進(jìn)行平均，所述發(fā)送電路包含發(fā)送傳輸路徑設(shè)定電路，根據(jù)所述接收傳輸路徑平均電路的平均結(jié)果，設(shè)定對發(fā)送信號進(jìn)行發(fā)送時的傳輸路徑；和發(fā)送方向性控制電路，根據(jù)所述發(fā)送傳輸路徑設(shè)定電路的設(shè)定結(jié)果，更新對所述發(fā)送信號進(jìn)行發(fā)送時的所述天線方向性。
另外，在根據(jù)上述本發(fā)明的陣列天線通信裝置中，最好來自所述特定終端的所述收發(fā)信的信號的上行線路時隙包含所述上行線路時隙的規(guī)定大小的訓(xùn)練(training)數(shù)據(jù)區(qū)域，所述接收傳輸路徑平均電路根據(jù)所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域中的時間差分信號，導(dǎo)出來自所述特定終端的傳輸路徑的平均值，所述發(fā)送傳輸路徑設(shè)定電路通過所述平均值來預(yù)測對所述發(fā)送信號進(jìn)行發(fā)送時的傳輸路徑。
另外，在根據(jù)上述本發(fā)明的陣列天線通信裝置中，最好所述接收傳輸路徑平均電路根據(jù)所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域中的時間差分信號，導(dǎo)出來自所述特定終端的傳輸路徑的相當(dāng)于來自所述特定終端的脈沖響應(yīng)的接收系數(shù)矢量。
另外，在根據(jù)上述本發(fā)明的陣列天線通信裝置中，最好所述接收傳輸路徑平均電路通過來自所述多個天線的接收信號的各時間差分信號、與由所述接收信號分離電路分離的來自所述特定終端的時間差分信號的集體(ensemble)平均，導(dǎo)出所述接收系數(shù)矢量。
另外，在根據(jù)上述本發(fā)明的陣列天線通信裝置中，最好來自所述特定終端的所述收發(fā)信信號的上行線路時隙包含設(shè)置在所述上行線路隙中的具有規(guī)定數(shù)量的訓(xùn)練數(shù)據(jù)的訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域、和具有分別表現(xiàn)來自所述特定終端的信息的多個數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)區(qū)域，所述接收傳輸路徑平均電路根據(jù)所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域和所述數(shù)據(jù)區(qū)域中的時間差分信號，導(dǎo)出來自所述特定終端的傳輸路徑的按時間順序配置的多個平均值，所述發(fā)送傳輸路徑設(shè)定電路通過所述多個平均值來設(shè)定對所述發(fā)送信號進(jìn)行發(fā)送時的傳輸路徑。
另外，在根據(jù)上述本發(fā)明的陣列天線通信裝置中，最好所述接收傳輸路徑平均電路根據(jù)所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域和所述數(shù)據(jù)區(qū)域中的多個時間差分信號，依次導(dǎo)出來自所述特定終端的傳輸路徑的相當(dāng)于來自所述特定終端的脈沖響應(yīng)的多個接收系數(shù)矢量。
另外，在根據(jù)上述本發(fā)明的陣列天線通信裝置中，最好所述多個接收系數(shù)矢量的依次導(dǎo)出基于最快下降法。
另外，在根據(jù)上述本發(fā)明的陣列天線通信裝置中，最好所述多個接收系數(shù)矢量的依次導(dǎo)出基于遞歸最小2乘法。
另外，在根據(jù)上述本發(fā)明的陣列天線通信裝置中，最好來自所述特定終端的所述收發(fā)信信號的上行線路時隙包含設(shè)置在所述上行線路隙中的具有規(guī)定數(shù)量的訓(xùn)練數(shù)據(jù)的訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域、和具有分別表現(xiàn)來自所述特定終端的信息的多個數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)區(qū)域，所述接收傳輸路徑平均電路根據(jù)所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域和所述數(shù)據(jù)區(qū)域中的時間差分信號，導(dǎo)出來自所述特定終端的傳輸路徑的多個推定值，所述發(fā)送傳輸路徑設(shè)定電路通過回歸所述多個平均值并根據(jù)回歸結(jié)果進(jìn)行外推，預(yù)測所述發(fā)送信號進(jìn)行發(fā)送時的傳輸路徑。
另外，在根據(jù)上述本發(fā)明的陣列天線通信裝置中，最好所述接收傳輸路徑平均電路根據(jù)所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域和所述數(shù)據(jù)區(qū)域中的多個時間差分信號，依次導(dǎo)出來自所述特定終端的傳輸路徑相當(dāng)于來自所述特定終端的脈沖響應(yīng)的多個接收系數(shù)矢量。
另外，在根據(jù)上述本發(fā)明的陣列天線通信裝置中，最好所述多個接收系數(shù)矢量的依次導(dǎo)出基于最快下降法。
另外，在根據(jù)上述本發(fā)明的陣列天線通信裝置中，最好所述多個接收系數(shù)矢量的依次導(dǎo)出基于遞歸最小2乘法。
另外，在根據(jù)上述本發(fā)明的陣列天線通信裝置中，最好接收信號分離電路包含接收權(quán)重矢量計(jì)算部，接收來自所述多個天線的接收信號，實(shí)時導(dǎo)出用于分離來自所述特定終端的分離時間差分信號的接收權(quán)重矢量；多個第1乘法器，在一個輸入分別接收來自所述多個天線的接收時間差分信號，在另一輸入分別接收所述接收權(quán)重矢量對應(yīng)的要素；和加法器，將來自所述多個乘法器的信號相加，所述發(fā)送方向性控制電路包含發(fā)送權(quán)重矢量計(jì)算部，根據(jù)來自所述發(fā)送傳輸路徑平均電路的推定結(jié)果，導(dǎo)出發(fā)送權(quán)重矢量；和多個第2乘法部，在一個輸入接收發(fā)送信號，在另一個輸入分別接收所述發(fā)送權(quán)重矢量，分別提供給所述多個天線。
發(fā)明效果如上所述，根據(jù)本發(fā)明，可得到如下顯著效果，即，可通過平均化等極簡單的方法就可在設(shè)定電路中設(shè)定傳輸路徑，而不是基于回歸曲線來外推伴隨著移動通信中多普勒頻率偏移或基站、移動站之間基準(zhǔn)時鐘的頻率差的自適應(yīng)陣列天線的動作的方法。另外，具有誤差少、在通過AFC補(bǔ)償頻率差之前可進(jìn)行自適應(yīng)陣列動作等優(yōu)點(diǎn)。


圖1是表示本發(fā)明實(shí)施形態(tài)的陣列天線通信裝置主要部分示意框圖。
圖2是表示本發(fā)明實(shí)施形態(tài)的陣列天線通信裝置的信號點(diǎn)推移一例的圖。
圖3是頻分多址、時分多址和路分多址(PDMAPath DivisionMultiple Access)的各種通信系統(tǒng)的信道配置圖。
圖4是原理表示自適應(yīng)陣列無線基站的基本動作的模式圖。
圖5是表示自適應(yīng)陣列無線基站的結(jié)構(gòu)的示意框圖。
圖6是表示便攜電話機(jī)的電波信號的幀結(jié)構(gòu)的示意圖。
圖7是將自適應(yīng)陣列無線基站與用戶間的電波信號的傳遞圖象化的模式圖。
圖8是表示現(xiàn)有形態(tài)1的PDMA用基站的無線裝置(無線基站)1000的結(jié)構(gòu)的示意框圖。
圖9是說明無線裝置(無線基站)1000的動作概述的流程圖。
圖10是說明發(fā)送系數(shù)矢量推定器32的動作的原理圖。
圖11是表示現(xiàn)有形態(tài)1的變形例的接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22的另一結(jié)構(gòu)圖。
圖12是表示依次進(jìn)行推定的情況下、進(jìn)行傳輸路徑推定的原理的原理圖。
圖13是表示根據(jù)在上行線路時隙區(qū)間中依次求出的脈沖響應(yīng)來計(jì)算回歸曲線并推定傳輸路徑的原理的原理圖。
圖14是表示現(xiàn)有形態(tài)7的AR模型的第1原理圖。
圖15是表示現(xiàn)有形態(tài)7的AR模型的第2原理圖。
圖16是表示圖14所示濾波器A(z)的結(jié)構(gòu)的示意框圖。
圖17是表示AR模型中濾波器A(z)的逆濾波器W(z)的結(jié)構(gòu)的示意框圖。
圖18是表示現(xiàn)有形態(tài)8的PDMA用基站的無線裝置(無線基站)2000的結(jié)構(gòu)的示意框圖。
圖19是表示現(xiàn)有形態(tài)9的PDMA用基站的無線裝置(無線基站)3000的結(jié)構(gòu)的示意框圖。
圖20是表示現(xiàn)有形態(tài)10的PDMA用基站的無線裝置(無線基站)4000的結(jié)構(gòu)的示意框圖。
圖21是表示未進(jìn)行差動化的陣列天線通信裝置的主要部分示意框圖。
具體實(shí)施例方式
在現(xiàn)有技術(shù)的說明中，如[5、接收系數(shù)矢量計(jì)算機(jī)22的動作]所示，式(5)-式(8)中的信號Srxi(t)(i＝1、2)作為已知值，將Srxi(t)乘以接收信號X(t)，通過計(jì)算整體平均的式(16)求出接收系數(shù)矢量H1。其中，接收信號X(t)由式(5)表示。在調(diào)查對User1的接收系數(shù)矢量H1的明細(xì)的情況下，除傳輸路徑引起的矢量外，若著眼于構(gòu)成多通道的基波，則各基波由伴隨User1的移動的多普勒頻率偏移引起的相位變化、和基于User1與基站的基準(zhǔn)時鐘差的收發(fā)頻率差引起的相位變化構(gòu)成。
為了定量調(diào)查，作為一例，設(shè)收發(fā)信時間間隔為2.5msec，收發(fā)信頻率為2GHz，第1訓(xùn)練符號與第2訓(xùn)練符號間最大間隔0.625msec，User1以時速100km移動。此時，User1在收發(fā)信時間間隔2.5msec中移動的距離不超過6.9cm。即使User1移動到例如距基站10m的地點(diǎn)，其角度變化最大也不超過0.4°，因此，自適應(yīng)陣列天線的方向圖在收發(fā)信時間間隔下的變更為基本接近零的值。
另一方面，多通道的基波的多普勒頻率偏移量在向基站方向移動時最大，此時的多普勒頻率偏移量為185Hz，在第1訓(xùn)練符號與第2訓(xùn)練符號間的最大間隔0.625msec之間，相位變化41.6度。并且在PHS的情況下，基于User1與基站的基準(zhǔn)時鐘差的收發(fā)信頻率差在基站、移動站分別假設(shè)為±3ppm，所以在基站解調(diào)來自移動站的信號時，最大為±6ppm，頻率差為±12kHz，在第1訓(xùn)練符號與第2訓(xùn)練符號間的最大時間差0.625msec之間的相位變化量為±2700度。若考慮以上情況，與其認(rèn)為求出接收系數(shù)矢量H1時的困難是伴隨傳輸路徑變化的指向性變化，不如說是在用于進(jìn)行傳輸路徑推定的接收數(shù)據(jù)中存在問題。
通常作為刪除由這些基站觀測的頻率偏移的方法，有AFC(自動頻率控制)，一般采用根據(jù)接收信號推定載波頻率并調(diào)整局部頻率發(fā)射器的頻率的方法。但是，因?yàn)锳FC根據(jù)接收信號來推定載波頻率，所以該收斂需要時間，在該收斂時間以內(nèi)不能推定正確的接收系數(shù)矢量H1。
這里，為了進(jìn)一步明確化本發(fā)明，說明與本發(fā)明關(guān)聯(lián)的公知技術(shù)的同步檢波和延遲檢波。
作為解調(diào)被數(shù)據(jù)調(diào)制后的信號時的檢波方式，有同步檢波和延遲檢波。其中，所謂同步檢波是通過向調(diào)制信號乘以與調(diào)制波中心頻率同步的載波來得到解調(diào)信號的檢波方式。為了解調(diào)，使用本來在調(diào)制時使用的調(diào)制波中心頻率的載波，所以檢波后的數(shù)據(jù)錯誤率特性具有良好的值。但是，為了乘以與調(diào)制波中心頻率同步的載波，必需在接收側(cè)推定調(diào)制波中心頻率，該推定精度決定該同步檢波的解調(diào)特性。
另一方面，延遲檢波是通過進(jìn)行接收信號與被延遲1符號的接收信號的復(fù)數(shù)乘法，測定調(diào)制波的1個符號間的差(包括相位，根據(jù)情況還包含振幅變化量)來進(jìn)行檢波的方法。在延遲檢波的情況下，因?yàn)椴恍枰d波再現(xiàn)，所以可實(shí)現(xiàn)簡單結(jié)構(gòu)。另一方面，因?yàn)榻庹{(diào)用的參照信號是1個符號之前的信號本身，所以與載波再現(xiàn)的同步檢波相比，存在接收錯誤率特性惡化的問題。
在移動通信中，有時傳輸路徑的變動大，不能確保同步檢波中只進(jìn)行充分載波再現(xiàn)的時間。相反，在延遲檢波的情況下，因?yàn)閷?個符號前的信號本身用作參照信號，所以僅該符號間的傳輸路徑變化成為問題，所以多數(shù)情況下，延遲檢波方式下得到好的特性。即，用于檢波的載波頻率的性質(zhì)比檢波方式本身的特性更多在反映在檢波特性中。
這里，在考慮同步檢波與延遲檢波的關(guān)系的同時，說明關(guān)于本發(fā)明的陣列天線通信裝置的傳輸路徑的推定。
圖1是本發(fā)明實(shí)施形態(tài)的陣列天線通信裝置10的框圖。B-1是天線，B-2是收發(fā)切換器，B-3是接收信號差動器，接收信號差動器B-3內(nèi)的B-3-1是延遲元件。B-4是接收加權(quán)器，B-5是加法器，B-6是參照信號差動器，B-7是接收自適應(yīng)處理部，B-8是發(fā)送自適應(yīng)處理部，B-9是發(fā)送加權(quán)器。
從天線B-1輸入的接收信號通過收發(fā)切換器B-2，輸入到接收信號差動器B-3。這里，由延遲元件B-3-1取得與提供單位時間延遲的信號的差并輸出。該輸出信號由接收加權(quán)器B-4對來自各天線的各信號進(jìn)行加權(quán)后由加法器B-5相加，作為接收信號輸出。這里，加法器B-5的輸出、與將各天線接收加權(quán)器B-4的前級信號取入接收自適應(yīng)處理部中、由參照信號差動器B-6將接收輸出信號與參照信號差動后的信號相比，將包含在接收信號中的希望信號的差動信號與參照信號的差動信號相比，從而由B-4對來自多個天線的信號進(jìn)行適當(dāng)加權(quán)，由此將希望信號的差動信號相加重疊地合成，并對干擾信號進(jìn)行合成，使其差動信號的和為零，由此將接收信號中包含的希望信號的差動信號相加混合，并進(jìn)行去除干擾信號或噪聲的自適應(yīng)處理。
具體而言，當(dāng)將計(jì)算差動信號的時間差設(shè)為Δt，將時刻t時從天線i輸入的希望信號(復(fù)數(shù)表示)設(shè)為Xi(t)，將時刻t時從天線i輸入的干擾信號(復(fù)數(shù)表示)設(shè)為Yi(t)，將天線i的加權(quán)值設(shè)為Wi時，只要求出作為由多個天線接收的希望波信號的差動信號之和SD(t)的振幅為最大的Wi(即|SD(t)為|最大的Wi)，并且天線接收的干擾信號的差動信號之和SA(t)的振幅為最小的Wi(即|SA(t)|為最小的Wi)即可。其中，算式41SD(t)＝∑{WiXi(t)-WiXi(t-Δt)}SA(t)＝∑{WiYi(t)-WiYi(t-Δt)}這里，在傳輸環(huán)境總不變、另外傳輸環(huán)境的變化率相對差動時間差Δt充分延遲的情況下，當(dāng)∑WiXi(t)的振幅最大、∑WiYi(t)的振幅最小時，SD(t)的振幅最大，SA(t)的振幅最小。相反，對于任意Xi(t)、Yi(t)，SD(t)的振幅最大、SA(t)的振幅最小，限于∑WiXi(t)的振幅最大、∑WiYi(t)的振幅最小的情況。因此，基于差動信號的最佳加權(quán)值Wi與基于未差動的信號的最佳加權(quán)值Wi一致。
根據(jù)以上性質(zhì)，圖1的實(shí)施例中的最佳加權(quán)值與圖21中未差動化的結(jié)構(gòu)下的加權(quán)值一致。根據(jù)該最佳化的加權(quán)值Wi；決定發(fā)送側(cè)加權(quán)值，并由發(fā)送加權(quán)器B-9加權(quán)發(fā)送信號，從各天線發(fā)送，從而實(shí)現(xiàn)收發(fā)自適應(yīng)陣列天線。以上關(guān)系即使在設(shè)平均平方誤差為最小的LMS算法、或回歸利用現(xiàn)有值的RLS算法中也得到同樣的效果。
通過如此構(gòu)成，與現(xiàn)有例相比，得到如下效果。圖2(a)用白圓表示以QPSK調(diào)制接收信號的情況下在IQ平面內(nèi)的信號點(diǎn)，另外，用箭頭表示從I軸上一個信號點(diǎn)向下一信號點(diǎn)的位移。IQ平面內(nèi)的位移率由最小相位推移的調(diào)制或信號的下降率等確定。這里，在接收信號與參照信號之間沒有載波頻率差的情況下，接收信號中包含的期望信號的信號點(diǎn)與參照信號的信號點(diǎn)一致(振幅相等的情況)，這兩個信號的相關(guān)值最大。另一方面，在存在傳輸路徑的多普勒頻率偏移或基站移動站之間的基準(zhǔn)時鐘的頻率差的情況下，如圖2(b)所示，白圓的信號點(diǎn)推移到具有陰影的圓形信號點(diǎn)。這里，當(dāng)設(shè)符號速率為fs、頻率差為Δf時，1個符號間相位點(diǎn)旋轉(zhuǎn)的量θ用2πΔf/fs弧度表現(xiàn)。這里，在第1訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)間為N1弧度的情況下，N1·θ與2π弧度相比為不能忽視的數(shù)值的情況下，在現(xiàn)有方法下，第1訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)間下傳輸路徑推定值與參照信號的相位誤差最大為N1·θ，相互相關(guān)值與自相關(guān)值不一致，與傳輸路徑推定值中包含誤差的結(jié)果相比，在本發(fā)明的方式下，即使差動化時間Δt與符號時間幅度相等，也不會僅因?yàn)棣鹊淖兓?，并且在也不會僅因?yàn)樵诘?訓(xùn)練區(qū)間中全部產(chǎn)生一定值θ的相位差，而隨著符號的經(jīng)過相位誤差為θ的整數(shù)倍。因此，不必通過基于回歸直線的外推來求出現(xiàn)有方法產(chǎn)生的傳輸路徑的推定，傳輸路徑不依賴于頻率差，為恒定值，可通過差動結(jié)果的平均來容易算出。這里，雖將差動時間差設(shè)為符號時間，但通過設(shè)為該值以下(例如設(shè)為1/M)，各差動化信號的相位誤差變?yōu)棣?M，可更正確地進(jìn)行傳輸路徑的設(shè)定。
這里，作為刪除頻率誤差的公知方法，有使用自動頻率控制(AFC)的方法。即為如下方法，調(diào)查基于頻率差的信號點(diǎn)的旋轉(zhuǎn)，使基站局部發(fā)射器的頻率變化，以使該信號點(diǎn)的旋轉(zhuǎn)變?yōu)?，刪除信號點(diǎn)的旋轉(zhuǎn)。但是，該AFC為了正確求出頻率差，存在頻率差補(bǔ)償?shù)氖諗繒r間長，其間不能進(jìn)行高精度自適應(yīng)天線動作等問題。相反，根據(jù)本發(fā)明的方法，具有如下優(yōu)點(diǎn)，尤其是不使AFC動作，就可進(jìn)行自適應(yīng)處理，不使用所謂伴隨數(shù)據(jù)解調(diào)來推定信號點(diǎn)推移的自適應(yīng)陣列天線電路的后級信號，也可進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)的前級處理，在改善信號、干擾波比后，可進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)。
尤其是與使用AFC使參照信號同步后進(jìn)行處理的同步檢波一樣的方式相比，本發(fā)明的方式由于是與延遲檢波一樣的方式，所以在傳輸路徑為穩(wěn)定狀態(tài)的情況下，即固定傳輸路徑的情況下，與同步方式相比，會有一些惡化。但是，在移動通信的情況下，傳輸路徑隨時間變化，不容易取得載波同步的情況下，本發(fā)明的方法有效。
另外，雖上述接收信號差動器B-3、接收信號差動器B-3內(nèi)的延遲元件B-3-1、接收加權(quán)器B-4、加法器B-5、參照信號差動器B-6、接收自適應(yīng)處理部B-7、發(fā)送自適應(yīng)處理部B-8、發(fā)送加權(quán)器B-9等可分別由獨(dú)立的元件構(gòu)成，但在DSP等以軟件處理的情況、或由FPGA等通用邏輯元件構(gòu)成的情況下，不用說，在同樣作用的情況下也可得到同樣的效果。另外，圖1中將參照信號作為輸入信號后由參照信號差動器B-6進(jìn)行差動，但不用說，也可事先將差動化參照信號后的信號存儲在存儲器等中來利用。
另外，就圖1的結(jié)構(gòu)而言，當(dāng)然需要發(fā)送部、接收部等進(jìn)行作為本來目的的頻率變換的功能塊等，但因?yàn)樵谡f明本發(fā)明的宗旨上沒有直接關(guān)系，所以省略圖示和說明。
權(quán)利要求
1.一種陣列天線通信裝置，實(shí)時變更天線方向性，與多個終端之間以時間分割的方式進(jìn)行信號的發(fā)送接收，其中，具備分散配置的多個天線；和在進(jìn)行信號的收發(fā)信時共享所述多個天線的發(fā)送電路和接收電路，所述接收電路包含接收信號分離電路，在對接收信號進(jìn)行接收時，根據(jù)來自所述多個天線的信號，分離來自所述多個終端中特定終端的信號；和接收傳輸路徑平均電路，在對所述接收信號進(jìn)行接收時，根據(jù)時間差分信號，即將來自所述多個天線的信號進(jìn)行了采樣的信號的時間差分，將來自所述特定終端的傳輸路徑進(jìn)行平均，所述發(fā)送電路包含發(fā)送傳輸路徑設(shè)定電路，根據(jù)所述接收傳輸路徑平均電路的平均結(jié)果，設(shè)定對發(fā)送信號進(jìn)行發(fā)送時的傳輸路徑；和發(fā)送方向性控制電路，根據(jù)所述發(fā)送傳輸路徑設(shè)定電路的設(shè)定結(jié)果，更新對所述發(fā)送信號進(jìn)行發(fā)送時的所述天線方向性。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的陣列天線通信裝置，其特征在于來自所述特定終端的所述收發(fā)信的信號的上行線路時隙包含所述上行線路時隙的規(guī)定大小的訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域，所述接收傳輸路徑平均電路根據(jù)所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域中的時間差分信號，導(dǎo)出來自所述特定終端的傳輸路徑的平均值，所述發(fā)送傳輸路徑設(shè)定電路通過所述平均值來預(yù)測對所述發(fā)送信號進(jìn)行發(fā)送時的傳輸路徑。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的陣列天線通信裝置，其特征在于所述接收傳輸路徑平均電路根據(jù)所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域中的時間差分信號，導(dǎo)出來自所述特定終端的傳輸路徑的、與來自所述特定終端的脈沖響應(yīng)相當(dāng)?shù)慕邮障禂?shù)矢量。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的陣列天線通信裝置，其特征在于所述接收傳輸路徑平均電路通過來自所述多個天線的接收信號的各時間差分信號、與由所述接收信號分離電路分離的來自所述特定終端的時間差分信號的整體平均，導(dǎo)出所述接收系數(shù)矢量。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的陣列天線通信裝置，其特征在于來自所述特定終端的所述收發(fā)信信號的上行線路時隙，包含設(shè)置在所述上行線路隙中的具有規(guī)定數(shù)量的訓(xùn)練數(shù)據(jù)的訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域、和具有分別表示來自所述特定終端的信息的多個數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)區(qū)域，所述接收傳輸路徑平均電路根據(jù)所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域和所述數(shù)據(jù)區(qū)域中的時間差分信號，導(dǎo)出來自所述特定終端的傳輸路徑的按時間順序配置的多個平均值，所述發(fā)送傳輸路徑設(shè)定電路通過所述多個平均值來設(shè)定對所述發(fā)送信號進(jìn)行發(fā)送時的傳輸路徑。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的陣列天線通信裝置，其特征在于所述接收傳輸路徑平均電路根據(jù)所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域和所述數(shù)據(jù)區(qū)域中的多個時間差分信號，依次導(dǎo)出來自所述特定終端的傳輸路徑的、與來自所述特定終端的脈沖響應(yīng)相當(dāng)?shù)亩鄠€接收系數(shù)矢量。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的陣列天線通信裝置，其特征在于所述多個接收系數(shù)矢量的依次導(dǎo)出基于最快下降法。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的陣列天線通信裝置，其特征在于所述多個接收系數(shù)矢量的依次導(dǎo)出基于遞歸最小2乘法。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的陣列天線通信裝置，其特征在于來自所述特定終端的所述收發(fā)信信號的上行線路時隙，包含設(shè)置在所述上行線路隙中的具有規(guī)定數(shù)量的訓(xùn)練數(shù)據(jù)的訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域、和具有分別表示來自所述特定終端的信息的多個數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)區(qū)域，所述接收傳輸路徑平均電路根據(jù)所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域和所述數(shù)據(jù)區(qū)域中的時間差分信號，導(dǎo)出來自所述特定終端的傳輸路徑的多個推定值，所述發(fā)送傳輸路徑設(shè)定電路通過回歸所述多個平均值并根據(jù)回歸結(jié)果進(jìn)行外推，預(yù)測所述發(fā)送信號進(jìn)行發(fā)送時的傳輸路徑。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的陣列天線通信裝置，其特征在于所述接收傳輸路徑平均電路根據(jù)所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)區(qū)域和所述數(shù)據(jù)區(qū)域中的多個時間差分信號，依次導(dǎo)出來自所述特定終端的傳輸路徑的與來自所述特定終端的脈沖響應(yīng)相當(dāng)?shù)亩鄠€接收系數(shù)矢量。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的陣列天線通信裝置，其特征在于所述多個接收系數(shù)矢量的依次導(dǎo)出基于最快下降法。
12.根據(jù)權(quán)利要求10所述的陣列天線通信裝置，其特征在于所述多個接收系數(shù)矢量的依次導(dǎo)出基于遞歸最小2乘法。
13.根據(jù)權(quán)利要求1所述的陣列天線通信裝置，其特征在于接收信號分離電路包含接收權(quán)重矢量計(jì)算部，接收來自所述多個天線的接收信號，實(shí)時導(dǎo)出用于分離來自所述特定終端的時間差分信號的接收權(quán)重矢量；多個第1乘法器，分別在一個輸入接收來自所述多個天線的接收時間差分信號，分別在另一輸入接收所述接收權(quán)重矢量對應(yīng)的要素；和加法器，將來自所述多個乘法器的信號相加，所述發(fā)送方向性控制電路包含發(fā)送權(quán)重矢量計(jì)算部，根據(jù)來自所述發(fā)送傳輸路徑平均電路的推定結(jié)果，導(dǎo)出發(fā)送權(quán)重矢量；和多個第2乘法部，在一個輸入接收發(fā)送信號，在另一個輸入分別接收所述發(fā)送權(quán)重矢量，分別提供給所述多個天線。
全文摘要
本發(fā)明提供一種陣列天線通信裝置，進(jìn)行更簡單且高精度的傳輸路徑推定。陣列天線通信裝置(10)的接收電路包含接收信號分離電路，在對接收信號進(jìn)行接收時，根據(jù)來自多個天線的信號，分離來自多個終端中特定終端的信號；和接收傳輸路徑平均電路，在對接收信號進(jìn)行接收時，根據(jù)作為對來自多個天線的信號采樣的信號時間差的時間差分信號，將來自特定終端的傳輸路徑平均，另外，發(fā)送電路包含發(fā)送傳輸路徑設(shè)定電路，根據(jù)接收傳輸路徑平均電路的平均結(jié)果，設(shè)定對發(fā)送信號進(jìn)行發(fā)送時的傳輸路徑；和發(fā)送方向性控制電路，根據(jù)發(fā)送傳輸路徑設(shè)定電路的設(shè)定結(jié)果，更新對發(fā)送信號進(jìn)行發(fā)送時的天線方向性。
文檔編號H04W28/18GK1551529SQ200410043200
公開日2004年12月1日 申請日期2004年5月14日 優(yōu)先權(quán)日2003年5月14日
發(fā)明者竹內(nèi)嘉彥, 久, 平山浩久, 治, 羽田亨, 吹野幸治, 男, 宮澤良男 申請人:日本無線株式會社