專利名稱：低if或零if接收機中用于i－q失配補償?shù)南到y(tǒng)和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
所公開的系統(tǒng)和方法一般涉及無線通信領(lǐng)域。更具體地說，所公開的系統(tǒng)和方法涉及一種用于補償?shù)椭蓄l(IF)或零IF接收機中的I-Q失配的系統(tǒng)和方法。
相關(guān)技術(shù)描述諸如外差式接收機這樣的無線接收機一直以來都用于無線通信。對于外差式結(jié)構(gòu)而言，由調(diào)諧器、或與天線耦合的其它射頻設(shè)備來檢測一射頻信號。內(nèi)部振蕩器，也稱為本地振蕩器，與所述射頻信號一起被提供給混頻器?；祛l器以射頻和本振之和和之差產(chǎn)生輸出信號。該級的輸出通常被指定為中頻(IF)。由于IF仍是相對高的頻率，因此可以使用常規(guī)的濾波技術(shù)來消除來自混頻器的一組輸出信號(即或是和信號、或是差信號)。
外差式技術(shù)已經(jīng)在許多類接收機中使用。例如，諸如蜂窩電話這樣的無線通信設(shè)備經(jīng)常使用外差式結(jié)構(gòu)。然而，該結(jié)構(gòu)要求附加電路、功耗和附加的費用來構(gòu)建該設(shè)備。這樣，產(chǎn)生了其中消除了IF電路的新的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。采用該結(jié)構(gòu)的接收機有時被稱為零IF接收機。在本申請中，本地振蕩器把射頻信號直接與基帶信號混頻。在類似的結(jié)構(gòu)中，指定為低IF結(jié)構(gòu)，本地振蕩器把RF信號向下混頻到IF。然而，IF是很低的頻率，因此不允許常規(guī)的濾波消除在外差式結(jié)構(gòu)中常見的不期望的鏡像頻帶干擾，如上所述。
零IF和低IF接收機具有實質(zhì)上相同的前端電路。該系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的示例在

圖1中說明，其中正交接收機采用零IF或低IF結(jié)構(gòu)。如圖1所述，常規(guī)系統(tǒng)10包括與射頻(RF)級14耦合的天線12。RF級14可以包括放大器、濾波器、調(diào)諧元件等等。RF級14的細節(jié)對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員是已知的，在此無須描述。RF級14與天線12一同工作以檢測已調(diào)RF信號并產(chǎn)生與之對應(yīng)的電信號。
常規(guī)系統(tǒng)10還包括RF分離器16，RF分離器16產(chǎn)生來自RF級14的輸出的信號的兩個相同副本。RF分離器可以是一電子電路，或者以其最簡單的實現(xiàn)方式，它可以簡單的是一有線連接。在某些實現(xiàn)中，RF分離器16可以作為RF級14的一部分來實現(xiàn)。
這兩個相同的信號被提供給混頻器20和混頻器22的RF輸入。混頻器20和22各包括一本振輸入。向混頻器20提供一本振信號，指定為“I”本地振蕩器。向混頻器22提供一本振信號，指定為“Q”本地振蕩器。本地振蕩器信號I和Q的頻率相同，但是彼此間有90度的相移。用于產(chǎn)生這些正交信號的技術(shù)是本領(lǐng)域已知的，無須在此描述?；祛l器20和22的輸出分別被提供給低通濾波器24和26。在示例性的實施例中，濾波器24和26是低通濾波器。濾波器24所產(chǎn)生的信號是一基帶(或接近基帶)信號I(t)。類似地，濾波器26所產(chǎn)生的信號是一基帶(或接近基帶)信號Q(t)。
在理想環(huán)境下，I本振和Q本振提供的正交信號分開精確的90度。所產(chǎn)生的I和Q輸出也會理想地有相等的幅度。而且，理想的系統(tǒng)會有精確匹配的混頻器20和22以及匹配濾波器24和26。在這些理想環(huán)境下，輸出I(t)和Q(t)實質(zhì)上是正交的。也就是，I(t)信號未投射到Q(t)信號，反之亦然。
不幸的是，這類理想電路并不存在。即使混頻器20和22以及濾波器24和26接近地匹配，也會產(chǎn)生某些相位和/或增益誤差。I和Q電路中的該不期望的電路失配導(dǎo)致實質(zhì)上不正交的輸出信號I(t)和Q(t)。也就是，I(t)信號會投射到Q(t)信號上，反之亦然。該電路失配的結(jié)果在圖2A和2B中說明。電路失配的結(jié)果既影響I(t)、又影響Q(t)；因此，我們參照圖2A和2B的討論考慮正交信號的復(fù)頻譜。
圖2A是一RF頻譜。本領(lǐng)域的技術(shù)人員會認識到，為了簡便起見，沒有畫出RF頻譜的刻度。RF頻譜包括代表I本振信號的線30。期望的信號由頻譜的部分32指示。圖2A還說明了由于相鄰信道或相隔信道而存在的“抖動”信號。相鄰信道由標為J_30信號的頻譜的部分34指示，它與期望信號的載頻分開30千赫茲(kHz)。
電信標準IS-98B，題為“RF Performance for Dual-Mode Mobile Telephone”，規(guī)定了使用抖動信號對特定干擾信號進行的測量，其中抖動信號于期望的載頻分開60kHz。頻譜的部分36指示J_60抖動信號的存在。此外，圖2A說明了從抖動信號J_120產(chǎn)生的頻譜的部分38，抖動信號J_120與期望信號的載頻分開120kHz。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員會理解，頻譜關(guān)于DC軸(0Hz)對稱。這樣，期望信號的頻譜32具有鏡像頻譜32’，它以負載頻為中心。類似地，頻譜34、36和38分別有鏡像頻譜34’、36’和38’。
圖2A還說明了線40，線40指明了由于圖1的示例電路所示的電路的I和Q部分之間的失配而從本振信號產(chǎn)生的頻譜的一部分?；祛l器20和22把RF頻譜中的信號與本振30的值相乘。本振30對部分32-38和32’-38’的處理結(jié)果實際上是圖2A的頻譜中所有分量的頻移。在混頻器(例如混頻器20)和濾波器(例如濾波器24)的處理之后，圖1的I電路產(chǎn)生圖2B所述的基帶頻譜。頻譜部分32-38和32’-38’實際上已經(jīng)向右移動了本振的頻率。結(jié)果，代表期望信號的頻譜的部分32’現(xiàn)在以15kHz為中心。類似地，頻譜的部分34’、36’和38’已經(jīng)發(fā)生頻移，現(xiàn)在分別以-15kHz、-45kHz和-105kHz為中心。與此同時，頻偏的部分32-38(見圖2A)被頻移到高得多的頻級，在圖2B中未示出。頻偏的這些部分是不期望的，使用常規(guī)技術(shù)容易消除。
失配本地振蕩器40還與圖2A所述的RF頻譜的部分32-38以及32’-38’交互作用。本地振蕩器30的正頻率值實際上把RF頻譜向正頻率方向移動，而失配本地振蕩器40的負頻率值實際上把RF頻譜向負頻率方向移動。結(jié)果，部分32’-38’向負頻率方向移動，使得它們不會對圖2B中以15kHz為中心的期望信號產(chǎn)生干擾。然而，圖2A中頻譜的部分32-38向左移位，使得圖2A中的原始部分32現(xiàn)在以-15kHz為中心，并且在圖2B中被標識為部分32i，以指示部分32i是從不期望存在的失配本振40而產(chǎn)生的信號鏡像。類似地，圖2A中頻譜的部分34-38向負方向移位，以產(chǎn)生圖2B所述的頻譜部分34i-38i。應(yīng)該注意到，部分34i是J_30鏡像頻譜，它實際上創(chuàng)建了基帶信號中的邊帶，直接與以15kHz為中心的期望信號頻譜相符。此外，代表J_60鏡像頻譜的部分36i以45kHz為中心，還會引起對期望信號的顯著干擾。
不期望的邊帶32i-38i可以被表征為“殘留邊帶”，因為它們源自于失配本地振蕩器40的殘留效應(yīng)。混頻器20和22以及濾波器24和26的小心匹配會減少殘留邊帶，并因此減少不期望的鏡像頻率。然而，電路匹配不能完全消除失配的本振信號。因此可以理解，非常需要一種技術(shù)來補償零IF或低IF系統(tǒng)結(jié)構(gòu)中的I-Q失配。本發(fā)明提供了這個及其它優(yōu)點，這從以下詳細描述和附圖中將顯而易見。
概述本發(fā)明體現(xiàn)在一種用于補償?shù)虸F或零IF接收機中的I-Q失配的裝置中，并且包括具有相應(yīng)的射頻(RF)輸入、本振輸入和混頻器輸入的第一和第二混頻器?；祛l器的RF輸入用于接收已調(diào)的RF信號，第一混頻器的本地振蕩器用于接收I本振信號，而第二混頻器的本振輸入用于接收Q本振信號。I和Q本振信號具有基本相同的頻率。該裝置還包括分別于第一和第二混頻器的混頻器輸出耦合的第一和第二濾波器，用于對來自混頻器輸出的輸出信號濾波，從而分別產(chǎn)生I和Q輸出信號。第一和第二混頻器以及/或者第一和第二濾波器中的電路差異導(dǎo)致增益和/或相位誤差，所述增益和/或相位誤差導(dǎo)致I和Q輸出信號中的失配。該裝置包括一校正電路，用于向所述I和Q輸出信號的至少一個應(yīng)用一校正因子以校正所述增益和/或相位誤差，這是通過向所述I和Q輸出信號的至少一個應(yīng)用一乘法因子以便產(chǎn)生經(jīng)校正的信號。
在一示例性實施例中，校正電路向I和Q輸出信號都應(yīng)用乘法因子，從而產(chǎn)生經(jīng)校正的I輸出信號和經(jīng)校正的Q輸出信號。補償電路可以是模擬電路或數(shù)字電路。在一實施例中，接收機是無線通信設(shè)備的一部分，該系統(tǒng)還包括用于保存表示校正因子的數(shù)據(jù)的存儲區(qū)域。
在一示例性實施例中，測試信號生成電路產(chǎn)生一固定頻率信號，作為到第一和第二混頻器的輸入，以便允許對增益和/或相位誤差進行測試度量。在該實施例中，校正電路所應(yīng)用的校正因子基于測試度量。校正因子可以被保存在無線通信設(shè)備內(nèi)的存儲區(qū)域中，存儲區(qū)域中的數(shù)據(jù)表示所述校正因子。
附圖簡述圖1是本領(lǐng)域已知的RF接收機電路的功能框圖。
圖2A是如圖1所示的電路的RF頻譜。
圖2B是電路(比如圖1的電路)進行解調(diào)后的基帶頻譜。
圖3是本發(fā)明一實現(xiàn)的功能框圖。
圖4是說明由圖3的系統(tǒng)所實現(xiàn)的鏡像抑制技術(shù)的圖。
圖5是說明由本發(fā)明的系統(tǒng)所使用的校準技術(shù)的功能框圖。
圖6是說明由本發(fā)明的系統(tǒng)對增益和相位誤差進行補償?shù)膱D。
圖7是說明由本發(fā)明的系統(tǒng)對增益誤差進行補償?shù)膱D。
圖8是說明由本發(fā)明的系統(tǒng)對相位誤差進行校正的圖。
圖9是說明使用本發(fā)明技術(shù)用于無線通信設(shè)備的校準的測試裝置的功能框圖。
實施例的詳細描述本發(fā)明提供了I(t)和Q(t)信號的主動校正以克服固有失配和所產(chǎn)生的有害效應(yīng)。下面將詳細描述的是，每個通信設(shè)備都是唯一的，在一示例性實施例中，經(jīng)歷在工廠處的校準。校正因子被保存在設(shè)備中，并用于自動地產(chǎn)生補償信號。
在一示例性實施例中，本發(fā)明體現(xiàn)在圖3的功能框圖所示的系統(tǒng)100中。從圖3的框圖可見，本發(fā)明可應(yīng)用于任何正交接收機，比如高級移動電話系統(tǒng)(AMPS)、全球定位系統(tǒng)(GPS)接收機、常規(guī)蜂窩電話系統(tǒng)或者PCS系統(tǒng)。GPS實施例可包括GPS天線102、濾波器104、放大器106和I-Q混頻器電路108。本領(lǐng)域的技術(shù)人員會認識到，I-Q混頻器電路108說明了單個混頻器。然而，對于I信號和Q信號有若干分開的混頻器，比如圖1所示的那些混頻器。
無線通信系統(tǒng)還包括為了允許多頻帶上的發(fā)送和接收的天線110、天線共用器112、放大器114以及濾波器116。在一實施例中，濾波器116作為表面聲波(SAW)濾波器而實現(xiàn)。諸如濾波器116這樣的組件的工作頻率對于蜂窩電話電路和PCS電路一般會改變。例如，蜂窩電話一般工作在800MHz頻帶中，而PCS設(shè)備一般工作在1900MHz頻帶中。
濾波器114的輸出被提供給PCS I-Q混頻器120和小區(qū)I-Q混頻器122。同樣，本領(lǐng)域的技術(shù)人員會認識到，PCS I-Q混頻器120和小區(qū)I-Q混頻器122實際上包括分開的用于I信號和Q信號的混頻器。
圖3中還說明了一本地振蕩器電路124，該電路提供了混頻器108、120和122所需的必要的頻率和正交信號(即90度相移)。本地振蕩器電路124包括超高頻振蕩器125，其輸出耦合到PCS本振發(fā)生混頻器127，以便為于PCS無線設(shè)備相關(guān)的本地振蕩器生成必要的頻率。此外，UHF振蕩器125的輸出耦合到GPS本振發(fā)生混頻器129以產(chǎn)生GPS混頻器1080所使用的必要頻率。此外，UHF振蕩器125的輸出耦合到除法器電路131以便為蜂窩電話混頻器122產(chǎn)生必要的頻率。本領(lǐng)域的技術(shù)人員會認識到，可以使用多種不同的已知技術(shù)，分別GPS、PCS和小區(qū)所需的各個頻率下產(chǎn)生必要的正交信號。為了簡潔起見，這里無須包括那些細節(jié)。而且，本領(lǐng)域的技術(shù)人員會認識到，系統(tǒng)100不要求多個混頻器(即GPS混頻器108、PCS混頻器120和小區(qū)混頻器122)來進行令人滿意的操作。而是把系統(tǒng)100應(yīng)用于任一正交混頻器的輸出以便校正I和Q電路間的失衡。這樣，僅有GPS的接收機會滿意地使用系統(tǒng)100，因為僅有GPS的接收機僅要求GPS混頻器108。而且，系統(tǒng)100能容易地應(yīng)用一僅有PCS的設(shè)備或者僅有小區(qū)的設(shè)備。
來自各個接收機部分的信號被加法器126組合，并被提供給I-Q低通濾波器128。盡管圖3僅說明了單個I-Q低通濾波器128，卻提供了分開的I和Q濾波。I-Q濾波器128所產(chǎn)生的輸出是低IF信號I(t)和Q(t)。在圖2B的基帶頻譜中提供的示例中，RF信號被向下混頻至15kHz的低IF。在其他實施例中，RF信號可以被直接混頻至零IF。零IF和低IF結(jié)構(gòu)在I-Q失配中都會遇到相同的難題。本發(fā)明可應(yīng)用于零IF和低IF結(jié)構(gòu)。
上述的某些元件，比如混頻器108、120和122，可以在集成電路(IC)130中實現(xiàn)以提供組件的嚴格容限和較好的匹配。IC 130使用已知技術(shù)來提供電路組件(例如晶體管)的匹配和溫度依從關(guān)系。然而，即使根據(jù)IC 130提供的嚴格電路容限，電路失配仍舊存在，這導(dǎo)致從殘留邊帶產(chǎn)生的不期望的干擾。
信號被模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)134數(shù)字化。在一示例性實施例中，ADC 134可以由Δ-∑轉(zhuǎn)換器來實現(xiàn)，這是本領(lǐng)域已知的。ADC 134后面跟著一數(shù)字濾波器136以便衰減量化噪聲和DC校正電路138，后者向ADC 134提供反饋。這些元件的操作是本領(lǐng)域已知的，在此無須描述。
系統(tǒng)100還包括I-Q補償電路150以產(chǎn)生信號I(t)和Q(t)的補償形式。提供以下數(shù)學(xué)分析來獲得對I-Q補償電路150所提供的信號的更好理解。
兩個抖動源是IC 130中實現(xiàn)的組件的動態(tài)范圍規(guī)范的驅(qū)動力。它們是60kHz抖動及其鏡像。60kHz的抖動在很大程度上通過常規(guī)濾波而消除。濾波器128使60kHz抖動衰減，其衰減程度近似于一般的IF濾波器在常規(guī)外差式結(jié)構(gòu)中衰減的程度。
幻象本地振蕩器(例如圖2A中的LO 40)有時被稱為殘留邊帶(RSB)，它會對實輸入信號的正頻率分量進行下變頻。60kHz抖動的鏡像出現(xiàn)在離期望信號偏移60-2xIF處。這樣，在圖2B的基帶頻譜中，對于15kHz低IF，代表60kHz抖動的鏡像的部分36i(即J_60鏡像頻譜)出現(xiàn)在以45kHz為中心。因此，鏡像抑制是I-Q匹配以及濾波的函數(shù)，也就是，低通濾波器128和數(shù)字濾波器136會幫助60kHz抖動的幅度。此外，補償電路150后面的數(shù)字濾波器160也會幫助減小60kHz抖動的幅度。數(shù)字濾波器160產(chǎn)生信號Icomp和Qcomp，這兩個信號是經(jīng)補償?shù)男盘枴＿@些信號由附加電路(比如移動站調(diào)制解調(diào)器(未示出))以常規(guī)方式進行處理，以產(chǎn)生輸出信號(例如音頻信號)。
鏡像抑制比可由以下公式1來表征IRR＝RSB+ACR(dB) (1)其中IRR是鏡像抑制比，RSB是本地振蕩器(例如圖2A中的本地振蕩器30)的功率與由于失配引起的本振電平的殘留量之比，后者由圖2A的RF頻譜中的線40所表示，而ACR是通過低通濾波實現(xiàn)的相隔信道抑制。值A(chǔ)CR可通過以下數(shù)學(xué)地確定
其中下標n是頻率索引，它可以以400Hz步長遞增，根據(jù)抖動的正弦調(diào)制(在抖動的載頻處n＝0)，C/N0是對于12dB SINAD(信噪和失真比)的C/N，3.5dB，J是貝塞爾函數(shù)，它是正弦頻率調(diào)制的載波的頻譜中幅度加權(quán)的固有特性，A給出在索引的頻率下每個濾波器(數(shù)字濾波器和反混頻濾波器)相對于插入損耗的衰減。
應(yīng)該注意到，公式(1)和(2)可推廣應(yīng)用于相鄰信道抑制以及相隔信道抑制。本領(lǐng)域的技術(shù)人員會理解，在特定的無線通信系統(tǒng)實現(xiàn)中，信道的中心頻率每30kHz都隔開。這樣，相鄰信道離開期望的信號信道為30kHz，而相隔信道離開期望的信號信道為60kHz。相鄰和相隔信道抑制都包括濾波(以獲取ACR)。然而，由于抖動較接近于信號(即30kHz相對于60kHz)，且濾波器不足以使其衰減像使相隔信道抖動衰減的那樣多，因此相鄰信道抑制總是較差。
如果公式(1)和(2)用于相隔信道抑制，則公式(1)中的值IRR是指基帶處期望信號的能量(即圖2B中頻譜的部分36i的強度)除以60kHz抖動的鏡像部分32，的能量。公式(2)說明了相隔信道抑制的值的計算，并考慮到數(shù)字和模擬濾波兩者的濾波效應(yīng)。如果公式(1)和(2)都用于相鄰信道抑制，則值IRR是指基帶處期望信號的能量(即與來自30kHz鏡像的部分34i的能量相比的頻譜的部分32’)。當用于相鄰信道抑制時，值A(chǔ)CR是指相鄰信道抑制，并且可由公式(2)表示。
為了系統(tǒng)100令人滿意的操作，IRR的最小值應(yīng)為60dB，RSB(即由于失配的LO信號，由圖2A的頻譜中的線40所示)最好小于30dB。圖4的圖表說明了對于IRR＝60dB在ACR和RSB之間的折中。從圖4可見，IF頻率越低，ACR抑制就越大，這是因為抖動的鏡像更偏離自基帶處的期望信號。從圖中可見，15kHz低IF的選擇能夠?qū)崿F(xiàn)60dB IRR以及合理的RFR6000 RSB(＜40dB校正)這兩個目標。
在這里討論的例子中，選擇IF為15kHz。根據(jù)這個所選的IF，相隔信道抖動的鏡像處在60-2*IF＝30kHz(離開15kHz低IF為30kHz)。相鄰信道抖動的鏡像處在30-2*IF＝0kHz(離開信號為0kHz)。由于ACR僅在產(chǎn)生鏡像后作用于IRR，因此由于偏移為0Hz，相鄰信道ACR為0。這樣，由于為該例選擇了IF(即15kHz)，因此ACR僅能應(yīng)用于相隔信道抑制。
另一潛在的干擾源是60kHz和120kHz抖動間的互調(diào)(IM)干擾。圖2A說明了實輸入頻譜的負頻率分量。抖動在下變頻后仍處在-45kHz和-105kHz，它們?nèi)耘c信號偏移60kHz，信號處在+15kHz。所產(chǎn)生的三階互調(diào)失真(有時稱為IM3)處在2*(-45)-105＝+15kHz。在缺乏失配本地振蕩器40時，IM3失真會出現(xiàn)在離開期望信號60kHz和120kHz之處。在圖2B中，頻譜的部分36’和38’實際上分別與期望信號隔開60kHz和120kHz。
在存在失配本地振蕩器40時，頻譜36i和38i的鏡像部分不再與期望信號隔開60和120kHz。如圖2B所示，頻譜的鏡像部分36i和38i以45kHz和105kHz為中心，離開期望信號的偏移量減少。結(jié)果，諸如低通濾波器128這樣的低通濾波器、數(shù)字濾波器136或者數(shù)字濾波器160的期望效應(yīng)被降級。盡管可能提供更復(fù)雜的濾波器，然而這類濾波器占用很大的電路空間，并且在設(shè)計上相當復(fù)雜。因而，本發(fā)明為I-Q失配提供了補償，這消除了較高階濾波器的必需性。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員會理解，由于DC凹口(近似1kHz寬)，較低的IF會引起增加了的失真。選擇極點和信道濾波器模板的位置以滿足語音失真和數(shù)據(jù)比特誤差率(BER)要求。
上面討論了60kHz抖動及其鏡像的效應(yīng)。此外，相鄰信道信號，比如30kHz抖動，會導(dǎo)致圖2B的基帶頻譜中所示的帶內(nèi)鏡像。J_30鏡像直接落在期望信號的頂部，因此不能被濾波。這個不期望的30kHz抖動信號必須通過I和Q信道的正確匹配來抑制。IS-98B規(guī)范要求最小16dB。因此，給定上述C/N0的值，RSB必須至少為16+(C/N0)＝19.5dB。
如上所討論的，IC 130根據(jù)適當?shù)南到y(tǒng)設(shè)計能實現(xiàn)約20dB的RSB。附加的補償電路必須提供RSB中額外的12dB改進。圖5說明了用補償電路150來提供RSB的額外12dB的實現(xiàn)。應(yīng)該注意到，圖3的電路說明了系統(tǒng)100的數(shù)字實現(xiàn)。也就是，補償電路150是一數(shù)字補償電路。然而，本發(fā)明也可以以數(shù)字形式或模擬形式來實現(xiàn)。圖5說明了系統(tǒng)100的模擬實現(xiàn)，其中補償電路150跟在低通濾波器24和26后面。
混頻器(例如圖3中的混頻器120)、低通濾波器(例如濾波器120a)和ADC(例如ADC 134)都用于I和Q電路中的失配。這導(dǎo)致I和Q之間可能的相位誤差和/或增益誤差。為了了解混頻器進行的信號處理，令□表示正交誤差，令k表示I和Q之間的增益誤差。為了進行數(shù)學(xué)分析，認為所有誤差都在Q信道上(即，認為I信道是準確的信號)。圖5中的I和Q混頻器可以是常規(guī)的混頻器，比如混頻器20和22，如上面參照圖1所討論的。I和Q的輸入信號由下式表示Iin＝cos(f(t))(3)Qin＝ksin(f(t)+φ)＝kcosφsin(f(t))+ksinφcos(f(t))其中Iin和Qin表示到補償電路150的輸入信號。從公式(3)開始，可以校正I和Q信號以消除相位和增益誤差。從下面公式(4)的矩陣中示出應(yīng)用于Iin和Qin的校正因子IQcompansate=IQin1-tanφ01kcosφ---(4)]]>其中公式(4)的校正因子導(dǎo)致I和Q信號的完全校正。
在圖3所示的系統(tǒng)100的實現(xiàn)中，信號Iin和Qin是數(shù)字信號。這樣，上面公式(4)中的校正因子可以用數(shù)字信號來實現(xiàn)，所述數(shù)字信號根據(jù)校正因子提供的比特數(shù)以及校正因子的電壓范圍而以每步長形式增加或降低。在補償系統(tǒng)的實際實現(xiàn)中，公式(4)所提供的完全校正示例可以被下面公式(5)所示的實際校正因子所代替IQcompansate=IQin1-tanθ01αcosθ---(5)]]>其中θ≠□，α≠k。下面討論信號為提供量化誤差可接受的補償所需的比特數(shù)。
圖6-8的圖表中說明了量化誤差的效應(yīng)。圖6中，當k＝1.4 db且＝11.1°時產(chǎn)生完全校正值。圖6的圖表說明了對于α和θ由于量化誤差而產(chǎn)生的變化，在補償RSB中產(chǎn)生的變化。
類似地，圖7和8說明了對于k和φ的不同值，在補償?shù)腞SB中的變化。本領(lǐng)域的技術(shù)人員會認識到，希望使量化誤差最小，以便在圖5的補償矩陣中準確地表示補償值。
下面示出補償信號的導(dǎo)出，其中下列公式(6)是在IC 130(見圖3)的輸出端產(chǎn)生的信號的數(shù)學(xué)表示，并且用信號幅度說明了RSB的計算信號＝I+jQ＝Aeif(t)+Be-if(t)RSB=20log(|A||B|)---(6)]]>其中A和B表示正交分量的幅度。幅度A和B可以用上面的公式(4)和(5)來表示，導(dǎo)致下列公式(7)A=12{1+kα(cosφcosθ)+j[kα(sinφsinθ)-tanθ]}]]>B=12{1-kα(cosφcosθ)+j[kα(sinφsinθ)-tanθ]}---(7)]]>其中所有項都在前面定義。組合上述公式(6)和(7)能夠計算補償?shù)腞SB，并且由下式給出
其中項目已在前面定義。
rsb2=10RSB10---(9)]]>公式(5)的補償矩陣提供了一數(shù)字實現(xiàn)，其中為每個無線通信設(shè)備確定矩陣的校正值，并將校正值保存在無線通信設(shè)備內(nèi)。校正參數(shù)值的范圍以及校正參數(shù)的期望分辨率都通過實驗來確定，并且在下表1中示出。
表1

如上所述，IC 130(見圖3)制造過程中以及其它電路組件制造過程中的統(tǒng)計上的不確定性導(dǎo)致失配的本地振蕩器40(見圖2A)的問題。這樣，誤差從一個無線通信設(shè)備到另一個無線通信設(shè)備是不可預(yù)期的。因而，不可能導(dǎo)出單個校正矩陣，該矩陣可通過多種無線通信設(shè)備均一地實現(xiàn)。因此，每個無線通信設(shè)備都在總裝配時被測試，并且確定圖5的校正矩陣的值，并將所述值保存在一存儲器中，比如無線通信設(shè)備的NV(非易失性)存儲器。
在一實施例中，可以將純音RF信號注入無線通信設(shè)備以確定電路失配所引起的增益和相位誤差。參照圖3，如果沒有電路失配，則IC 130的I/Q輸出會精確匹配，并且不存在任何頻譜鏡像。然而，在實際的應(yīng)用中，I/Q電路具有某種程度的失配，導(dǎo)致與圖2B所示的頻譜相似的頻譜。無線通信設(shè)備內(nèi)的數(shù)字信號處理器(DSP)可用于執(zhí)行這里所述的計算以確定補償矩陣的值。或者，可以使用外部電路，比如外部DSP、微處理器等，來解決上述數(shù)學(xué)公式，從而確定公式(5)的補償矩陣的值。當已經(jīng)確定了公式(5)的補償矩陣的值后，把表示那些值的數(shù)據(jù)保存在無線通信設(shè)備中，并且將這些值應(yīng)用于I/Q信號以提供其補償形式。
在窄帶寬的系統(tǒng)(比如GSM)中，可以使用單個頻率信號來校準無線通信設(shè)備的接收機部分，并能夠計算補償因子，通過所述補償因子可以補償I和Q信號。圖9的功能框圖中說明了適當?shù)臏y試裝置，其中信號發(fā)生器164以單個頻率產(chǎn)生RF信號。這有時稱為連續(xù)波(CW)調(diào)制。RF信號與無線通信設(shè)備168耦合，后者上面參照圖3所述的許多組件。
圖9中還說明了CPU 170和非易失性存儲器172。這些組件用虛線示出，因為CPU和存儲器可以是無線通信設(shè)備168的一部分?；蛘?，CPU 170或非易失性存儲器172可以是工廠裝配和測試過程中使用的外部組件。系統(tǒng)100不受CPU 170和存儲器172的位置所限制。應(yīng)該注意到，CPU 170可以通過許多不同的已知設(shè)備來實現(xiàn)。如果在無線通信設(shè)備內(nèi)實現(xiàn)，CPU 170就是常規(guī)的處理器或數(shù)字信號處理器(DSP)。CPU 170的外部實現(xiàn)包括常規(guī)的個人計算機(PC)、工作站、DSP等等。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員會認識到，可以使用其它設(shè)備，比如微處理器、微控制器等，來實現(xiàn)CPU 170。類似地，存儲器172可以用多種已知技術(shù)來實現(xiàn)。例如，盡管所示存儲器172是一非易失性存儲器，然而存儲器也可以用注入DRAM、SRAM或其它已知的存儲器技術(shù)來實現(xiàn)。本發(fā)明不受存儲器172的特定實現(xiàn)所限制。
通過使用來自信號發(fā)生器164的CW信號，CPU 170在過零區(qū)間度量I和Q輸出信號間的延時，并且計算自正交的相應(yīng)相移以確定相位誤差。I和Q信號的RMS電壓比可由CPU度量以確定增益誤差。測得的相位和增益誤差可以代入公式3，并且CPU 170對這些公式求解以確定特定無線單元168的補償因子。公式5的校正因子被保存在無線單元168內(nèi)的非易失性存儲器中。補償電路150使用那些補償因子來產(chǎn)生經(jīng)補償?shù)妮敵鲂盘枴?br> 在窄帶無線系統(tǒng)中，比如GSM系統(tǒng)，信號發(fā)生器164所產(chǎn)生的單個頻率能滿足使用上述技術(shù)。然而，對于頻譜技術(shù)而言，比如CDMA，單個頻率校準過程也許并不足夠。而且，CDMA接收機使用較高的數(shù)據(jù)速率。這使接收機中較高的載波噪聲(C∶N)比率維持數(shù)據(jù)吞吐量成為必要。使CDMA C∶N比率降級的因子之一是RSB。這里所述的校準方法會便于大于30dB的RSB值。因而，如果無線單元168是CDMA單元，信號發(fā)生器164就以表示CDMA帶寬的多個不同頻率順序地產(chǎn)生CW信號。在一示例性實施例中，使用三個CW音來校準RSB的CDMA接收機。在每個頻率下，可以以上述方式來計算相位誤差和增益誤差?？梢詫Χ鄠€頻率的每一個平均增益和相位誤差，并用它們來計算復(fù)合校正因子。問題縮減為應(yīng)用2或3個CW音并且如上所述地度量所產(chǎn)生的I和Q波形，而不是試圖測量零IF接收機中的CDMA鏡像，后者是相當困難的。
如上所述，計算通過CPU 170執(zhí)行，CPU 170可以是CDMA無線通信設(shè)備168的一部分或是外部計算設(shè)備。校正因子被保存在無線通信設(shè)備168內(nèi)的非易失性存儲器中，并且由補償電路150以上述方式來使用。這樣，圖9的測試裝配可容易地適用于校準單獨的無線通信設(shè)備。
已經(jīng)參照特定的接收機類型描述了IQ失配的補償過程。然而，本領(lǐng)域的技術(shù)人員會認識到，可以按照其它標準應(yīng)用本發(fā)明的原理，比如無線電接收機、模擬和數(shù)字蜂窩電話等等。這樣，本發(fā)明不受除權(quán)利要求以外的任何內(nèi)容所限制。
權(quán)利要求
1.一種用于低IF或零IF接收機中I-Q失配的補償?shù)难b置，包括各有一射頻(RF)輸入、一本振輸入和一混頻器輸入的第一和第二混頻器，所述混頻器的RF輸入用于接收已調(diào)的RF信號，所述第一混頻器的本振輸入用于接收一I本振信號，所述第二混頻器的本振輸入用于接收一Q本振信號，所述Q本振信號的頻率等于所述I本振信號的頻率；分別與所述第一和第二混頻器的混頻器輸出相耦合的第一和第二濾波器，用于對來自混頻器所述混頻器輸出的輸出信號進行濾波以分別產(chǎn)生I和Q輸出信號，其中所述第一和第二混頻器以及/或者第一和第二濾波器具有增益和/或相位誤差，所述增益和/或相位誤差會導(dǎo)致I和Q輸出信號中的失配；以及校正電路，其通過向所述I和Q輸出信號的至少一個應(yīng)用一乘法因子從而產(chǎn)生經(jīng)校正的信號，向所述I和Q輸出信號的至少一個自動應(yīng)用一校正因子以校正所述增益和/或相位誤差，所述校正因子在多個不同的RF頻率下從增益和/或相位誤差度量中導(dǎo)出。
2.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述校正電路向所述I和Q輸出信號都應(yīng)用乘法因子以產(chǎn)生經(jīng)校正的I輸出信號和經(jīng)校正的Q輸出信號。
3.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述校正電路與所述第一和第二濾波器輸出耦合，并且從中產(chǎn)生I和Q輸出信號作為模擬信號。
4.如權(quán)利要求3所述的裝置，其特征在于，所述校正電路產(chǎn)生一模擬校正因子并將其應(yīng)用于所述I和Q輸出信號的至少一個。
5.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于還包括一模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，其用于把所述I和Q輸出信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字的I和Q輸出信號，所述校正電路向所述I和Q數(shù)字輸出信號的至少一個應(yīng)用所述校正因子。
6.如權(quán)利要求5所述的裝置，其特征在于，所述校正因子是一數(shù)字校正因子。
7.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述接收機是無線通信設(shè)備的一部分，所述系統(tǒng)還包括用于保存表示所述校正因子的數(shù)據(jù)的存儲區(qū)域。
8.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，還包括一測試信號生成電路，其用于產(chǎn)生多個固定頻率的信號作為到所述第一和第二混頻器的輸入，以便進行增益和/或相位誤差的測試度量，其中為每個頻率偏移度量所述相位和增益誤差，并用它們產(chǎn)生所述校正因子。
9.如權(quán)利要求8所述的裝置，其特征在于，所述校正電路所應(yīng)用的校正因子是基于所述測試度量的。
10.如權(quán)利要求9所述的裝置，其特征在于，所述接收機是無線通信設(shè)備的一部分，所述系統(tǒng)還包括用于保存代表所述校正因子的數(shù)據(jù)的存儲區(qū)域。
11.一種用于低IF或零IF接收機中電路失配的補償?shù)难b置，包括用于把已調(diào)的射頻(RF)信號從RF混頻到基帶或近基帶的混頻器裝置；與所述混頻器裝置的輸出耦合的濾波器裝置，其用于對所述混頻器裝置所產(chǎn)生的信號進行濾波，其中所述混頻器裝置和/或所述濾波器裝置具有增益和/或相位誤差，所述誤差會在所述濾波器裝置的輸出信號中產(chǎn)生不期望的信號分量；以及補償裝置，其通過向所述輸出信號應(yīng)用一乘法因子以便產(chǎn)生經(jīng)校正的信號，而向所述濾波器裝置的輸出信號自動應(yīng)用一校正因子。
12.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述用于電路失配的補償?shù)难b置是在正交接收機內(nèi)實現(xiàn)的，所述混頻器裝置包括具有一射頻(RF)輸入、本振輸入和一混頻器輸入的第一混頻器裝置，所述第一混頻器裝置的RF輸入用于接收已調(diào)的RF信號，所述第一混頻器裝置的本振輸入用于接收I本振信號；以及具有一射頻(RF)輸入、本振輸入和一混頻器輸入的第二混頻器裝置，所述第二混頻器裝置的RF輸入用于接收已調(diào)的RF信號，所述第二混頻器裝置的本振輸入用于接收Q本振信號，所述Q本振信號的頻率等于所述I本振信號的頻率。
13.如權(quán)利要求12所述的裝置，其特征在于，所述用于電路失配的補償?shù)难b置在正交接收機內(nèi)實現(xiàn)，所述濾波器裝置包括與所述第一混頻器裝置的輸出耦合的第一濾波器裝置，其用于對來自所述第一混頻器裝置的輸出信號進行濾波從而產(chǎn)生一I輸出信號；與所述第二混頻器裝置的輸出耦合的第二濾波器裝置，其用于對來自所述第二混頻器裝置的輸出信號進行濾波從而產(chǎn)生一Q輸出信號。
14.如權(quán)利要求13所述的裝置，其特征在于，所述補償裝置向所述I和Q輸出信號的至少一個應(yīng)用一校正因子以校正所述增益和/或相位誤差，這是通過向所述I和Q輸出信號的至少一個應(yīng)用一乘法因子以產(chǎn)生經(jīng)校正的信號而完成的。
15.如權(quán)利要求14所述的裝置，其特征在于，所述補償裝置向所述I和Q輸出信號都應(yīng)用乘法因子，從而產(chǎn)生經(jīng)校正的I輸出信號和經(jīng)校正的Q輸出信號。
16.如權(quán)利要求12所述的裝置，其特征在于，所述補償裝置產(chǎn)生所述補償因子作為模擬信號。
17.如權(quán)利要求11所述的裝置，其特征在于，還包括一模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，其用于把所述濾波器裝置的輸出信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字輸出信號，所述補償裝置向所述數(shù)字輸出信號應(yīng)用所述校正因子。
18.如權(quán)利要求17所述的裝置，其特征在于，所述補償裝置產(chǎn)生所述補償因子作為數(shù)字信號。
19.如權(quán)利要求11所述的裝置，其特征在于，所述接收機是無線通信設(shè)備的一部分，所述裝置還包括用于保存表示所述校正因子的數(shù)據(jù)的存儲裝置。
20.如權(quán)利要求11所述的裝置，其特征在于，還包括測試信號生成裝置，所述測試信號生成裝置產(chǎn)生固定頻率的信號作為到所述混頻器裝置的輸入，以便進行增益和/或相位誤差的測試度量。
21.如權(quán)利要求20所述的裝置，其特征在于，所述校正電路應(yīng)用的校正因子基于所述測試度量。
22.一種用于低IF或零IF CDMA接收機中I-Q失配的補償?shù)姆椒ǎò巡煌l率的多個射頻(RF)信號注入第一和第二混頻器的RF輸入；把I本振信號注入所述第一混頻器的本振輸入；把Q本振信號注入所述第二混頻器的本振輸入；對于所述多個RF信號的每一個，把所述第一和第二混頻器的輸出分別耦合到第一和第二濾波器的濾波器輸出；對于所述多個RF信號的每一個，在所述第一和第二濾波器的至少一個的濾波器輸出信號中度量增益和/或相位誤差；以及確定一校正因子，所述校正因子應(yīng)用于所述濾波器輸出信號的至少一個以校正所述增益和/或相位誤差。
23.如權(quán)利要求22所述的方法，其特征在于，所述確定校正因子包括確定兩個濾波器輸出信號的校正因子以校正所述增益和/或相位誤差。
24.如權(quán)利要求22所述的方法，其特征在于，所述校正因子是一模擬信號。
25.如權(quán)利要求22所述的方法，其特征在于，所述校正因子是一數(shù)字，它被量化為與期望鏡像注入比相當?shù)姆直媛省?br> 26.如權(quán)利要求22所述的方法，其特征在于，所述接收機是無線通信設(shè)備的一部分，所述方法還保存表示所述校正因子的數(shù)據(jù)。
27.如權(quán)利要求22所述的方法，其特征在于，所述注入RF信號包括注入被調(diào)制為RF的一個固定頻率信號或多個固定頻率信號。
28.一種通過指示計算機系統(tǒng)進行以下步驟而用于補償?shù)虸F或零IF CDMA接收機中I-Q失配的計算機可讀介質(zhì)把不同頻率的多個射頻(RF)信號注入第一和第二混頻器的RF輸入；把I本振信號注入所述第一混頻器的本振輸入；把Q本振信號注入所述第二混頻器的本振輸入；對于從所述第一和第二混頻器分別耦合到第一和第二濾波器的濾波器輸入的多個RF信號的每一個而言，度量濾波器輸出信號間的增益和/或相位誤差；以及確定一校正因子，所述校正因子應(yīng)用于所述濾波器輸出信號的至少一個以校正所述增益和/或相位誤差。
29.如權(quán)利要求28所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，所述指令指示計算機系統(tǒng)確定較正因子包括為兩個濾波器輸出信號確定校正因子以校正所述增益和/或相位誤差。
30.如權(quán)利要求28所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，所述校正因子是一數(shù)字，所述指令使計算機系統(tǒng)把所述校正因子量化為與期望鏡像注入比相當?shù)姆直媛省?br> 31.如權(quán)利要求28所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，所述接收機是無線通信設(shè)備的一部分，所述指令使計算機系統(tǒng)把表示所述校正因子的數(shù)據(jù)保存在所述無線通信設(shè)備內(nèi)。
32.如權(quán)利要求28所述的計算機可讀介質(zhì)，其特征在于，所述指令使計算機系統(tǒng)注入所述RF信號包括注入被調(diào)制為RF的一個固定頻率信號或者多個固定頻率信號。
全文摘要
一種校正正交接收機中的失配的補償電路，其包括用于接收射頻(RF)已調(diào)信號的第一和第二混頻器。一個混頻器接收一I本振信號，而第二混頻器接收一Q本振信號，其中I和Q本地振蕩器具有基本相同的頻率。第一和第二混頻器的輸出分別耦合到第一和第二濾波器，后者分別產(chǎn)生I和Q輸出信號。固有電路失配產(chǎn)生了增益和/或相位誤差，所述增益和/或相位誤差導(dǎo)致I和Q輸出信號中的失配。校正電路自動地向I和Q輸出信號中的至少一個應(yīng)用一校正因子以校正所述增益和/或相位誤差，這是通過向I和Q輸出信號的至少一個應(yīng)用一乘法因子以便產(chǎn)生經(jīng)校正的信號。校正因子可以根據(jù)每個單元來確定?？梢允褂霉S裝配的最后階段中的測試來確定校正因子的值。校正因子可以被保存在無線通信設(shè)備的存儲器中，并且稍后被使用。
文檔編號H04L27/00GK1643777SQ03806374
公開日2005年7月20日 申請日期2003年1月22日 優(yōu)先權(quán)日2002年1月24日
發(fā)明者S·C·西卡雷利, A·拉古帕西, R·里弗斯 申請人:高通股份有限公司