專利名稱：軟件可定義塊自適應判定反饋均衡器的制作方法
一般來說，本發(fā)明針對無線接收機的信號處理，更具體地說，針對用于無線接收機中的信道均衡的判定反饋均衡器。
在任何接收機系統(tǒng)中，信道均衡器是主要部件，它通過針對信道影響校正接收信號來改善誤碼率(BER)。通常最好采用判定反饋均衡器(DFE)來執(zhí)行信道均衡，尤其是在信道具有深度衰落的情況下。判定反饋均衡器包含正向自適應橫向濾波器和反饋自適應橫向濾波器，均衡信號為兩個濾波器的輸出之和。被多徑干擾破壞的基帶接收信號饋入正向濾波器，對均衡信號所進行的判定則通過反饋濾波器進行反饋。
對于實質(zhì)上全部信道均衡器，判定反饋均衡器的特征在于取決于數(shù)據(jù)速率、頻譜效率以及多徑信道變化速率等的高計算復雜度。此外，較佳的判定反饋均衡器實現(xiàn)采用大的橫向濾波器長度。因此，諸如數(shù)字電視之類的高吞吐量系統(tǒng)中的判定反饋均衡器通常設計為固定功能專用集成電路(ASIC)核心，按逐個樣值來處理數(shù)據(jù)。
當適用標準因新業(yè)務要求或者性能增強的需要而發(fā)展時，固定功能ASIC實現(xiàn)需要昂貴的重新設計。此外，諸如軟件無線電(SWR)之類的一些應用需要極大的靈活性來適應不同調(diào)制格式及接收機信號處理算法。結(jié)合高吞吐量要求以及計算上的昂貴算法，對于重配置性的這種需求排除了軟件無線電的經(jīng)濟可行的硬件實現(xiàn)。
因此，本領域需要一種改善的判定反饋均衡器用于信道均衡，在降低所用硬件計算復雜度的同時還可實現(xiàn)改善的再配置性。
為了針對先有技術(shù)的上述缺陷，本發(fā)明的一個主要目的是提供一種用于信道解碼器中的塊判定反饋均衡器，它是通過從第一準則推導出塊精確判定反饋均衡器、然后再系統(tǒng)地應用簡化假設以獲取若干塊近似判定反饋均衡器而設計的，其中，每個塊近似判定反饋均衡器都適合于多徑信道均衡并具有對濾波器長度不敏感的誤差收斂。所產(chǎn)生的塊判定反饋均衡器是軟件可定義的，并且可通過選擇是否更新誤差校正系數(shù)進行動態(tài)調(diào)整。
以上對本發(fā)明的特征和技術(shù)優(yōu)勢進行了概述，使本領域的技術(shù)人員可以更好地了解下面對本發(fā)明進行的詳細說明。下面對本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點進行詳細說明，它們構(gòu)成本發(fā)明權(quán)利要求的主題。本領域的技術(shù)人員會知道，它們可以方便地將所公開的概念及特定實施例作為修改或設計用于實現(xiàn)本發(fā)明的相同目的其它結(jié)構(gòu)的基礎。本領域的技術(shù)人員還會知道，這些等效構(gòu)造在廣義形式上并未背離本發(fā)明的精神和范圍。
開始本發(fā)明的詳細說明之前，最好是首先說明本專利文件中所用的一些單詞或短語的定義術(shù)語“包括”和“包含”及其派生詞是指包括但不限制；術(shù)語“或者”是內(nèi)含的，是指和/或；短語“與…相關(guān)”和“及相關(guān)的”及其派生詞可表示包括、包括在…中、與…互連、包含、包含在…中、連接到…、與…連接、耦合到…或與…耦合、可與…進行通信、與…配合、交替、并列、接近、附加于、具有、具有…屬性、類似等；術(shù)語“控制器”表示控制至少一種操作的任何裝置、系統(tǒng)或其部分，無論這種裝置是否以硬件、固件、軟件或其中至少兩個的組合來實現(xiàn)。應當指出，與任何特定控制器相關(guān)的功能性可以是集中式或分布式的，本地的或遠程的。提供了本專利文件中某些單詞或短語的定義，本領域的技術(shù)人員會知道，在許多情況(即使不是大多數(shù)情況)下，這些定義適用于這樣定義的單詞和短語的以前和將來的使用。
為了更透徹地了解本發(fā)明及其優(yōu)點，結(jié)合附圖來進行以下說明，其中，相同的標號表示相同的對象，圖中

圖1說明一種接收機系統(tǒng)，其中包括根據(jù)本發(fā)明的一個實施例、用于改善的信道均衡的塊自適應判定反饋均衡器；圖2A-2C說明根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的一種塊精確判定反饋均衡器；圖3說明根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的一種塊近似判定反饋均衡器；圖4說明根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例的一種塊近似判定反饋均衡器；圖5說明根據(jù)本發(fā)明的又一個實施例的一種塊近似判定反饋均衡器；以及圖6至10是根據(jù)本發(fā)明的各種實施例、與塊近似判定反饋均衡器的性能有關(guān)的模擬結(jié)果的圖表。
下面討論的圖1至10以及用來說明本專利文件中本發(fā)明原理的各種實施例只是作為舉例說明，而絕不應看作是限制本發(fā)明的范圍。本領域的技術(shù)人員知道，本發(fā)明的原理可通過任何適當布置的裝置來實現(xiàn)。
圖1說明一種接收機系統(tǒng)，其中包括根據(jù)本發(fā)明的一個實施例、用于信道均衡的塊自適應判定反饋均衡器。接收機系統(tǒng)100包括接收機101，在本示例實施例中，它是數(shù)字電視(DTV)和/或軟件定義無線電(SDR)接收機。接收機101包括用于接收視頻信號的輸入端102；以及解調(diào)器(信道解碼器)103，其中包括下面要詳細說明的判定反饋均衡器。
本發(fā)明還可用于任何接收機，例如寬帶無線因特網(wǎng)接入接收機、用于連接電視的電纜、衛(wèi)星或地面廣播電視接收機單元、或者諸如盒式磁帶錄像機(VCR)或數(shù)字通用盤(DVD)播放器之類的接收編碼視頻信息的其它任何視頻裝置。但是，不考慮該實施例，接收機101包括解調(diào)器103，它采用根據(jù)本發(fā)明、用于改善的信道均衡的塊自適應判定反饋均衡器，將在下面進行詳細說明。
本領域的技術(shù)人員知道，圖1沒有明確地表示接收機系統(tǒng)中的每一個部件。僅給出了這種系統(tǒng)中本發(fā)明所特有的和/或理解本發(fā)明的結(jié)構(gòu)和操作所需的那些部分。
為了使硬件實現(xiàn)成本最小的同時還改善靈活性，通常需要軟件判定反饋均衡器或者軟件/硬件組合判定反饋均衡器。不過，目前的硬件判定反饋均衡器實現(xiàn)本來就是連續(xù)逐個樣值處理算法，而軟件部件對于基于塊的算法是有效的，其中數(shù)據(jù)以塊進行處理，以便降低開銷、使并行性最大以及對運算進行可能的轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換為具有較低計算要求的形式。
在以下描述中采用如下表示矩陣和矢量由黑體字符表示，其中，大寫黑體字符(如H)標識矩陣，帶上劃線的小寫黑體字符(如h)標識矢量，以及無上劃線的小寫斜體字符(如h)標識標量。離散時變變量(如x)表示為x(n)或xn。逐點內(nèi)積矩陣算子定義為 并具有在加法上分布的重要屬性 =h‾1(n)x‾nTh‾1(n-1)x‾n-1T+h‾2(n)x‾nTh‾2(n-1)x‾n-1T]]>=h‾1(n)h‾1(n-1)x‾nx‾n-1+h‾2(n)h‾2(n-1)x‾nx‾n-1]]>本發(fā)明中的塊自適應判定反饋均衡器的設計首先從控制逐個樣值判定反饋均衡的公式開始，其中，L是正向濾波器的長度，M是反饋濾波器的長度，而hf是正向濾波器的系數(shù)矢量，hb是反饋濾波器的系數(shù)矢量，x(n)是第n個時標上的輸入樣值，y(n)是第n個時標上判定反饋均衡器的輸出。濾波器更新則表示為hf(n)＝hf(n-1)+μen-1xn-1(1a)hb(n)＝hb(n-1)+μen-1dn-1(1b)以及濾波公式表示為y(n)＝y(tǒng)r＝hf(n)xn+hb(n)dn-1(2)其中xn＝[x(n)x(n-1)...x(n-L+1)]dn＝[d(n-1)x(n-2)…d(n-M+1)]hf＝[hf，0hf，1…h(huán)f，L-1]hb＝[hb，0hb，1…h(huán)b，M-1]以及d(n)＝dn＝f(yn)(其中，f()是星座去映射函數(shù))，en＝g(u(n)，dn，yn則是根據(jù)可采用或者可以不采用已知傳送符號u(n)的某些已知標準進行最小化的誤差項。例如，最小均方(LMS)自適應均衡器將計算en＝u(n)-yn。另一方面，盲戈達德算法可采用en＝-yn(y2n-λ)。
在一個抽樣周期Ts中，忽略公式(1a)和(1b)中與μ的相乘以及誤差本身的計算，濾波器更新及濾波的計算總數(shù)分別為2(L+M)次乘法和(2L+2M-1)次加法。存儲單元的數(shù)量與狀態(tài)矢量的大小L+M成比例。
假設預期塊自適應判定反饋均衡器的輸入和輸出是N個樣值的塊，則可利用對該塊的每個樣值重復的逐個樣值判定反饋均衡器的公式來實現(xiàn)“直接形式”的塊判定反饋均衡器。運算的數(shù)量和性能保持相同，只是需要更多存儲空間以及引入NTs的流水線延遲。直接形式塊判定反饋均衡器的濾波公式可以寫為ynyn-1:yn-N+1=h‾f(n)h‾f(n-1)···h‾f(n-N+1)x‾nx‾n-1x‾n-N+4+h‾b(n)h‾b(n-1)···h‾b(n-N+1)d‾nd‾n-1:d‾n-N+1---(3)]]>以遞歸方式將更新公式(1a)和(1b)代入公式(3)h‾f(n-k)=h‾f(n-k-1)+μen-k-1x‾n-k-1T]]>=h‾f(n-k-2)+μen-k-2x‾n-k-2T+μen-k-1x‾n-k-1T---(4a)]]>=h‾f(n-N)+μΣi=k+1Nen-ix‾n-iT]]>h‾b(n-k)=h‾b(n-N)+μΣi=k+1Nen-id‾n-1T---(4b)]]>因此公式(3)可重新寫為ynyn-1:yn-N+1=x‾nx‾n-1:x‾n-N+1h‾f(n-N)T+d‾nd‾n-1:d‾n-N+1h‾b(n-N)T+x‾nx‾n-1:x‾n-N+1μΣl=1Nen-1x‾n-1::μΣl=NNen-1x‾n-1---(5)]]>+d‾nd‾n-1:d‾n-N+1μΣi=1Nen-ld‾n-1::μΣl=NNen-id‾n-1=A+B+C+D]]>公式(5)中的項C和D可重新寫為C=x‾nx‾n-1:x‾n-N+1μΣl=1Nen-ix‾n-l::μΣl=NNen-ix‾n-l=μ[Σl=1Nen-ix‾nx‾n-1T....Σi=NNen-ix‾nx‾b-1T]T---(6a)]]>=μ[Σl=1Nen-iR~x:iΣi=2Nen-iR~x:i-1..en-NR~x:1]T=c0c1..cN-1]]>其中，Cj=μΣi=j+1Nen-iR~x:i-j,]]>以及D＝[D0D1…DN-1] (6b)其中，Dj=μΣi=j+1Nen-iR~d:i-j]]>通過設置k＝0，從公式(4a)和(4b)導出塊更新公式h‾f(n)=h‾f(n-N)+μΣi=1Nen-ix‾n-iT---(7a)]]>h‾b(n)=h‾b(n-N)+μΣi=1Nen-id‾n-1T---(7b)]]>公式(5)、(7a)及(7b)完整地定義了逐個樣值自適應判定反饋均衡算法的精確塊實現(xiàn)，可稱作“塊精確”判定反饋均衡器。
圖2B說明根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的塊精確判定反饋均衡器的正向濾波器更新部分，看作一種濾波操作。對應于公式(7a)，正向濾波器200計算式(7a)中的第二項、主題塊中N個樣值的差分正向濾波器更新項Δh‾f=Σi=1Nen-ix‾n-iT.]]>濾波器首先以初始狀態(tài)[x(n-1)…x(n-N)]開始，其中，緩沖器201a-201x保持所接收的主題塊的N個樣值。當相應的誤差矢量[e(n-1)…e(n-N)]對每個樣值僅具有一個元素時，公式(7a)簡化為逐個樣值判定反饋均衡器更新公式。因此，信號乘法器202a-202x將該塊中的各樣值與相應的誤差矢量元素相乘。然后，結(jié)果再由加法單元203相加，產(chǎn)生差分正向濾波器更新項。
查看塊更新公式時，要注意的是，式(5)中的前面兩項A和B是通過在整個塊上具有固定系數(shù)的有限脈沖響應(FIR)濾波器實現(xiàn)的，因此可以通過快速FIR算法來實現(xiàn)。項C和D可看作是塊內(nèi)時變?yōu)V波器。
對塊精確判定反饋均衡器的計算復雜度估算是復雜的。從表面上來看，由于式(5)中的項C和D增加了額外的O(N2)乘法，因此塊精確判定反饋均衡器需要更多計算。然而，如果分別與前饋和反饋濾波器長度L和M相比塊大小N都較小，則項A和B的快速FIR算法所提供的節(jié)省高于對額外開銷的補償。另一方面，如果N足夠大，則塊精確判定反饋均衡器比逐個樣值判定反饋均衡器耗費更多次計算。
為了采用快速FIR算法，濾波器系數(shù)必須是固定的，它可通過塊精確判定反饋均衡器公式來實現(xiàn)。為了消除因校正項C和D而產(chǎn)生的開銷，檢驗從塊判定反饋均衡器所應用的問題領域中得出的簡化假設，希望減小復雜度，同時保持FIR結(jié)構(gòu)的簡潔。在這方面，涉及到公式(5)、(7a)及(7b)所隱含的信號處理結(jié)構(gòu)。從塊更新公式(7a)開始，它可寫為h‾f(n)=h‾f(n-N)+μΣi=1Nen-ix‾n-i=h‾f(n-N)+μΔh‾f(n)]]>設Δhf(n)＝[Δh0…ΔhL-1]，其中Δh0···ΔhL-1=Σi=1Nen-ix‾n-iT=en-1x(n-1)···x(n-L)+···+en-Nx(n-N)···x(n-N-L+1)]]>⇒Δhj=en-1x(n-1-j)+···en-Nx(n-N-j)]]>⇒Δhj=Σk=n-1n-Nekx(k-j)]]>因此，正向濾波器的新濾波器系數(shù)矢量hf(n)可理解為hf(n-N)以及通過其系數(shù)為誤差矢量元素的濾波器對狀態(tài)矢量xn-1T進行濾波的結(jié)果之和。相同的過程也可用于反饋濾波器。
圖2B說明根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的塊判定反饋均衡器的正向濾波器更新部分中的塊內(nèi)時變輸出校正因子的計算，看作一種濾波操作。計算式(5)中塊內(nèi)時變輸出校正因子項C和D所需的結(jié)構(gòu)通過展開式(6a)和(6b)來導出，例如Dj=μΣi=j+1Nen-iR~d:i-j]]>D0=μ(en-1R~d:1+en-2R~d:2+···+en-NR~d:N)]]>D1=μ(en-2R~d:1+en-3R~d:2+···en-NR~d:N)]]>DN-1=μ(en-NR~d:N)]]>因此，所需結(jié)構(gòu)204可看作是具有系數(shù)R1至RN的濾波器R。在這種情況下，濾波器204以零狀態(tài)的每個緩沖器塊205a-205x開始，并在已經(jīng)移入全部誤差值時停止。誤差值通過信號乘法器206a-206x與系數(shù)R1至RN相乘，其輸出由加法單元207進行累加。對加法單元207的輸出進行排序，以CN-1或DN-1開始并以C0或D0結(jié)束。
圖2C是根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的一種塊精確判定反饋均衡器的整體結(jié)構(gòu)的框圖。塊精確判定反饋均衡器(BE-DFE)208包括輸入209，它接收傳遞給正向濾波器200的樣值x(n)。正向濾波器200的輸出通過信號加法器210加到反饋濾波器211以及塊內(nèi)時變?yōu)V波器212a、212b的輸出上。信號加法器210的輸出傳遞到星座去映射單元213以及樣值誤差計算單元214。樣值誤差計算單元214還從去映射單元213接收去映射的樣值d(n)。系數(shù)更新單元215a和215b分別計算正向濾波器200和反饋濾波器211的誤差矢量。
圖3說明根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的一種塊近似判定反饋均衡器。以上用于導出塊精確判定反饋均衡器的逐個樣值判定反饋均衡器算法構(gòu)成塊自適應判定反饋均衡器的參考，但不需要精確實現(xiàn)。只要瞬時自適應特性滿足要求，并且收斂時的殘差比起逐個樣值判定反饋均衡器算法較為有利，則可應用任何塊判定反饋均衡器算法。從塊精確判定反饋均衡器開始，如果系統(tǒng)地應用在問題域中可能有效的一組簡化假設，則可導出一系列塊判定反饋算法。這個系列的成員稱作塊近似判定反饋均衡器(BA-DFE)，并且與本領域已知的塊近似線性自適應濾波器相似。由于式(5)中的項C和D加入計算，因此首先檢驗這些項的計算復雜度的降低或消除。
眾所周知，高級電視系統(tǒng)委員會(ATSC)數(shù)字電視標準殘留邊帶調(diào)制(VSB)接收是多徑限制的，通常要求判定反饋均衡器的長前饋和反饋部分，通常正向濾波器長度L＝128以及反饋濾波器長度M＞256。在式(6)中，R~x:i=x‾nx‾n-iT,]]>并且對于大正向濾波器長度L， 可看作是x的自相關(guān)的估算值。接收信號的統(tǒng)計值通常相對于信號本身緩慢變化。因此，可按照遠低于自適應濾波器工作速率的速率來計算 在ATSC信號的情況下，符號率為10.76MHz，而多徑信道特征預計緩慢變化，在100Hz左右。通過上述分析， 可在104個樣值中幾乎計算一次，因此，圖2C所示的正向濾波器200可以看作是需要N(N+1)/2次乘法的固定系數(shù)FIR濾波器。此外， 通常也是稀疏的，并且具有少于N個非零項、如N1。因此，塊近似判定反饋均衡器中的校正項所需的計算僅大約為NN1。另外，可獲得根據(jù)傳統(tǒng)的快速FIR算法的任何節(jié)省。
在下一個簡化步驟中，檢驗將一個或全部兩個 項設置為零。一旦均衡器收斂于T∞，則可假定幾乎所有多徑干擾已被消除。因此，輸出自相關(guān)函數(shù)是沖激函數(shù)。因此，在T∞，R~d:j≈0,]]>因此項D可從式(5)中略去而不會影響殘差。但在瞬態(tài)或跟蹤階段中，缺少此項可能會將誤差加入判定裝置的輸入中，這預計會促使增加判定反饋均衡器的誤差傳播。
由于判定裝置通常是非線性的，因此當且僅當D＞δmin時，這個誤差項為非零，其中，δmin取決于正向部分的選擇。例如，若正向部分對信道完全補償，則δmin＝∞。因此，使由這種近似所引起的誤差傳播減至最小的一種方式是在反饋濾波器之前啟用正向均衡器。但需要認真考慮深度衰落中的前饋濾波器進行的噪聲放大。因此最好是可以采用反饋部分較小的μ來啟用判定反饋均衡器。
下式(8)是用于圖3所示的塊近似判定反饋均衡器300的濾波部分的控制公式y(tǒng)nyn-1:yn-N+1=x‾nx‾n-1:x‾n-N+1h‾f(n-N)T+d‾nd‾n-1:d‾n-N+1h‾b(n-N)T+::μΣi=j+1Nen-1R~x:i-j:---(8)]]>塊近似判定反饋均衡器(BA-DFE-I)300的結(jié)構(gòu)和運算基本上與塊精確判定反饋均衡器的結(jié)構(gòu)和運算相同，但存在以下差別(1)消除了用于反饋濾波器211、具有系數(shù)Rdi的塊內(nèi)時變?yōu)V波器212b，以及(2)采用系數(shù)Rxi計算塊內(nèi)時變?yōu)V波器212a，這個系數(shù)以極低的速率從對于輸入樣值的測量中進行更新。
圖4說明根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例的一種塊近似判定反饋均衡器。一旦濾波器已經(jīng)收斂，則‖e‖≈0，因此式(8)中的校正項接近零。這時，濾波器系數(shù)收斂到極小值，并且不再需要校正項。因此，本實施例中的塊近似判定反饋均衡器(BA-DFE-II)400包括觸發(fā)函數(shù)401，它監(jiān)測誤差矢量的某個范數(shù)、例如平均標準誤差或誤差方差。如果所監(jiān)測的范數(shù)很大(即超過某個閾值)，則啟用具有系數(shù)Rx的塊內(nèi)時變?yōu)V波器212a。如果所監(jiān)測的范數(shù)低于這個閾值，則禁用濾波器212a。通常情況下，僅在信道捕捉期間才需要濾波器212a，而在其它所有時間，這些資源則可用于其它計算或者簡單地斷電。
另外，本實施例用于將判定反饋均衡器的誤差傳播保持在與圖3所示實施例相同的水平，同時還降低穩(wěn)定狀態(tài)下運算的數(shù)量。控制塊近似判定反饋均衡器400的運算的公式是公式(7a)、(7b)以及ynyn-1:yn-N+1=x‾nx‾n-1:x‾n-N+1h‾f(n-N)+d‾nd‾n-1:d‾n-N+1h‾b(n-N)+::μΣi=j+1Nen-1R~x:i-j:;]]>如果‖e‖＞δ=x‾nx‾n-1:x‾n-N+1h‾f(n-N)+d‾nd‾n-1:d‾n-N+1h‾b(n-N)]]>(9)；其它地方圖5說明根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例的一種塊近似判定反饋均衡器。塊更新可看作是有噪自適應算法，并且在塊近似判定反饋均衡器(BA-DFE-III)500中完全消除了校正項。已經(jīng)消除塊內(nèi)時變?yōu)V波器212a和212b，并且塊濾波運算已在邏輯上分為四段501a-501d，分別標記為A、B、U-1及U-2。
塊近似判定反饋均衡器500通過下式與圖4所示的塊近似判定反饋均衡器400相關(guān)。y~ny~n-1:y~n-N+1=x‾nx‾n-1:x‾n-N+1h‾f(n-N)+d~nd~n-1:d~n-N+1h‾b(n-N)---(10a)]]>y~n=yn-μΣi=1Nen-iR~x:i---(10b)]]>d~n=f(y~n)---(10c)]]>在分析上確定修改輸入對判定裝置的影響是很困難的，因為這種影響取決于信號特性。雖然這種近似可能在存在相關(guān)噪聲的情況下導致發(fā)散，但在具有緩慢變化信道的多徑信道的情況下，只要反饋部分的誤差傳播足夠小，則預計會保持近似。
由于塊更新算法已經(jīng)表示為采用誤差矢量作為系數(shù)對輸入和判定矢量進行的濾波操作，因此塊近似判定反饋均衡器500的更新部分(塊U-1 501c和U-2 501d)可以采用快速傅立葉變換(FFT)來實現(xiàn)。通過也采用FFT來實現(xiàn)正向濾波器200(塊A 501a)，可得出與時域塊均衡器等效的頻域均衡器。這些塊作為FFT的這種實現(xiàn)是直接的。這就意味著，根據(jù)濾波器大小或其它適當?shù)某杀緲藴剩蛇x擇一種實現(xiàn)而不是另一種實現(xiàn)，具有類似的性能。
圖6至10是根據(jù)本發(fā)明的各種實施例、與塊近似判定反饋均衡器的性能有關(guān)的模擬結(jié)果的圖表。執(zhí)行模擬以便進行以下操作驗證與上述塊近似判定反饋均衡器的發(fā)展有關(guān)的分析討論；驗證塊近似適用于多徑信道中的判定反饋均衡器以及均衡器對各種塊大小收斂；表明塊近似DFE結(jié)構(gòu)與所選自適應算法無關(guān)以及表明塊判定反饋均衡器也執(zhí)行逐個樣值判定反饋。此外，給出了短和長的濾波器長度的這些因子，以便說明對濾波器長度沒有敏感性。
各個模擬通過8級VSB(VSB-8)星座來執(zhí)行，同時多徑信道模擬為FIR濾波器x(n)=Σihiu(n-i),]]>其中，u(n)是發(fā)送信號以及x(n)是接收信號。假定一條包含具有兩個相鄰較強回波的三條路徑的信道信道1h＝
信道2h＝
信道3h＝[1 0 1 0 1]對信道3產(chǎn)生極強頻率選擇性衰落，如圖6所示。雖然信道不是很長，但需要長均衡器來消除深度衰落，因此模擬足以用來表明塊判定反饋均衡器是可行的。
圖6表明具有較大L及M的塊判定反饋均衡器能夠消除信道干擾。為塊判定反饋均衡器畫出發(fā)送、接收及均衡后的輸出的功率譜密度，該塊判定反饋均衡器具有正向濾波器長度L＝128、反饋濾波器長度M＝256、塊大小N＝64個樣值以及標準化最小均方(NLMS)誤差校正算法。
塊近似判定反饋均衡器300、400及500的一個重要特點是誤差計算算法與均衡的濾波及更新部分的分離，使用于設計相應均衡器的假設同樣適用于存在于FIR橫向濾波中的各種最小平方自適應算法之中的任何一種。將圖5所示的塊自適應判定反饋均衡器500用于信道1至3，對于塊大小為1、4以及64個樣值的盲戈達德、最小均方(LMS)以及標準化最小均方(NLMS)算法來研究塊大小對誤差收斂的影響。在所有情況下，塊判定反饋均衡器幾乎和逐個樣值判定反饋均衡器同樣程度地收斂，如圖7至9所示。
圖7說明信道1的誤差收斂，其中采用正向濾波器長度L＝8，反饋濾波器長度M＝4，塊大小N＝1、4及64個樣值，以及盲戈達德誤差校正算法。阻塞的影響可以忽略不計。
圖8說明信道2的誤差收斂，其中采用正向濾波器長度L＝8，反饋濾波器長度M＝4，塊大小N＝1、4及64個樣值，以及最小均方(LMS)誤差校正算法。阻塞的影響也可忽略不計。
圖9說明信道1的誤差收斂，其中采用正向濾波器長度L＝8，反饋濾波器長度M＝4，塊大小N＝1、4及64個樣值，以及標準化最小均方(NLMS)誤差校正算法。阻塞的影響又可以忽略不計。
雖然圖7至9的模擬是采用較小的濾波器和信道1或2來進行的，但這種模擬可對信道3以及采用較長的濾波器來反復進行。從圖10看到，在逐個樣值判定反饋均衡器和塊判定反饋均衡器之間的性能上沒有任何明顯差別。圖10說明對于較大的正向及反饋濾波器長度L＝128、M＝256以及塊大小N＝1、4及64個樣值的標準化最小均方(NLMS)誤差收斂。
在不損害性能的情況下執(zhí)行對判定反饋均衡器的塊更新的功能具有重大的結(jié)構(gòu)意義。塊判定反饋均衡器可采用快速傅立葉變換來實現(xiàn)，因為除反饋濾波器之外的所有涉及的結(jié)構(gòu)均為FIR濾波器，并且可采用FFT來有效地執(zhí)行卷積。更有意義的是，塊判定反饋均衡器結(jié)構(gòu)使FIR濾波器陣列的有效設計能夠用于時域?qū)崿F(xiàn)，提供了下列優(yōu)于逐個樣值更新策略的優(yōu)點快速FIR濾波器算法能夠比逐個樣值更新體系結(jié)構(gòu)節(jié)省多達33％的計算。
濾波和更新部分具有FIR結(jié)構(gòu)，并且彼此獨立。因此，能夠有效地使用自適應以及固定的FIR。例如，N抽頭自適應濾波器或者2N抽頭固定濾波器均可采用相同的體系結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)。這在一種標準具有多個固定濾波器而另一種標準具有自適應濾波器的多標準(例如VSB/QAM/COFDM)系統(tǒng)中極為有用。
塊自適應結(jié)構(gòu)對于不同類型的自適應算法保持不變。如果誤差計算以軟件形式來執(zhí)行，并且計算密集的濾波和更新部分以硬件形式來執(zhí)行，整個體系結(jié)構(gòu)則變得極為靈活，同時還保持低成本。因此，塊自適應判定反饋均衡器算法能夠改善如軟件定義無線電所需的、將均衡器映射到硬件-軟件分區(qū)體系結(jié)構(gòu)的前景。
塊判定反饋均衡器結(jié)構(gòu)實現(xiàn)通過可編程(軟件)部件進行的有效控制，即使在FIR計算是以硬件來執(zhí)行時也是如此。要通過軟件處理器進行處理的中斷或事件率通過塊大小而減少。如果可編程體系結(jié)構(gòu)(如軟件無線電)具有FFT以及FIR處理器，選擇一種實現(xiàn)而不是選擇另一種實現(xiàn)可以根據(jù)濾波器長度以及資源可用性來進行。實現(xiàn)用于ATSC-VSB接收的頻域(FD)均衡器以及時域(TD)均衡器的細節(jié)可以與基于所選信道估算的最佳體系結(jié)構(gòu)進行比較。
塊判定反饋均衡器結(jié)構(gòu)可通過根據(jù)從誤差矢量導出的某種量度來選擇是否更新系數(shù)，從而能夠動態(tài)分配處理器帶寬。由于判定是對塊進行的，而軟件又是運行于多任務核心上的，因此可用帶寬能夠被分配給較低優(yōu)先級的任務。但是，這可能僅適用于軟件實現(xiàn)可行的情況下的較低速率的處理，雖然這些技術(shù)也可用于諸如數(shù)字用戶線(DSL)調(diào)制解調(diào)器之類的數(shù)據(jù)調(diào)制解調(diào)器應用中。
由于提供了以上詳細說明的優(yōu)點，塊判定反饋均衡器結(jié)構(gòu)可以有利地映射到多標準信道解碼的自適應濾波器陣列處理器(AFAP)。由于更新與濾波無關(guān)，因此各種硬件/軟件分區(qū)是可行的。
雖然對本發(fā)明進行了詳細說明，但本領域的技術(shù)人員應當知道，只要不背離本發(fā)明廣義上的精神及范圍，可以進行各種變更、替換及改造。
權(quán)利要求
1.一種用于信道均衡的塊判定反饋均衡器208，包括正向濾波器200，接收并且同時處理包含預定數(shù)量的輸入樣值的塊；反饋濾波器211，接收并且同時處理包含所述預定數(shù)量的去映射的均衡輸出樣值的塊；以及信號加法器210，將來自所述正向濾波器200的當前塊的濾波后的輸入樣值與來自所述反饋濾波器211的所述當前塊的濾波后的輸出樣值進行結(jié)合，從而產(chǎn)生所述當前塊的均衡輸出樣值。
2.如權(quán)利要求1所述的塊判定反饋均衡器208，其特征在于，所述信號加法器210接收用于所述正向濾波器200和反饋濾波器211的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)，以便在產(chǎn)生所述均衡樣值時加到所述濾波后的輸入樣值和所述濾波后的輸出樣值上。
3.如權(quán)利要求1所述的塊判定反饋均衡器208，其特征在于，所述信號加法器210僅接收用于所述正向濾波器的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)而不接收用于所述反饋濾波器的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)，以便在產(chǎn)生所述均衡樣值時加到所述濾波后的輸入樣值和所述濾波后的輸出樣值上。
4.如權(quán)利要求3所述的塊判定反饋均衡器208，其特征在于，所述信號加法器210僅在當前塊的誤差測量結(jié)果超過閾值時才接收用于所述正向濾波器的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)。
5.如權(quán)利要求3所述的塊判定反饋均衡器208，其特征在于，用于產(chǎn)生所述塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)的濾波器系數(shù)是以低于接收輸入樣值的速率的速率進行計算的。
6.如權(quán)利要求1所述的塊判定反饋均衡器208，其特征在于，所述信號加法器210既不接收用于所述正向濾波器200的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)，也不接收用于所述反饋濾波器211的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)，以便在產(chǎn)生所述均衡樣值時加到所述濾波后的輸入樣值和所述濾波后的輸出樣值上。
7.如權(quán)利要求1所速的塊判定反饋均衡器208，其特征在于還包括正向誤差計算單元215a，接收所述輸入樣值以計算逆信道估算值和誤差矢量并且產(chǎn)生用于所述正向濾波器200的輸出校正矢量；以及反饋誤差計算單元215b，接收所述去映射的均衡輸出樣值以計算逆信道估算值和誤差矢量，并且產(chǎn)生用于所述反饋濾波器211的輸出校正矢量。
8.一種接收機101，包括輸入端102，用于接收輸入信號；信道解碼器103，用于對所述輸入信號進行解碼；以及所述信道解碼器103內(nèi)的用于信道均衡的塊判定反饋均衡器208，其中包括正向濾波器200，接收并且同時處理包含來自所述輸入信號的預定數(shù)量的輸入樣值的塊；反饋濾波器211，接收并且同時處理包含所述預定數(shù)量的去映射均衡輸出樣值的塊；以及信號加法器210，將來自所述正向濾波器200的當前塊的濾波后的輸入樣值與來自所述反饋濾波器211的所述當前塊的濾波后的輸出樣值進行結(jié)合，從而產(chǎn)生所述當前塊的均衡輸出樣值。
9.如權(quán)利要求8所述的接收機101，其特征在于，所述信號加法器210接收用于所述正向濾波器200和反饋濾波器211的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)，以便在產(chǎn)生所述均衡樣值時加到所述濾波后的輸入樣值和所述濾波后的輸出樣值上。
10.如權(quán)利要求8所述的接收機101，其特征在于，所述信號加法器210僅接收用于所述正向濾波器200的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)而不接收用于所述反饋濾波器211的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)，以便在產(chǎn)生所述均衡樣值時加到所述濾波后的輸入樣值和所述濾波后的輸出樣值上。
11.如權(quán)利要求10所述的接收機101，其特征在于，所述信號加法器210僅在當前塊的誤差測量結(jié)果超過閾值時才接收用于所述正向濾波器200的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)。
12.如權(quán)利要求10所述的接收機101，其特征在于，對于所述正向濾波器200，用于產(chǎn)生所述塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)的濾波器系數(shù)是以低于接收輸入樣值的速率的速率進行計算的。
13.如權(quán)利要求8所述的接收機101，其特征在于，所述信號加法器210既不接收用于所述正向濾波器200的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)也不接收用于所述反饋濾波器211的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)、以便在產(chǎn)生所述均衡樣值時加到所述濾波后的輸入樣值和所述濾波后的輸出樣值上。
14.如權(quán)利要求8所述的接收機101，其特征在于，所述塊判定反饋均衡器208還包括正向誤差計算單元215a，接收所述輸入樣值以計算逆信道估算值和誤差矢量，并且產(chǎn)生用于所述正向濾波器200的輸出校正矢量；以及反饋誤差計算單元215b，接收所述去映射的均衡輸出樣值以計算逆信道估算值和誤差矢量，并且產(chǎn)生用于所述反饋濾波器211的輸出校正矢量。
15.一種塊信道均衡的方法，包括在正向濾波器200中接收并且同時處理包含預定數(shù)量的輸入樣值的塊；在反饋濾波器211中接收并且同時處理包含所述預定數(shù)量的去映射的均衡輸出樣值的塊；以及在信號加法器210中將來自所述正向濾波器200的當前塊的濾波后的輸入樣值與來自所述反饋濾波器211的所述當前塊的濾波后的輸出樣值進行結(jié)合，從而產(chǎn)生所述當前塊的均衡輸出樣值。
16.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于還包括在所述信號加法器210中接收用于所述正向和反饋濾波器200、211的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)，以便在產(chǎn)生所述均衡樣值時加到所述濾波后的輸入樣值和所述濾波后的輸出樣值上。
17.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于還包括在所述信號加法器210中僅接收用于所述正向濾波器200的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)而不是用于所述反饋濾波器211的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)、以便在產(chǎn)生所述均衡樣值時加到所述濾波后的輸入樣值和所述濾波后的輸出樣值上。
18.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，在所述信號加法器210中僅接收用于所述正向濾波器200的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)而不接收用于所述反饋濾波器211的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)、以便在產(chǎn)生所述均衡樣值時加到所述濾波后的輸入樣值和所述濾波后的輸出樣值上的步驟還包括僅在當前塊的誤差測量結(jié)果超過閾值時才接收用于所述正向濾波器200的所述塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)。
19.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，在所述信號加法器210中僅接收用于所述正向濾波器200的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)而不接收用于所述反饋濾波器211的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)、以便在產(chǎn)生所述均衡樣值時加到所述濾波后的輸入樣值和所述濾波后的輸出樣值上的步驟還包括以低于接收所述濾波后的輸入樣值的速率的速率計算用以產(chǎn)生用于所述正向濾波器200的所述塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)的濾波器系數(shù)。
20.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于還包括在所述信號加法器210中既不接收用于所述正向濾波器200的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)也不接收用于所述反饋濾波器211的塊內(nèi)時變輸出校正系數(shù)、以便在產(chǎn)生所述均衡樣值時加到所述濾波后的輸入樣值和所述濾波后的輸出樣值上。
全文摘要
一種塊判定反饋均衡器是通過從第一準則中導出塊精確判定反饋均衡器、然后再系統(tǒng)地應用簡化假設以獲取若干塊近似判定反饋均衡器而設計的，其中，每個塊近似判定反饋均衡器都適合于多徑信道均衡并具有對濾波器長度不敏感的誤差收斂性。所產(chǎn)生的塊判定反饋均衡器是軟件可定義的，并且可通過選擇是否更新誤差校正系數(shù)進行動態(tài)調(diào)整。
文檔編號H04L25/03GK1473422SQ02802943
公開日2004年2月4日 申請日期2002年6月26日 優(yōu)先權(quán)日2001年7月20日
發(fā)明者V·克里斯納穆爾蒂, V 克里斯納穆爾蒂 申請人:皇家菲利浦電子有限公司