專利名稱：用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器以及非線性失真均衡方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于消除例如在衛(wèi)星廣播、地面廣播和同軸電纜廣播這樣的數(shù)字傳輸中出現(xiàn)的非線性失真的技術(shù)。
背景技術(shù)：
在最近幾年，電視廣播的數(shù)字化已經(jīng)在日本以及西方國家中在同軸電纜、衛(wèi)星和地面媒體方面快速地發(fā)展。在日本，在2000年12月開始常規(guī)的BS數(shù)字廣播。另外，常規(guī)的地面數(shù)字廣播預(yù)期在2003年在城市中開始實行。
在BS廣播中，發(fā)送距離超過幾萬公里。因此，在廣播衛(wèi)星中的轉(zhuǎn)發(fā)器中的放大器具有很少的補償，并且工作在放大系數(shù)較高的區(qū)域。因此，從發(fā)射臺發(fā)送的無線電波接收非線性失真，并且從廣播衛(wèi)星發(fā)送到每個家庭的接收天線。另外，放大器安裝在接收器中，用于放大所接收的信號，而與例如衛(wèi)星、地面或同軸電纜這樣的介質(zhì)無關(guān)，從而幅度較大的所接收信號收到放大器的非線性特性的影響。
另一方面，采用磁阻效應(yīng)的再現(xiàn)頭(在下文中稱為MR頭)被用于磁性記錄和再現(xiàn)裝置中，例如磁盤裝置(HDD)。在采用MR頭的磁性記錄和再現(xiàn)裝置中，由于偏移的磁場移動或者MR元件的磁性的離散性使得磁場再現(xiàn)輸出轉(zhuǎn)換特性變?yōu)榉蔷€性。因此，再現(xiàn)信號波形接收非線性失真。
上述非線性失真變?yōu)樵斐烧`碼率等等變差的主要因素。通常，作為用于補償非線性失真的方法，在此有一種結(jié)構(gòu)，其中例如在轉(zhuǎn)發(fā)器的放大器的前端提供具有與該放大器相反特性的前端均衡電路(參見Tsuzuku等人所著的“Advanced Satellite Broadcasting System in the21 GHz Band，16 QAM Transmission with Pre-distortion，”電視工程師協(xié)會的技術(shù)報告，BCS94-25(1994年8月))。
另外，在采用MR頭的磁性記錄和再現(xiàn)裝置中的非線性失真均衡方法例如在日本未審查專利公告H9(1997)-7300中示出。圖1中示出從上述公告中提取出來的該非線性補償均衡器的整體結(jié)構(gòu)圖。如圖1中所示，該非線性補償均衡器包括幅度值轉(zhuǎn)換器1、FIR濾波器2、均衡誤差計算器3 及LMS算法系數(shù)學(xué)習(xí)裝置(LMS algorithmcoefficient learning apparatus)4。
幅度值轉(zhuǎn)換器1具有乘法器12a，用于把再現(xiàn)波形11的輸入求平方；乘法器12b，用于把再現(xiàn)波形11乘以乘法器12a的輸出；系數(shù)乘法器14a，用于把乘法器12a的輸出13乘以系數(shù)值c2；系數(shù)乘法器40b，用于把乘法器12b的輸出乘以系數(shù)值c3；以及加法器15，用于把系數(shù)乘法器14a的輸出、系數(shù)乘法器14b的輸出以及再現(xiàn)波形11相加。
圖1中所示的FIR濾波器2具有第一系數(shù)乘法器22a，用于把第一抽頭輸入值21a乘以系數(shù)值h1；...；第N系數(shù)乘法器22n，用于把第N抽頭輸入值21n乘以系數(shù)hn；延遲元件23a，用于順序延遲輸入信號；...；延遲元件23n；加法器24，用于把第一系數(shù)乘法器22a、...、第N系數(shù)乘法器22n的輸出相加。
均衡誤差計算器3具有減法器31，用于計算來自FIR濾波器2的輸出與均衡目標(biāo)之差，并且用于輸出該差值，作為均衡誤差32。
圖2示出LMS算法系數(shù)學(xué)習(xí)裝置4的結(jié)構(gòu)圖。該LMS算法系數(shù)學(xué)習(xí)裝置4由系數(shù)學(xué)習(xí)電路控制部分5、第一系數(shù)學(xué)習(xí)電路6以及第二系數(shù)學(xué)習(xí)電路7所構(gòu)成。第一系數(shù)學(xué)習(xí)電路6是用于學(xué)習(xí)圖1的FIR濾波器2的抽頭系數(shù)的電路。第二系數(shù)學(xué)習(xí)電路7是用于學(xué)習(xí)圖1的幅度值轉(zhuǎn)換器1的抽頭系數(shù)的電路。
第一系數(shù)學(xué)習(xí)電路6作為系數(shù)值h1的學(xué)習(xí)電路具有乘法器61a，用于把均衡誤差32乘以系數(shù)值h1；乘法器62a，用于把步長參數(shù)u乘以乘法器61a的輸出；加法器63a，用于把乘法器62a的輸出加到延遲元件64a；以及延遲元件64a，用于延遲加法器63a的輸出，并返回到加法器63a。另外，第一系數(shù)學(xué)習(xí)電路6作為系數(shù)值hn的學(xué)習(xí)電路具有乘法器61n，用于把均衡誤差32乘以系數(shù)值h1；乘法器62n，用于把步長參數(shù)u乘以乘法器61n的輸出；加法器63n，用于把乘法器62n的輸出加到延遲元件64n；以及延遲元件64n，用于延遲加法器63n的輸出，并返回到加法器63n。
第二系數(shù)學(xué)習(xí)電路7作為系數(shù)值c2的學(xué)習(xí)電路具有乘法器71a，用于把均衡誤差32乘以系數(shù)值c2；乘法器72a，用于把步長參數(shù)u乘以乘法器71a的輸出；加法器73a，用于把乘法器72a的輸出加到延遲元件74a；以及延遲元件74a，用于延遲加法器73a的輸出，并返回到加法器73a。另外，第二系數(shù)學(xué)習(xí)電路7作為系數(shù)值c3的學(xué)習(xí)電路具有乘法器71b，用于把均衡誤差32乘以系數(shù)值c3；乘法器72b，用于把步長參數(shù)u乘以乘法器71b的輸出；加法器73b，用于把乘法器72b的輸出加到延遲元件74b；以及延遲元件74b，用于延遲加法器73b的輸出，并返回到加法器73b。
在此描述這種結(jié)構(gòu)的非線性補償均衡器的操作。圖1的幅度值轉(zhuǎn)換器1具有第三階函數(shù)轉(zhuǎn)換特性。把已經(jīng)由MR頭所再現(xiàn)的現(xiàn)在波形11給予乘法器12a和12b，從而獲得平方值和立方值。系數(shù)乘法器12a把該平均值乘以系數(shù)c2。該系數(shù)乘法器14b把該立方值乘以系數(shù)c3。加法器15把作為一次冪數(shù)值的再現(xiàn)波形11、系數(shù)乘法器14a的輸出以及系數(shù)乘法器14b的輸出。通常，當(dāng)幅度值轉(zhuǎn)換器1具有第三階函數(shù)轉(zhuǎn)換特性時，它可以充分地補償由于MR頭的磁場再現(xiàn)輸出轉(zhuǎn)換特性的非線性所造成的失真，也就是說，在再現(xiàn)信號波形中的波形失真。
FIR濾波器2形成一個部分響應(yīng)均衡器。該FIR濾波器2對給定的部分響應(yīng)特性執(zhí)行波形均衡。均衡誤差計算器3計算FIR濾波器2的均衡輸出與均衡目標(biāo)之間的差值。所得的均衡誤差32被輸入到LMS算法系數(shù)學(xué)習(xí)裝置4。
分別輸入到圖1的系數(shù)乘法器22a至22n的抽頭輸入值21a至21n被作為FIR濾波器的抽頭輸入值序列41(h1_in，...，hn_in)給予圖2的系數(shù)學(xué)習(xí)電路控制部分。
系數(shù)學(xué)習(xí)電路控制部分5在均衡誤差計算的同步時序輸出FIR濾波器的抽頭輸入值序列41分別作為抽頭輸入值h1_in至hn_in。然后，第一系數(shù)學(xué)習(xí)電路6對于每個抽頭獲得抽頭輸入值h1_in至hn_in與均衡誤差32的乘積，并且乘以步長參數(shù)u，用于分別控制學(xué)習(xí)速度和穩(wěn)定性。然后，第一系數(shù)學(xué)習(xí)電路6把該乘法結(jié)果加到已經(jīng)通過使用延遲元件64a至64n而存儲的緊接著在前的系數(shù)值。系數(shù)學(xué)習(xí)電路控制部分5根據(jù)上述結(jié)果產(chǎn)生FIR濾波器系數(shù)更新命令，并且更新系數(shù)值h1_in至hn_in。
到達每個系數(shù)乘法器14a和14b的輸入值13a和13b被作為抽頭輸入值序列43按照與圖1的幅度值轉(zhuǎn)換器1相同的方式給予圖2的系數(shù)學(xué)習(xí)電路控制部分5。LMS算法系數(shù)學(xué)習(xí)裝置4按照與FIR濾器2相同的方式通過使用抽頭輸入值序列43和均衡誤差32而計算該系數(shù)，并且通過輸出幅度值轉(zhuǎn)換器系數(shù)更新命令44而分別更新幅度值轉(zhuǎn)換器1的系數(shù)值c2和c3。
通常已經(jīng)用于磁性記錄和再現(xiàn)裝置中的非線性失真均衡電路按照上述結(jié)構(gòu)而工作，并且補償由于MR頭的磁場再現(xiàn)輸出轉(zhuǎn)換特性的非線性所造成的再現(xiàn)信號的波形失真。
但是在上述非線性失真均衡方法中，在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真不能夠在例如BS數(shù)字廣播這樣的數(shù)字傳輸中得到補償。另外，沒有建立載波的相位同步的信號不被作為在上述非線性失真均衡方法中均衡的對象。
另一方面，作為一種用于補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真的方法，已經(jīng)有人提出一種方法，其在發(fā)送端的轉(zhuǎn)發(fā)器上提供一個具有與放大器相反特性的前端補償電路。但是，還沒有人提出用于補償在接收端上的復(fù)數(shù)信號中的非線性失真的方法。

發(fā)明內(nèi)容
用于本發(fā)明的數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的特征在于具有一個非線性失真均衡器，其減小在輸入具有非線性失真的復(fù)數(shù)信號的情況下的非線性失真。具體來說，用于非線性均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器被提供在非線性失真均衡器中，從而通過根據(jù)第N階函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)轉(zhuǎn)換該復(fù)數(shù)輸入信號而補償復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
特別地，在用于建立相位同步的載波恢復(fù)電路位于用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器和計算與映射點相關(guān)的誤差的誤差估計器之間的情況中，在載波恢復(fù)電路中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)被糾正，從而補償復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
另外，提供用于非線性失真均衡的轉(zhuǎn)換根據(jù)第N階函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)進行同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器以及同步解調(diào)器，從而補償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。
另外，提供用于非線性失真均衡的轉(zhuǎn)換根據(jù)第N階函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)進行差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器以及差分解調(diào)器，從而補償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。
另外，本發(fā)明的非線性失真均衡方法體現(xiàn)了一種用于進行非線性失真均衡的信號處理方法，在用集成電路實現(xiàn)該信號處理電路時獲得簡化并且節(jié)能。


從下文參照優(yōu)選實施例結(jié)合附圖的描述中將清楚地理解本發(fā)明的上述和其它目的和特點，其中圖1為示出根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的非線性補償均衡器的整個結(jié)構(gòu)的方框圖；圖2為示出根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的非線性補償均衡器的一部分的結(jié)構(gòu)圖；圖3為示出根據(jù)本發(fā)明的實施例1用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的方框圖；圖4為示出根據(jù)本發(fā)明的實施例1用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖5為示出根據(jù)實施例1用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖6為示出根據(jù)實施例1用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)的更新表現(xiàn)的示意圖；圖7為示出根據(jù)實施例1的用于根升余弦濾波器(root raisedcosine filter)的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖8為示出根據(jù)實施例1的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖9為示出根據(jù)實施例1的用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖10為示出根據(jù)實施例1的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖11為示出根據(jù)實施例2的非線性失真均衡器的整體結(jié)構(gòu)的方框圖；圖12為示出根據(jù)實施例2的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖13為示出根據(jù)實施例2的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖14為示出根據(jù)實施例2的用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖15為示出根據(jù)實施例3的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的方框圖；圖16為示出根據(jù)實施例3的用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖17為示出根據(jù)實施例3的用于線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖18為示出根據(jù)實施例3的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖19為示出根據(jù)實施例3的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖20為示出根據(jù)實施例3的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖21為示出根據(jù)實施例3的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖22為示出根據(jù)實施例3的用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖23為示出根據(jù)實施例4的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的方框圖；圖24為示出根據(jù)實施例4的用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器和用于線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖25為示出根據(jù)實施例4的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖26為示出根據(jù)實施例4的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖27為示出根據(jù)實施例4的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖28為示出根據(jù)實施例4的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖29為示出根據(jù)實施例4的用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖30為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡器的整體結(jié)構(gòu)的方框圖；圖31為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖32為示出根據(jù)實施例5的蝴蝶運算電路的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖33為示出根據(jù)實施例5的FFT電路的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖34為示出根據(jù)實施例5的FFT電路的操作的一個例子的示意圖；圖35為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖36為示出根據(jù)實施例5的蝴蝶運算電路的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖37為示出根據(jù)實施例5的FFT電路的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖38為示出根據(jù)實施例5的FFT電路的操作的另一個例子的示意圖；圖39為示出根據(jù)實施例5的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整個結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖40為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖41為示出根據(jù)實施例5的FFT電路的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖42為示出根據(jù)實施例5的FFT電路的操作的另一個例子的示意圖(部分1)；圖43為示出根據(jù)實施例5的FFT電路的操作的另一個例子的示意圖(部分2)；圖44為示出根據(jù)實施例5的FFT電路的操作的另一個例子的示意圖(部分3)；圖45為示出根據(jù)實施例5的FFT電路的操作的另一個例子的示意圖(部分4)；圖46為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；
圖47為示出根據(jù)實施例5的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖48為示出根據(jù)實施例5的延遲曲線計算方法的示意圖(部分1)；圖49為示出根據(jù)實施例5的延遲曲線計算方法的示意圖(部分2)；圖50為示出根據(jù)實施例5的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖51為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖52為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖53為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖54為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖55為示出根據(jù)實施例5的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖56為示出根據(jù)實施例5的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖57為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖58為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖59為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖60為示出根據(jù)實施例5的FFT電路的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖61為示出根據(jù)實施例5的FFT電路的操作的另一個例子的示意圖(部分1)；圖62為示出根據(jù)實施例5的FFT電路的操作的另一個例子的示意圖(部分2)；圖63為示出根據(jù)實施例5的FFT電路的操作的另一個例子的示意圖(部分3)；圖64為示出根據(jù)實施例5的FFT電路的操作的另一個例子的示意圖(部分4)；圖65為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖66為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖67為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖68為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖69為示出根據(jù)實施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖70為示出根據(jù)實施例6的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的方框圖；圖71為示出根據(jù)實施例6的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖72為示出根據(jù)實施例6的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖73為示出根據(jù)實施例6的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖74為示出根據(jù)實施例6的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖75為示出根據(jù)實施例7的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的方框圖；
圖76為示出根據(jù)實施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖77為示出根據(jù)實施例7的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖78為示出根據(jù)實施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖79為示出根據(jù)實施例7的用于數(shù)據(jù)接收器和前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖80為示出根據(jù)實施例7的非線性失真均衡器的整體結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖81為示出根據(jù)實施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖82為示出根據(jù)實施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖83為示出根據(jù)實施例7的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖84為示出根據(jù)實施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖85為示出根據(jù)實施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖86為示出根據(jù)實施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖87為示出根據(jù)實施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的結(jié)構(gòu)的另一個例子的方框圖；圖88為示出根據(jù)實施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分1)；圖89為示出根據(jù)實施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分2)；圖90為示出根據(jù)實施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分3)；圖91為示出根據(jù)實施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分4)；圖92為示出根據(jù)實施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分5)；圖93為示出根據(jù)實施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分6)；圖94為示出根據(jù)實施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分7)；圖95為示出根據(jù)實施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分8)；以及圖96為示出根據(jù)實施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分9)。
具體實施例方式
實施例1下面參照附圖描述用于根據(jù)本發(fā)明實施例1的前端處理器。圖3為示出根據(jù)本實施例用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器100的整體結(jié)構(gòu)的方框圖。形成用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，以包含非線性失真均衡器101、準(zhǔn)同步檢測器108以及載波恢復(fù)電路。在下面所示的每個方框圖中，粗實線表示復(fù)數(shù)信號的流向(向量信息)，以及比粗實線更細(xì)的實線表示標(biāo)量信息的流向。
圖3的非線性失真均衡器101具有用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102、根升余弦濾波器103、誤差估計器(ERR EST)104以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器105。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102在圖中縮寫為“COMP SIG CONV1”。根升余弦濾波器103在圖中縮寫為“RR COS FIL”。系數(shù)估計器105在圖中縮寫為“COEF EST 1”。誤差估計器104由限幅器106和復(fù)數(shù)減法器107所形成。
提供在用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的第一級中的準(zhǔn)同步檢測器108具有正交檢測器109以及參考載波發(fā)生器110。載波恢復(fù)電路111位于準(zhǔn)同步檢測器108和非線性失真均衡器101之間，并且具有相位誤差檢測器(PHASE ERR DET)112、低通濾波器(LPAS FIL)113、數(shù)控振蕩器114以及復(fù)數(shù)乘法器115。
準(zhǔn)同步檢測器108檢測由未示出的天線所接收的調(diào)制信號。因此，準(zhǔn)同步檢測器108的參考載波發(fā)生器110振蕩產(chǎn)生調(diào)諧頻率的正弦波。正交檢測器109通過把正弦波的相位延遲90度而產(chǎn)生余弦波，并且通過把上述調(diào)制信號分別乘以該正弦波、上述調(diào)制信號和余弦信號，而檢測I軸和Q軸數(shù)據(jù)。
當(dāng)在采樣次數(shù)n的所檢測信號相位誤差角被表示為P(n)時，載波恢復(fù)電路111消除所檢測輸出的相位誤差e-jP(n)，并且把建立相位同步的信號x(n)輸出到非線性失真均衡器101。載波恢復(fù)電路111的相位誤差檢測器112計算根升余弦濾波器103的輸出v(n)與最接近的映射點之間的相位誤差。低通濾波器113平均該相位誤差。數(shù)控振蕩器114產(chǎn)生正弦波ejP(n)，用于通過使用由低通濾波器113獲得的平均消除e-jP(n)。復(fù)數(shù)乘法器115執(zhí)行正交檢測器109的所檢測輸出與所檢測輸出與數(shù)控振蕩器114的正弦波ejP(n)之間的復(fù)數(shù)乘法，從而輸出信號x(n)。
下面描述非線性失真均衡器101的操作。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102使用用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，該系數(shù)在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器105中產(chǎn)生，從而消除包含在信號x(n)中的第三階失真。然后，根升余弦濾波器103僅僅允許在奈奎斯特帶寬中的信號v(n)通過。誤差估計器104計算信號x(n)與最接近的映射點d(n)之間的誤差，并且把該映射點輸出到未示出的誤差糾正部分，作為一個解調(diào)信號。在此，在該誤差糾正部分執(zhí)行軟判定解碼(soft decision decoding)時，該非線性失真均衡器101把被輸入到誤差估計器104的信號v(n)輸出到該誤差糾正部分，作為一個解調(diào)信號。用于補償非線性失真的系數(shù)估計器105使用該誤差信號e(n)以及信號x(n)，從而通過LMS(最小均方)算法更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)。
在圖4中示出用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102的具體結(jié)構(gòu)圖。另外，在圖5中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器105。如圖4中所示，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102具有一個復(fù)數(shù)立方計算器(COMP 3rd POW CIR)121、復(fù)數(shù)乘法器127以及復(fù)數(shù)加法器128。復(fù)數(shù)立方計算器121由乘法器122、123、125和126以及加法器124所形成。另外，如圖5中所示，用于補償非線性失真的系數(shù)估計器105具有延遲元件(DELAY CIR)延遲元件129、復(fù)數(shù)立方計算器(COMP 3rd POW CIR)121以及LMS電路130。LMS電路130由減法器131、復(fù)數(shù)加法器132、步長參數(shù)控制器133、乘法器134和135、加法器136和137以及延遲元件138和139所形成。
在下文中描述用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102的操作。當(dāng)建立相位同步的信號x(n)被輸入到復(fù)數(shù)立方計算器121時，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102通過使用乘法器122、123對I、Q軸分量(實部、虛部)求平方，并且通過使用加法器124執(zhí)行加法，從而產(chǎn)生｜x2(n)｜。另一方面，x(n)的I、Q軸分量被分別輸入到乘法器125、126，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102把x(n)乘以｜x2(n)｜，從而輸出｜x2(n)｜x(n)。在此，｜x2(n)｜x(n)被定義為立方值x3(n)。復(fù)數(shù)乘法器127執(zhí)行用于第三階失真均衡的在用于線性失真均衡的系數(shù)估計器105中產(chǎn)生的系數(shù)a3(n)與立方值x3(n)的復(fù)數(shù)乘法。復(fù)數(shù)加法器128執(zhí)行復(fù)數(shù)乘法器127的輸出與所輸入信號x(n)的復(fù)數(shù)加法，從而輸出通過從信號x(n)消除第三階失真而獲得的信號y(n)。該信號y(n)在下面的方程中表示。在此，當(dāng)用于第三階失真均衡的系數(shù)的初值表示a3(0)，a3(0)＝0時，y(n)＝x(n)+a3(n)x3(n)…方程(1-1)下面，描述用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器105的操作。當(dāng)建立相位同步的信號x(n)被輸入時，延遲元件129把信號x(n)延遲M個符號。然后，復(fù)數(shù)立方計算器121把信號x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n-M)｜x(n-M)，并且輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果作為立方值x3(n-M)。在此，圖3的根升余弦濾波器103的延遲量為M個符號，而誤差估計器104的延遲量被設(shè)置為0。延遲元件129執(zhí)行對M個符號的延遲調(diào)節(jié)，直到從信號y(n)計算誤差信號e(n)為止。
減法器130通過把在圖5的LMS電路130的Q軸信號的符號反轉(zhuǎn)而產(chǎn)生復(fù)數(shù)共軛[x3(n-M)]*。在此“*”為表示共軛復(fù)數(shù)的符號。然后，復(fù)數(shù)加法器132執(zhí)行復(fù)數(shù)共軛[x3(n-M)]*與誤差信號e(n)之間的復(fù)數(shù)乘法。乘法器134和135把從步長參數(shù)控制器133輸出的常數(shù)u乘以從復(fù)數(shù)加法器132輸出的I和Q軸信號。加法器136和137把I和Q軸的乘法結(jié)果與來自延遲元件138和139的輸出相加，從而把相加的結(jié)果輸出到圖4中的用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102，作為用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)。在此，圖5的延遲元件分別把I軸的系數(shù)Re[a3(n)]和Q軸的系數(shù)Im[a3(n)]延遲一個符號。
下面，描述用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器105的系數(shù)更新算法。參照圖3，誤差信號e(n)在下面的方程中表示。
e(n)＝d(n)-v(n)…方程(1-2)在此，信號v(n)是通過限制信號y(n)的頻帶而獲得的信號，并且當(dāng)信號v(n)假設(shè)為基本上等于y(n)時，形成如下方程。
e(n)＝d(n)-y(n)…方程(1-3)下面的方程從方程(1-3)和方程(1-1)獲得。
e(n)＝d(n)-[x(n)+a3(n)x3(n)]…方程(1-4)當(dāng)系數(shù)a3的估計函數(shù)被表示為J(a3)時，估計函數(shù)J(a3)被作為誤差信號e(n)的幅度平方而給出，因此形成如下方程J(a3)＝｜e(n)｜2…方程(1-5)對于使估計函數(shù)J(a3)為最小的算法，也就是說，LMS算法，在許多情況中，使用如下方程來根據(jù)使用最陡梯度方法的梯度算法而更新該系數(shù)。
a3(n+1)＝a3(n)-α·dJ(a3)/da3(n)…方程(1-6)在此，方程(1-4)被代入方程(1-5)，并且執(zhí)行偏微分，從而獲得如下方程dJ(a3)/da3(n)＝2{e(n)·de(n)/da3(n)}＝-2e(n)[x3(n)]*…方程(1-7)當(dāng)假設(shè)u＝2α，并且把方程(1-7)代入方程(1-6)，獲得如下方程。
a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[x3(n)]*…方程(1-8)另一方面，參照圖5在如下方程中表示a3(n)a3(n)＝a3(n-1)+ue(n-M)[｜x2(n-M)｜x(n-M)]*…方程(1-9)從假設(shè)通過把x(n)延遲M個符號而獲得的信號v(n)產(chǎn)生誤差信號e(n)。在方程(1-9)中假設(shè)[｜x2(n-M)｜x(n-M)]*＝[x3(n-M)]*在方程(1-9)中，與誤差信號e(n)和信號x(n)相比，系數(shù)a3(n)被延遲一個符號。系數(shù)更新的收斂速度在LMS相對較慢，但是，一個符號的延遲在實踐中不造成任何障礙。
用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)的更新情況在圖6中示出。初始條件是a3(n)＝0。最接近于接收點的映射點d(n)以及該接收點x(n-M)是誤差信號e(n-M)。在此，接收點x(n-M)被通過在用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102之后的根升余弦濾波器103而限制頻帶，并且被轉(zhuǎn)換為v(n-M)。因此它被設(shè)置為[x3(n-M)]*＝[｜x2(n-M)｜x(n-M)]*，[x3(n-M)]*與接收點x(n-M)相對于I軸對稱，并且具有｜x2(n-M)｜倍大的符號。
e(n-M)[x3(n-M)]*的相位變?yōu)閑(n-M)的相位與[x3(n-M)]*的相位之和。e(n-M)[x3(n-M)]*的幅度變?yōu)閑(n-M)的幅度與[x3(n-M)]*的幅度之間的乘積。因此，如圖6中所示獲得大約指向x(n-M)的相位方向的矢量，并且在由于第三階失真而導(dǎo)致幅度減小的方向上更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)。因此在方程(1-9)中假設(shè)[x3(n-M)]*＝[｜x2(n-M)｜x(n-M)]*。
在此，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103。通過考慮到這種情況，在負(fù)數(shù)信號中的非線性失真可以獲得較高精度的補償。
在圖3中示出根升余弦濾波器103的結(jié)構(gòu)。根升余弦濾波器103具有延遲元件141、142和143以及復(fù)數(shù)復(fù)法器144、145和146。如圖7中所示，在抽頭的數(shù)目為(2M+1)的情況下，該濾波器總共由2M個延遲元件和(2M+1)個復(fù)數(shù)乘法器所形成，并且到達中心抽頭的延遲量變?yōu)镸個符號。
在考慮到該輸出通過根升余弦濾波器103的情況下，在圖8中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器151的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器151通過除去延遲元件129并且在用于非線性失真均衡的圖5中的系數(shù)估計器105內(nèi)的復(fù)數(shù)立方計算器121的后級提供根升余弦濾波器103而獲得。在該后級的LMS電路130與圖5中的相同。
現(xiàn)在描述用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器151的操作。當(dāng)建立相位同步的信號x(n)被輸入時，復(fù)數(shù)立方計算器121把信號x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n-M)｜x(n-M)，從而輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果作為立方值x3(n)。根升余弦濾波器103執(zhí)行｜x2(n)｜x(n)的頻帶限制，從而輸出∑CkFIL｜x2(n-k)｜x(n-k)。在此，CkFIL是根升余弦濾波器103的每個系數(shù)。由于根升余弦濾波器103的延遲量為M個符號，因此圖5的延遲元件129變得不需要。LMS電路130通過使用根升余弦濾波器103的輸出信號和誤差信號e(n)而執(zhí)行用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)的更新，并且輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102。這種情況下，在如下方程中表示用于非線性失真均衡的系數(shù)a3(n)a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[∑CkFILx3(n-k)]*…方程(1-10)在上述結(jié)構(gòu)中，能夠以較高的精度執(zhí)行在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真的補償。
另外，圖5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器105和圖8的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器151可以在建立相位同步之后開始系數(shù)更新。這種情況下，在圖3的載波恢復(fù)電路111中的低通濾波器113的濾波器輸出被監(jiān)控，并且在該輸出穩(wěn)定的情況下，當(dāng)假設(shè)已經(jīng)建立相位同步時，該鎖定信號被設(shè)置在“H”。
在圖5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器105以及圖8的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器151中，在鎖定信號(LOCK SIG)為“L”的情況下，在LMS電路130中的步長參數(shù)控制器133把步長參數(shù)設(shè)置在u＝0。在這種情況中，a3(n)＝0。然后，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。
在鎖定信號為“H”的情況下，步長參數(shù)控制器133用特定的數(shù)值代替步長參數(shù)u，從而開始系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，非線性失真均衡器可以補償復(fù)數(shù)信號中的非線性失真，而對載波恢復(fù)電路111的操作沒有負(fù)面影響。
另外，圖5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器105和圖8的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器151可以僅僅在高C/N時執(zhí)行系數(shù)更新。這種情況中，C/N估計器(C/N EST)116被提供在圖3的非線性失真均衡器101中。C/N估計器116使用誤差信號e(n)，從而對于每個C/N與最接近的映射點之間的距離計算和平均C/N，并且把其結(jié)果輸出到圖5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器105和圖8的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器151。
在圖5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器105和圖8的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器151中，在由CNR(載波信噪比)信號所示的C/N(載波信噪比)小于設(shè)置的閾值的情況下，在LMS電路130中的步長參數(shù)控制器133把步長參數(shù)設(shè)置為u＝0。這種情況中，a3(n)＝0，并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102的輸出為y(n)＝x(n)。在由CNR信號所示的C/N為設(shè)置的閾值或更大的情況下，步長參數(shù)控制器133用預(yù)定的數(shù)值代替步長參數(shù)u，從而執(zhí)行系數(shù)更新。因此，可以補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真，而沒有在低C/N的時候造成負(fù)面影響。
在此，在本實施例中，僅僅消除作為方程(1-1)中所示的非線性失真的主要的第三階失真。但是，作為第二階或更高階的任意高階非線性失真，可以通過如下假設(shè)而補償失真y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1) …方程(1-11)。
用于各階次的在這種情況中的系數(shù)更新方程如下am(n+1)＝am(n)+ue(n)[xm(n)]*(m＞1) …方程(1-12)其中形成xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
在圖9中示出補償至少第二階失真并且不多于第K階失真的高階非線性失真的用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161的結(jié)構(gòu)。另外，在圖10中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器162。圖9的用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161具有一個復(fù)數(shù)第K次冪計算器163至復(fù)數(shù)平方計算器164、復(fù)數(shù)乘法器165至166以及復(fù)數(shù)加法器167。另外，用于圖10的非線性失真均衡的系數(shù)估計器162具有與階數(shù)相同數(shù)目的多個延遲元件129、一個復(fù)數(shù)第K次冪計算器163至復(fù)數(shù)平方計算器164以及與階數(shù)相同數(shù)目的多個LMS電路130。
現(xiàn)在描述這種結(jié)構(gòu)的用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161的操作。當(dāng)建立相位同步的信號x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161中時，復(fù)數(shù)第K次冪計算器163產(chǎn)生｜xK-1(n)｜x(n)作為第K次冪數(shù)值xK(n)。另外，復(fù)數(shù)平方計算器164產(chǎn)生｜x(n)｜x(n)作為平方值x2(n)。按照與圖4中所示的復(fù)數(shù)立方計算器121相同的方式，復(fù)數(shù)第K次冪計算器163至復(fù)數(shù)平方計算器164由乘法器和加法器所形成。
復(fù)數(shù)乘法器165執(zhí)行用于第K階失真均衡的在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器162中產(chǎn)生的系數(shù)aK(n)與第K次冪數(shù)值xk(n)之間的復(fù)數(shù)乘法。復(fù)數(shù)乘法器166執(zhí)行用于第二階失真均衡的a2(n)與平方值x2(n)之間的復(fù)數(shù)乘法。復(fù)數(shù)加法器167執(zhí)行ak(n)xk(n)、a2(n)x2(n)和x(n)之間的復(fù)數(shù)加法，從而輸出通過從信號x(n)中消除第K階失真和第二階失真而獲得的信號y(n)。按照類似的方式，對于其它階次，復(fù)數(shù)第m次冪電路產(chǎn)生｜xm-1(n)｜x(n)作為xm(n)。然后該復(fù)數(shù)乘法器執(zhí)行用于第m階失真均衡的在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器162中產(chǎn)生系數(shù)am(n)與升高到第m次冪的數(shù)值xm(n)之間的復(fù)數(shù)乘法。另外，復(fù)數(shù)加法器167執(zhí)行該乘法結(jié)果與信號x(n)之間的復(fù)數(shù)加法，從而從信號中消除x(n)第m階失真。
當(dāng)建立相位同步的信號x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器162時，每一階的延遲元件129把該信號x(n)延遲M個符號。然后，復(fù)數(shù)第K次冪計算器163把該信號x(n)轉(zhuǎn)換為｜xK-1(n-M)｜x(n-M)，并且輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果，作為升高到K次冪的數(shù)值xK(n-M)。復(fù)數(shù)平方計算器164把該信號x(n)轉(zhuǎn)換為｜x(n-M)｜x(n-M)，并且把轉(zhuǎn)換結(jié)果輸出為平均值x2(n-M)。每一階的LMS電路130通過使用上述轉(zhuǎn)換結(jié)果和誤差信號e(n)執(zhí)行系數(shù)更新，從而把用于第K階失真均衡的系數(shù)aK(n)以及用于第二階失真均衡的系數(shù)a2(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161。
按照相同的方式，在其它階次中，延遲元件129把該信號x(n)延遲M個符號。然后，復(fù)數(shù)第m次冪電路把該信號x(n)轉(zhuǎn)換為｜xm-1(n)｜x(n)，并且輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果，作為升高到m次冪的數(shù)值xm(n)。然后，LMS電路130通過使用該轉(zhuǎn)換結(jié)果和誤差信號e(n)執(zhí)行系數(shù)更新，從而把用于第m階失真均衡的系數(shù)am(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161。根據(jù)上述操作，可以補償?shù)诙A失真或者更高階失真的任意高階非線性失真。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103。通過考慮到這種情況，在用較高精度補償復(fù)數(shù)信號中的非線性失真的情況中，可以按照與上文相同的方式補償?shù)诙A失真或者更高階的任意高階非線性失真。這種情況中，取消每一階的延遲元件129，并且在復(fù)數(shù)第K次冪計算器163至復(fù)數(shù)平方計算器164以及在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器162中用于每一階的復(fù)數(shù)第m次冪電路的后級提供根升余弦濾波器103。
在此，圖10示出對每個一階提供延遲元件129的情況。但是，一個延遲元件129可以被共享，從而延遲元件129的輸出信號被分布到163至復(fù)數(shù)平方計算器164和用于每一階的復(fù)數(shù)m次冪電路。
另外，上述例子包括復(fù)數(shù)第K次冪計算器163和復(fù)數(shù)平方計算器164等等，以及用于每一階的復(fù)數(shù)第m次冪電路。但是，通過使用例如I和Q軸分量自乘并且隨后輸出到下一個較高階的電路這樣的配置，可以實現(xiàn)該電路的共享。另外，可以使用其它用于電路共享的方法。
實施例2下面將參照附圖描述本發(fā)明實施例2的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器。圖11為示出用于根據(jù)本實施例的數(shù)據(jù)接收器的前端處理器200。用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器200包括準(zhǔn)同步檢測器108和非線性失真均衡器201。根據(jù)本實施例的非線性失真均衡器201與實施例1的非線性失真均衡器101不同之處在于用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器202。非線性失真均衡器201的特征在于位于圖3的非線性失真均衡器101的前級的載波恢復(fù)電路111被提供在非線性失真均衡器201的根升余弦濾波器103的后級中。準(zhǔn)同步檢測器108與圖3中所示相同，并且在非線性失真均衡器201中的每個其它模塊與圖3的非線性失真均衡器101的每個模塊相同。
按照與實施例1相同的方式，準(zhǔn)同步檢測器108對于由未示出的天線所接收的調(diào)制信號檢測I軸和Q軸數(shù)據(jù)，以產(chǎn)生所檢測輸出數(shù)據(jù)x(n)。
現(xiàn)在將描述這種結(jié)構(gòu)的非線性失真均衡器201的操作。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102按照與實施例1相同的方式，通過使用在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器202中產(chǎn)生的用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，消除包含在所檢測信號x(n)中的第三階失真。然后，根升余弦濾波器103僅僅允許奈奎斯特帶寬中的信號通過，并且輸出頻帶限制信號v(n)。接著，載波恢復(fù)電路111消除v(n)的相位誤差e-jP(n)，并且把建立相位同步的信號s(n)輸出到誤差估計器104。
誤差估計器104計算該信號s(n)與最接近于信號s(n)的映射點d(n)之間的誤差。另外，誤差估計器104把信號d(n)輸出到未示出的誤差糾正部分，作為解調(diào)信號。在此，在該誤差糾正部分執(zhí)行軟判定解碼的情況下，非線性失真均衡器201把誤差估計器104的輸入信號s(n)輸出到該誤差糾正部分，作為一個解調(diào)信號。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102使用該誤差信號e(n)和信號x(n)以及在載波恢復(fù)電路111中產(chǎn)生的相位旋轉(zhuǎn)信號ejP(n)，從而通過使用LMS算法更新該系數(shù)a3(n)。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器202的結(jié)構(gòu)在圖12中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器202是通過把相位旋轉(zhuǎn)校正器211添加到實施例1的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器105而獲得的。相位旋轉(zhuǎn)校正器211具有減法器212和復(fù)數(shù)乘法器213在此，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器202的每個其它模塊與圖5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器105中的相同。
現(xiàn)在將描述用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器202的操作。當(dāng)在圖12中輸入所檢測的輸出x(n)時，延遲元件129和復(fù)數(shù)立方計算器121把該信號x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n-M)｜x(n-M)，并且把轉(zhuǎn)換結(jié)果輸出到LMS電路130，作為立方值x3(n-M)。另一方面，當(dāng)輸入旋轉(zhuǎn)信號ejP(n)時，減法器212使Q軸信號的符號反相，從而該相位旋轉(zhuǎn)校正器211產(chǎn)生復(fù)數(shù)共軛e-jP(n)。復(fù)數(shù)乘法器213執(zhí)行該復(fù)數(shù)共軛e-jP(n)與誤差信號e(n)之間的乘法，并且糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，從而把糾正結(jié)果輸出到LMS電路130。該LMS電路130按照實施例1中的方式，使用｜x2(n-M)｜x(n-M)和e-jP(n)作為輸入執(zhí)行系數(shù)的更新，從而把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的非線性失真均衡器101。
在建立相位同步的載波恢復(fù)電路111存在于用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102和誤差估計器104之間的情況中，可以通過糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)而補償復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
通過把相位旋轉(zhuǎn)校正添加到方程(1-7)中，而把用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器202的系數(shù)更新算法表示為如下方程a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[x3(n)]*e-jP(n)…方程(2-1)另一方面，參照圖12，系數(shù)a3(n)在如下方程中表示a3(n)＝a3(n-1)+ue(n-M)[｜x2(n-M)｜x(n-M)]*e-jP(n-M)…方程(2-2)在此，從假設(shè)把信號x(n)延遲N個符號而獲得的信號s(n)中產(chǎn)生的誤差信號e(n)，通過設(shè)置[｜x2(n-M)｜x(n-M)]*＝[x3(n-M)]*而在方程(2-2)中執(zhí)行延遲調(diào)節(jié)。通過考慮該M個符合的延遲，把誤差信號表示為e(n-M)，并且相位旋轉(zhuǎn)校正表示為e-jP(n-M)。
另外，盡管系數(shù)a3(n)與方程(2-2)中的誤差信號e(n)、信號x(n)和相位信號e-jP(n)相比被延遲一個符號，該系數(shù)更新收斂速度相對較慢，并且在實踐上不會對LMS算法造成問題。
在根據(jù)本實施例的非線性失真均衡器中，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103。通過考慮這種情況，能夠以更高的精度補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
在考慮到該輸出通過根升余弦濾波器103的情況，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器221的結(jié)構(gòu)在圖13中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器221是通過取消延遲元件129并且在圖12的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器202中的復(fù)數(shù)立方計算器121的后級提供一個根升余弦濾波器103而獲得的。在該后級的LMS電路130以及產(chǎn)生LMS電路130的其它輸入的相位旋轉(zhuǎn)校正器211與圖12中所示的相同。
當(dāng)把所檢測輸出x(n)輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器221時，復(fù)數(shù)立方計算器121把該信號x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n)｜x(n)，并且輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果作為立方值x3(n)。該根升余弦濾波器103對轉(zhuǎn)換結(jié)果執(zhí)行頻帶限制，并且把∑CkFIL｜x2(n-k)｜x(n-k)輸出到LMS電路130。在此CkFIL是根升余弦濾波器103的每個系數(shù)。由于根升余弦濾波器103的延遲量為M個符號，因此不需要圖12所示的延遲元件129。
另一方面，當(dāng)按照與圖12中相同的方式輸入相位旋轉(zhuǎn)信號ejP(n)和誤差信號e(n)時，相位旋轉(zhuǎn)校正器211糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，并且把e(n)e-jP(n)輸出到LMS電路130。該LMS電路130通過使用這兩個信號更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，并且把結(jié)果輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102。在這種情況中的系數(shù)a3(n)用如下方程表示a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[∑CkFILx3(n-k)]*e-jP(n)…方程(2-3)根據(jù)上述操作，可以用較高精度補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。另外，圖12的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器202和圖13的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器221可以在建立相位同步之后開始系數(shù)更新。與實施例1相同，當(dāng)在濾波器輸出穩(wěn)定的情況下建立相位同步時，在圖1中的載波恢復(fù)電路111中的低通濾波器113把鎖定信號設(shè)置在“H”。
按照與實施例1相同的方式，在鎖定信號為“L”的情況中，圖12的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器202和圖13的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器221設(shè)置a3(n)＝0、并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。然后，在鎖定信號為“H”的情況下，開始系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真能夠被補償，而沒有對載波恢復(fù)電路111的操作造成不良影響。
另外，圖12的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器202和圖13的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器221可以僅僅在高C/N的時候執(zhí)行系數(shù)更新。按照與實施例1相同的方式，在圖11的非線性失真均衡器201中提供一個C/N估計器116。然后，該C/N估計器116計算和平均該C/N，并且把結(jié)果輸出到圖12的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器202和圖13的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器221，作為CNR信號。
在由CNR信號所示的C/N小于該設(shè)置閾值的情況下，圖12的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器202和圖13的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器221設(shè)置a3(n)＝0，并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102按照與實施例1相同的方式輸出y(n)＝x(n)。在由CNR信號所示的C/N為該設(shè)置閾值或更大的情況下，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器執(zhí)行系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，當(dāng)C/N為低時，可以補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真而沒有負(fù)面影響。
在此，盡管在本實施例中僅僅把在非線性失真中顯著的第三階失真消除，如方程(1-1)和(2-1)所示，可以按照實施例1相同的方式通過使用方程(1-11)補償?shù)诙A或更高階的任何高階的非線性失真。在這種情況下的系數(shù)更新方程變?yōu)槿缦耡m(n+1)＝am(n)+ue(n)[xm(n)]*e-jP(n)…方程(2-4)其中形成xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
在圖14中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器231的結(jié)構(gòu)，其補償至少第二階失真并且不大于第K階失真的高階非線性失真。在此，在該圖中用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161與實施例1的情況相同。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器231是通過把相位旋轉(zhuǎn)校正器211添加到圖10的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器162而獲得的。
當(dāng)輸入所檢測的輸出x(n)時，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器231產(chǎn)生｜xK-1(n-M)｜x(n-M)，作為升高到第K次冪xK(n-M)的數(shù)值，并且按照與實施例1相同的方式產(chǎn)生｜x(n-M)｜x(n-M)作為x2(n-M)，然后輸出到LMS電路130。另一方面，當(dāng)輸入相位旋轉(zhuǎn)信號ejP(n)和誤差信號e(n)時，相位旋轉(zhuǎn)校正器211按照與圖12中的情況相同的方式糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，并且把e(n)e-jP(n)輸出到LMS電路130。
通過使用兩個這樣的信號，LMS電路130執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第K階失真均衡的系數(shù)aK(n)以及用于第二階失真均衡的系數(shù)a2(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161。對于其它階次，按照與上述相同的方式，當(dāng)給出｜xm-1(n)｜x(n)作為升高到第m次冪的數(shù)值xm(n)時，LMS電路130通過使用升高到第m次冪的數(shù)值和e(n)e-jP(n)執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第m階失真均衡的系數(shù)am(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161。另外，根據(jù)與實施例1中所述相同的操作，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161輸出y(n)，如方程(1-11)所示。根據(jù)上述操作，可以補償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103?？紤]到這種情況，在用較高的精度補償復(fù)數(shù)信號中的非線性失真的情況中，可以補償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。在這種情況中，在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器231中，每一階的延遲元件129被消除，并且添加一個復(fù)數(shù)第K次冪計算器163以及一個復(fù)數(shù)平方計算器164，另外把一個根升余弦濾波器103添加到每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器的后級。
在此，盡管圖14中示出對每一階提供延遲元件129的情況，但是一個延遲元件129可以被共享，從而延遲信號被發(fā)布到用于每一階的復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164和復(fù)數(shù)第m次冪計算器。
另外，在上述例子中，示出一種情況，其中分別提供用于每一階的復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164和復(fù)數(shù)第m次冪計算器。但是，通過把I和Q軸分量的升高到一個次冪的每個數(shù)值例如順序輸出到下一個高階電路可以實現(xiàn)一個共享電路。否則，可以使用其它共享方法。
實施例3下面，參照附圖描述用于根據(jù)本發(fā)明的實施例3的數(shù)據(jù)接收器的前端處理器。圖15為示出用于根據(jù)本實施例的數(shù)據(jù)接收器的一個前端處理器300的結(jié)構(gòu)。用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器300包括一個準(zhǔn)同步檢測量108、載波恢復(fù)電路111和非線性失真均衡器301。該非線性失真均衡器301不同于實施例1的非線性失真均衡器101之處在于用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302的結(jié)構(gòu)。在該非線性失真均衡器301中，用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303被添加到根升余弦濾波器103的后級。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303在附圖中縮寫為“COMP SIG CONV2”。用于線性失真均衡的系數(shù)估計器304在附圖中簡稱為“COEF EST 2”。準(zhǔn)同步檢測器108和載波恢復(fù)電路111與圖3中所示的相同。另外，在非線性失真均衡器301中的每個其它模塊與圖3的非線性均衡器101中的每個模塊相同。
按照與實施例1相同的方式，準(zhǔn)同步檢測器108從由天線(未示出)接收的調(diào)制信號檢測I軸和Q數(shù)據(jù)。然后，載波恢復(fù)電路111除去所檢測輸出的相位誤差e-jP(n)并且產(chǎn)生建立相位同步的信號x(n)，然后輸出到非線性失真均衡器301。
現(xiàn)在描述按照這種方式形成的非線性失真均衡器301的操作。按照與實施例1相同的方式，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102使用在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302中產(chǎn)生的用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，以消除包括在信號x(n)中的第三階失真。然后，根升余弦濾波器103僅僅允許在奈奎斯特頻段中的信號通過，并且輸出頻帶限制信號v(n)。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303使用在用于線性失真均衡的系數(shù)估計器304中產(chǎn)生的每個抽頭系數(shù)CkLEQ(n)，從而消除包含在信號v(n)中的線性失真，并且輸出信號w(n)。
誤差估計器104按照與實施例1相同方式計算誤差信號e(n)，并且把最接近與該信號w(n)的映射點d(n)輸出到未示出的誤差校正部分，作為解調(diào)信號。在此，在該誤差校正部分執(zhí)行軟判定解碼的情況下，非線性失真均衡器301把誤差估計器104的輸入w(n)輸出到該誤差校正部分作為一個解調(diào)信號。用于線性失真均衡的系數(shù)估計器304使用該誤差信號e(n)和信號v(n)，從而根據(jù)LMS算法更新CkLEQ(n)。另外，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302使用該誤差信號e(n)和信號x(n)，從而根據(jù)LMS算法更新系數(shù)a3(n)。
用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303在圖16中示出。另外，用于線性失真均衡的系數(shù)估計器304在圖17中示出。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303具有延遲元件311和312、復(fù)數(shù)乘法器313、314和315以及復(fù)法加法器316。另外，圖17的用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)乘法器314具有延遲元件317和318以及(N+L+1)個LMS電路130。
在此，如圖16中所示，提供N個抽頭用于提前的虛波均衡(ghostequalization)，以及提供L個抽頭用于延遲的虛波均衡。相應(yīng)地，用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303和用于線性失真均衡的系數(shù)估計器304分別總共具有(N+L)個延遲元件。另外，用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303總共具有(N+L+1)個復(fù)數(shù)乘法器。然后，在中央抽頭的延遲量變?yōu)镹個符號。在此，對于用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303和對于用于線性失真均衡的系數(shù)估計器304所需的總數(shù)為(N+L)的延遲元件可以共享。
在圖16中，當(dāng)輸入頻帶限制信號v(n)時，用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303通過利用(N+L)個延遲元件把該信號v(n)移動一個符號?？倲?shù)為(N+L+1)的復(fù)數(shù)乘法器執(zhí)行在用于線性失真均衡的系數(shù)估計器304中產(chǎn)生的每個抽頭系數(shù)CkLEQ(n)與抽頭輸入v(n-k)之間的復(fù)數(shù)乘法。復(fù)法加法器316執(zhí)行每個乘法結(jié)果的復(fù)數(shù)加法，從而輸出通過從信號v(n)中消除虛波而獲得的信號w(n)。因此，該信號w(n)由如下方程所表示。在此，初始值CkLEQ(n)＝0。
W(n)＝∑CkLEQ(n)v(n-k)…方程(3-1)在圖17中，當(dāng)輸入頻帶限制信號v(n)時，用于線性失真均衡的系數(shù)估計器304通過使用(N+L)個延遲元件把信號v(n)移動一個符號?？倲?shù)為(N+L+1)的LMS電路130使用該誤差信號e(n)和抽頭輸入v(n-k)，從而根據(jù)LMS算法產(chǎn)生每個抽頭系數(shù)CkLEQ(n)，其被輸出到用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303。在此，當(dāng)步長參數(shù)為λ時，CkLEQ(n)在如下方程中表示。
CkLEQ(n+1)＝CkLEQ(n)+λe(n)v(n)*…方程(3-2)用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302的結(jié)構(gòu)在圖18中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302可以通過把實施例1中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器105的延遲元件129替換為延遲元件321而獲得。每個其它模塊與圖5中所示的相同。在此，如圖15中所示，根升余弦濾波器103的延遲量為M個符號，并且用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的延遲量為N個符號，而誤差估計器104的延遲量為0。延遲元件321執(zhí)行(M+N)個符號的延遲調(diào)節(jié)，直到從該信號y(n)計算出誤差信號e(n)為止。
當(dāng)建立相位同步的信號x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302時，該延遲元件321產(chǎn)生(M+N)個符號的延遲。然后，復(fù)數(shù)立方計算器121把該信號x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n-M-N)｜x(n-M-N)，從而該轉(zhuǎn)換結(jié)果被輸出為立方值x3(n-M-N)。LMS電路130使用該立方值x3(n-M-N)以及誤差信號e(n)，從而根據(jù)LMS算法產(chǎn)生用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，其被輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302的系數(shù)更新算法由方程(1-8)所表示。另一方面，系數(shù)a3(n)在來自圖18的如下方程中表示。
a3(n)＝a3(n-1)+ue(n-M-N)[｜x2(n-M-N)｜x(n-M-N)]*…方程(3-3)信號w(n)是通過把信號x(n)延遲(M+N)個符號而獲得的。在此，從信號w(n)產(chǎn)生誤差信號e(n)，因此系數(shù)更新方程的延遲被根據(jù)在方程(3-3)中的[｜x2(n-M-N)｜x(n-M-N)]*(＝[x3(n-M-N)]*)而調(diào)節(jié)。
通過考慮到(M+N)個符號的延遲，該誤差信號被表示這e(n-M-N)。另外，在方程(3-3)中，系數(shù)a3(n)與誤差信號e(n)和信號x(n)相比被延遲一個符號。但是，在LMS算法中，系數(shù)更新的收斂速度相對較慢，因此這些延遲實際上不是一個障礙。根據(jù)上述操作，可以補償線性失真以及在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
在此，在本實施例中，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103?？紤]到這種情況，可以較高精度地補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
圖19中示出在考慮到通過根升余弦濾波器103的情況下用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器331的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器331的特征在于延遲元件321被延遲元件332所代替，并且在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302中的復(fù)數(shù)立方計算器121的后級提供根升余弦濾波器103。在該后級的LMS電路130與圖18中所示的相同。
在圖19中，當(dāng)建立相位同步的信號x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器331時，延遲元件332把該信號x(n)延遲N個符號。然后，復(fù)數(shù)立方計算器121把延遲元件332的輸出轉(zhuǎn)換為｜x2(n-N)｜x(n-N)，并且輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果，作為立方值x3(n-N)。然后，根升余弦濾波器103執(zhí)行頻帶限制，從而產(chǎn)生被輸出到LMS電路130的∑CkFIL｜x2(n-N-k)｜x(n-N-k)。由于在根升余弦濾波器103中的系數(shù)的延遲量為M個符號，延遲元件321被延遲元件332所代替，并且在根升余弦濾波器103的輸出上的延遲量總共為(M+N)個符號。
LMS電路130使用根升余弦濾波器103和誤差信號e(n)，從而根據(jù)LMS算法更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，然后輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102。相應(yīng)地，系數(shù)a3(n)在方程(1-10)中表示。根據(jù)這種運算，可以較高精度地補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
另外，通過考慮到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303，可以較高精度地補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。圖20中示出在考慮到輸出y(n)通過用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的情況下用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器341的結(jié)構(gòu)。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器341的特征在于延遲元件321被延遲元件129所代替，并且在圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302中的復(fù)數(shù)立方計算器121的后級提供用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303。在該后級的LMS電路130與圖18的情況相同。
當(dāng)建立相位同步的信號x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器341時，延遲元件129把信號x(n)延遲M個符號。然后，復(fù)數(shù)立方計算器121把延遲元件129的輸出轉(zhuǎn)換為｜x2(n-N)｜x(n-N)，并且輸出該轉(zhuǎn)換結(jié)果為立方值x3(n-N)。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303把該輸出x3(n-N)轉(zhuǎn)換為被輸出到LMS電路130的∑CkLEQ(n)｜x2(n-N-k)｜x(n-N-k)。
由于用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的延遲量為N個符號，因此該延遲元件321被延遲元件129所代替，從而在用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的輸出的延遲量總共變?yōu)?M+N)個符號。LMS電路130使用用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303和誤差信號e(n)來根據(jù)LMS算法更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，其被輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102。在這種情況中，在系數(shù)a3(n)和a3(n+1)之間的關(guān)系在如下方程中表示。
a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[∑CkLEQ(n)x3(n-k)]*…方程(3-4)根據(jù)這種運算，能夠以較高的精度補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303?？紤]到這種情況，能夠以較高的精度補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
圖21中示出在考慮到輸出y(n)通過根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的情況下用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器351的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器351的特征在于取消了延遲元件321，并且在圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302中的復(fù)數(shù)立方計算器121的后級提供根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303。在該后級的LMS電路130與圖18的情況相同。
在圖21中，當(dāng)建立相位同步的信號x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器351時，復(fù)數(shù)立方計算器121把該信號x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n)｜x(n)，并且輸出該轉(zhuǎn)換結(jié)果為立方值x3(n)。然后，根升余弦濾波器103執(zhí)行該立方值x3(n)，以產(chǎn)生z(n)＝∑CkFIL｜x2(n-k)｜x(n-k)，其被輸出到用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303把根升余弦濾波器103的輸出轉(zhuǎn)換并把∑CiLEQ(n)z(n-i)輸出到LMS電路130。
在此，根升余弦濾波器103的延遲量為M個符號，并且用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的延遲量為N個符號。因此，取消延遲元件321，從而用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的輸出的延遲量總共變?yōu)?M+N)個符號。LMS電路130使用用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的輸出信號和誤差信號e(n)，以根據(jù)LMS算法更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，其被輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102。這種情況中，系數(shù)a3(n)與系數(shù)a3(n+1)之間的關(guān)系在如下方程中表示a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[∑CiLEQ(n)z(n-i)]*…方程(3-5)z(n)＝∑CkFILx3(n-k)…方程(3-6)根據(jù)這種運算，能夠以較高的精度補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
另外，圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302、圖19的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器331、圖20的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器341以及圖21的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器351分別在建立相位同步之后開始系數(shù)更新。在載波恢復(fù)電路111中的低通濾波器113按照與實施例1相同的方式監(jiān)控圖15中的濾波器輸出，并且當(dāng)在輸出穩(wěn)定的情況下建立相位同步時，把鎖定信號設(shè)置在“H”。
圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302、圖19的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器331、圖20的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器341以及圖21的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器351按照實施例1的相同方式在鎖定信號為“L”的情況下設(shè)置a3(n)＝0，并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。在鎖定信號為“H”的情況下，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器開始系數(shù)更新。這種運算不會對載波恢復(fù)電路111的運算產(chǎn)生不良影響，從而可以補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
另外，圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302、圖19的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器331、圖20的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器341以及圖21的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器351可以在線性失真均衡收斂之后開始系數(shù)更新。如圖17中所示，在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器304中提供一個中央抽頭系數(shù)監(jiān)視器(CTCOE MON1)319，從而該電路觀察中央抽頭系數(shù)，并且當(dāng)線性失真均衡在系數(shù)穩(wěn)定的情況下收斂時把收斂信號設(shè)置在“H”。
該收斂信號被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302。在圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302中，在LMS電路130中的步長參數(shù)控制器133把步長參數(shù)設(shè)置為u＝0，從而在收斂信號為“L”的情況下設(shè)置a3(n)＝0。然后，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。在該收斂信號為“H”的情況下，步長參數(shù)控制器133把預(yù)定數(shù)值代替該步長參數(shù)u，從而開始系數(shù)更新。
圖19的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器331、圖20的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器341以及圖21的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器351按照相同方式工作。根據(jù)上述運算，線性失真均衡的的收斂運算不會產(chǎn)生不良影響，并且可以補償在復(fù)數(shù)信號中的線性失真。
另外，圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302、圖19的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器331、圖20的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器341以及圖21的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器351還可以設(shè)置為僅僅在高C/N時執(zhí)行系數(shù)更新。按照實施例1中的相同方式在圖15的非線性失真均衡器301中提供一個C/N估計器116，并且C/N估計器116計算并平均該C/N，從而輸出該結(jié)果作為一個CNR信號。
圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302、圖19的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器331、圖20的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器341以及圖21的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器351在由CNR信號所表示的C/N小于設(shè)置的閾值的情況下按照實施例1的相同方式設(shè)置a3(n)＝0。然后用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。另外，在由CNR信號所表示的C/N不小于設(shè)置的閾值的情況下，執(zhí)行系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，在低C/N時不會造成不良影響，從而可以補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
在此，在本實施例中，僅僅消除如方程(1-1)和(1-8)所示的作為非線性失真的主要的第三階失真。通過按照與實施例1相同的方式使用方程(1-11)，可以補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。這種情況的系數(shù)更新方程是通過對如下各階應(yīng)用方程(1-12)而實現(xiàn)的xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
在圖22中示出補償不低于第二階失真并且不高于第K階失真的高階非線性失真的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器361的結(jié)構(gòu)。在此，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161與圖9中所示的實施例1的情況相同。圖22的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器361是通過用延遲元件321代替在圖10中所示的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器162中的每一階的延遲元件129而獲得的。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器361的操作與實施例1相同，只是當(dāng)輸入建立相位同步的信號x(n)時，每一階的延遲元件321把該信號延遲(M+N)個符號。另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161按照與實施例1相同的方式輸出方程(1-11)中所示的y(n)。根據(jù)上述操作，可以補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103?？紤]到這種情況，在用較高精度補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真的情況下，可以補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。這種情況中，每一階的延遲元件321被延遲元件332所代替，并且提供一個復(fù)數(shù)第K次冪計算器163和復(fù)數(shù)平方計算器164，另外在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器361中的每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器的后級提供根升余弦濾波器103。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303?？紤]到這種情況，在用較高精度補償?shù)脭?shù)信號中的非線性失真情況中，可以按照相同的方式補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。這種情況中，每一階的延遲元件321被延遲元件129所代替，并且提供復(fù)數(shù)第K次冪計算器163和復(fù)數(shù)平方計算器164，另外在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器361中的第一階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器的后級提供用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303。考慮到這種情況，在用較高粗度補償中的非線性失真的情況下，可以按照相同的方式補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。這種情況中，取消第一階的延遲元件321，在復(fù)數(shù)第K次冪計算器163和復(fù)數(shù)平方計算器164以及在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器361中的每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器的后級提供根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303。
在此，盡管在上述例子中示出為每一階提供一個延遲元件的情況，但是可以使用一個結(jié)構(gòu)，其中一個延遲元件被共享，并且輸出信號被發(fā)布到復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164以及每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器。
另外，在上述例子中，示出一種情況，其中分別提供復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164和每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器。但是，可以通過例如把I和Q軸分量的次冪順序輸出到較高階的下一個電路而實現(xiàn)電路的共享。另外，可以使用其它共享方法。
實施例4下面，參照附圖描述本發(fā)明的實施例4中的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器。圖23為示出在本實施例中用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器400的結(jié)構(gòu)的方框圖。形成用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器400包括一個準(zhǔn)同步檢測器108和非線性失真均衡器401。通過改變在實施例3中的非線性失真均衡器301的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302和用于線性失真均衡的系數(shù)估計器304的結(jié)構(gòu)而獲得非線性失真均衡器401，其特征在于非線性失真均衡器301前級的載波恢復(fù)電路111被提供在非線性失真均衡器401中的用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的后級。準(zhǔn)同步檢測器108與圖15中所示的相同，并且在非線性失真均衡器401中的每個其它模塊與圖15中的非線性失真均衡器301的每個模塊相同。
按照與實施例1相同的方式，準(zhǔn)同步檢測器108檢測由未示出的天線所接收的調(diào)制信號的準(zhǔn)I軸和Q軸數(shù)據(jù)，從而把所檢測的輸出x(n)給予非線性失真均衡器401。
在此描述非線性失真均衡器401的操作。通過使用在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402中產(chǎn)生的用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102按照與實施例1相同的方式消除包含在非線性信號x(n)中的第三階失真。然后，根升余弦濾波器103僅僅允許在奈奎斯特帶寬中的信號通過，并且輸出該帶寬限制信號v(n)。按照與實施例3相同的方式，用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303使用在用于線性失真均衡的系數(shù)估計器403中產(chǎn)生的每個抽頭參數(shù)CkLEQ(n)，從而輸出消除信號v(n)中的線性失真之后的信號w(n)。
載波恢復(fù)電路111消除w(n)中的相位誤差e-jP(n)，并且把建立相位同步的信號s(n)輸出到誤差估計器104。誤差估計器104計算信號s(n)與最接近的映射點d(n)之間的誤差，并且把該映射點d(n)輸出到未示出的誤差校正部分，作為一個解調(diào)信號。在此，在誤著校正部分執(zhí)行軟判定解碼的情況下，非線性失真均衡器401把誤差估計器104的輸入s(n)輸出到該誤著校正部分作為一個解調(diào)信號。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402使用該誤差信號e(n)、在載波恢復(fù)電路111中產(chǎn)生的相位旋轉(zhuǎn)信號ejP(n)以及x(n)，以根據(jù)LMS算法更新系數(shù)a3(n)。另外，用于線性失真均衡的系數(shù)估計器403使用該誤差信號e(n)、信號ejP(n)以及信號v(n)，從而根據(jù)LMS算法更新CkLEQ(n)。
用于線性失真均衡的系數(shù)估計器403的結(jié)構(gòu)在圖24中示出。用于線性失真均衡的系數(shù)估計器403的特征在于在實施例3的用于線性失真均衡的系數(shù)估計器304中提供一個相位旋轉(zhuǎn)糾正器211。在用于線性失真均衡的系數(shù)估計器403中的每個其它模塊與圖17的用于線性失真均衡的系數(shù)估計器304中的每個模塊相同。在此，在用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303以及用于線性失真均衡的系數(shù)估計器403中分別提供的總數(shù)為(N+L)個延遲元件可以共享。
當(dāng)在圖24中輸入頻帶限制信號v(n)，時用于線性失真均衡的系數(shù)估計器403按照與實施例3相同的方式使用(N+L)個延遲元件，從而一次把信號v(n)移動一個符號。另一方面，當(dāng)輸入相位旋轉(zhuǎn)信號ejP(n)時，相位旋轉(zhuǎn)校正器211糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，從而把e(n)e-jP(n)輸出到(N+L+1)個LMS電路130。
LMS電路130使用LMS算法對于v(n-k)和e(n)e-jP(n)的輸入產(chǎn)生每個抽頭參數(shù)CkLEQ(n)，其它輸出到用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303。在此，當(dāng)步長參數(shù)為λ時，該系數(shù)CkLEQ(n)在如下方程中表示CkLEQ(n+1)＝CkLEQ(n)+λe(n)v(n)*e-jP(n)…方程(4-1)。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402的結(jié)構(gòu)在圖25中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402的特征在于在實施例3中在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器302中提供一個相位旋轉(zhuǎn)校正器211。在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402中的每個其它模塊與圖18中所示的每個模塊相同。
當(dāng)所檢測的輸出x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402時，延遲元件321和復(fù)數(shù)立方計算器121按照與實施例3相同的方式把該信號x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n-M-N)｜x(n-M-N)，并且把轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)輸出到LMS電路130作為x3(n-M-N)。另一方面，當(dāng)輸輸入誤差信號e(n)和相位旋轉(zhuǎn)信號ejP(n)時，相位旋轉(zhuǎn)校正器211糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，并且把e(n)e-jP(n)輸出到LMS電路130。LMS電路130對｜x2(n-M-N)｜x(n-M-N)和e(n)e-jP(n)的輸入執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402的系數(shù)更新算法在方程(2-1)中表示。而系數(shù)a3(n)在如下方程中表示a3(n)＝a3(n-1)+ue(n-M-N)[｜x2(n-M-N)｜x(n-M-N)]*e-jP(n-M-N)…方程(4-2)。
從通過把信號x(n)延遲(M+N)個符號而獲得的信號s(n)產(chǎn)生誤差信號e(n)。因此，通過設(shè)置[｜x2(n-M-N)｜x(n-M-N)]*＝[x3(n-M-N)]*而在方程(4-2)中執(zhí)行延遲調(diào)節(jié)。
通過考慮到該(M+N)個符號的延遲，誤差信號和相位旋轉(zhuǎn)糾正量分別由e(n-M-N)和e-jP(n-M-N)所表示。另外，與在方程(4-2)中的誤差信號e(n)、信號x(n)和相位旋轉(zhuǎn)信號e-jP(n)相比，系數(shù)a3(n)被延遲一個符號。但是，由于LMS算法在系數(shù)更新的收斂速度上相對較慢，因此該延遲實際上不造成障礙。
根據(jù)上述操作，在建立相位同步的載波恢復(fù)電路111存在于用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102和誤差估計器104之間的情況中，通過糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，補償線性失真，并且可以補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
在此，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過在本實施例的非線性失真均衡器中的根升余弦濾波器103。通過考慮到這種情況，可以用較高的精度補償復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
圖26中示出在考慮到信號通過根升余弦濾波器103的情況的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器411的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器411的特征在于用延遲元件332代替延遲元件321，并且在圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402中的復(fù)數(shù)立方計算器121的后級提供一個根升余弦濾波器103。該后級的LMS電路130以及產(chǎn)生到LMS電路130的另一個輸入的相位旋轉(zhuǎn)校正器211與圖25中所示的相同。
在圖26中，當(dāng)所檢測輸出x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器411時，延遲元件322產(chǎn)生N個符號的延遲。復(fù)數(shù)立方計算器121把該輸入信號｜x2(n-N)｜x(n-N)轉(zhuǎn)換并輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果x3(n-N)。然后，根升余弦濾波器103對該轉(zhuǎn)換結(jié)果執(zhí)行頻帶限制，并且把∑CkFIL｜x2(n-N-k)｜x(n-N-k)輸出到LMS電路130。在此，CkFIL是根升余弦濾波器103的每個系數(shù)。
由于根升余弦濾波器103的延遲量為M個符號，因此通過使用延遲元件332把在根升余弦濾波器103的輸出的延遲量總共設(shè)置為(M+N)個符號。另一方面，當(dāng)輸入相位旋轉(zhuǎn)信號ejP(n)和誤差信號e(n)時，相位旋轉(zhuǎn)校正器211按照與圖25的情況相同方式糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，并且把e(n)e-jP(n)輸出到LMS電路130。通過使用這兩個信號，LMS電路130更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，其被輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102。這種情況中，該系數(shù)a3(n)由如下方程所表示a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[∑CkFIL｜x3(n-k)]*e-jP(n)…方程(4-3)根據(jù)這些操作，能夠以較高精度補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303?？紤]到這種情況，能夠以較高的精度補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
圖27中示出在考慮到該信號通過用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的情況下用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器421的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器421的特征在于延遲元件321被延遲元件129所代替，并且用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303被提供在圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402中的復(fù)數(shù)立方計算器121的后級。該后級的LMS電路130和產(chǎn)生LMS電路130的另一個輸入的相位旋轉(zhuǎn)校正器211與圖25中所示的相同。
在圖27中，當(dāng)把所檢測輸出x(n)輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器421時，延遲元件129把該信號x(n)延遲M個符號。復(fù)數(shù)立方計算器121把該輸入信號轉(zhuǎn)換為｜x2(n-M)｜x(n-M)，并且輸出該轉(zhuǎn)換結(jié)果為立方值x3(n-M)。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303對該轉(zhuǎn)換結(jié)果進行變換，并且把∑CkLEQ(n)｜x2(n-M-k)｜x(n-M-k)輸出到LMS電路130。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的延遲量為N個符號。因此，通過用延遲元件129代替延遲元件321，在用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的輸出的延遲量總共被設(shè)置為(M+N)個符號。
另一方面，當(dāng)輸入相位旋轉(zhuǎn)信號ejP(n)和誤差信號e(n)時，相位旋轉(zhuǎn)校正器211糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的該相位旋轉(zhuǎn)，并且把e(n)e-jP(n)輸出到LMS電路130。LMS電路130使用這兩個信號來根據(jù)LMS算法更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)。這種情況的系數(shù)a3(n)在如下方程中表示a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[∑CkLEQ(n)x3(n-k)]*e-jP(n)…方程(4-4)根據(jù)這種操作，能夠以較高的精度補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303。考慮到這種情況，能夠以較高的精度補償復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
在圖28中示出在考慮到信號通過根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的情況下用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器431的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器431的特征在于取消延遲元件321，并且在圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402中的復(fù)數(shù)立方計算器121的后級提供根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303。該后級的LMS電路130和產(chǎn)生LMS電路130的另一個輸入的相位旋轉(zhuǎn)校正器211與圖25中所示的相同。
在此描述這種結(jié)構(gòu)的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器431的操作。當(dāng)所檢測的輸出x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器431時，復(fù)數(shù)立方計算器121把該信號x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n)｜x(n)并輸出立方值x3(n)作為轉(zhuǎn)換結(jié)果。根升余弦濾波器103對該轉(zhuǎn)換結(jié)果執(zhí)行頻帶限制，并且把z(n)＝∑CkFIL｜x2(n-k)｜x(n-k)輸出到用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303對該輸出進行變換，并且把∑CiLEQ(n)z(n-i)輸出到LMS電路130。在此，根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的延遲量分別為M和N個符號。因此，延遲元件321被消除，并且在用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303的輸出中的延遲量總共被設(shè)置為(M+N)個符號。
另一方面，當(dāng)輸入相位旋轉(zhuǎn)信號ejP(n)和誤差信號e(n)時，相位旋轉(zhuǎn)校正器211糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的該相位旋轉(zhuǎn)，從而把e(n)e-jP(n)輸出到LMS電路130。LMS電路130使用這兩個信號根據(jù)LMS算法更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，其被輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102。在這種情況中，系數(shù)a3(n)在如下方程中表示a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[∑CkLEQ(n)z(n-i)]*e-jP(n)…方程(4-5)z(n)＝∑CkFILx3(n-k)…方程(4-6)根據(jù)這種操作，能夠以較高的精度補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真。
另外，圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402、圖26的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器411、圖27的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器421以及圖28的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器431可以被設(shè)置為在相位同步建立之后開始系數(shù)更新。在載波恢復(fù)電路111中的低通濾波器113按照與實施例1相同的方式監(jiān)控在圖23中的濾波器輸出，并且當(dāng)在該輸出穩(wěn)定的情況下建立相位同步時，把鎖定信號設(shè)置為“H”。
圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402、圖26的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器411、圖27的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器421以及圖28的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器431按照實施例1的相同方式在鎖定信號為“L”的情況下設(shè)置a3(n)＝0。然后用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。在鎖定信號為“H”的情況下，開始系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真能夠被補償，而沒有對載波恢復(fù)電路111的操作造成不良影響。
另外，圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402、圖26的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器411、圖27的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器421以及圖28的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器431可以被設(shè)置為在線性失真均衡收斂之后開始系數(shù)更新。按照與實施例3相同的方式，在系數(shù)穩(wěn)定的情況下該線性失真均衡收斂，并且如圖23中所示，該收斂信號被設(shè)置為“H”。如圖23中所示，該收斂信號被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402。
在收斂信號為“L”，并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)的情況下，圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402按照與實施例3相同的方式設(shè)置a3(n)＝0。在收斂信號為“H”的情況下，步長參數(shù)控制器133把預(yù)定數(shù)值代替步長參數(shù)u，從而開始系數(shù)更新。圖26的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器411、圖27的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器421以及圖28的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器431按照與上文所述相同的方式執(zhí)行操作。根據(jù)這種操作，可以補償復(fù)數(shù)信號中的非線性失真，而不會對線性失真均衡的收斂操作產(chǎn)生不良影響。
另外，圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402、圖26的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器411、圖27的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器421以及圖28的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器431可以被設(shè)置為僅僅在高C/N時執(zhí)行系數(shù)更新。
按照與實施例1相同的方式，在圖23的非線性失真均衡器401中提供一個C/N估計器116，使得該C/N估計器116計算和平均該C/N，并且把結(jié)果輸出，作為CNR信號。圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器402、圖26的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器411、圖27的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器421以及圖28的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器431在由CNR信號所示的C/N小于該設(shè)置閾值的情況下設(shè)置a3(n)＝0。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。在由CNR信號所示的C/N為該設(shè)置閾值或更大的情況下，執(zhí)行系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，當(dāng)C/N為低時，可以補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真而沒有負(fù)面影響。
在此，盡管在本實施例中僅僅把在非線性失真中顯著的第三階失真消除，如方程(1-1)和(2-1)所示。但是，可以按照實施例1相同的方式通過使用方程(1-11)補償?shù)诙A或更高階的任何高階的非線性失真。作為用于在這種情況下的系數(shù)更新方程，對于各個階次形成方程(2-4)。另外，xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
在圖29中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器441的結(jié)構(gòu)，其補償至少第二階失真并且不大于第K階失真的高階非線性失真。在此，在該圖中用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161與圖9中所示實施例1的情況相同。如圖29中所示，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器441的特征在于用延遲元件321代替圖14的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器231中的每一階的延遲元件129。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器441的操作與實施例2中的相同，只是當(dāng)輸入所檢測輸出x(n)時，每一階的延遲元件321實現(xiàn)(M+N)個符號的延遲。另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161具有與實施例1中所述相同的結(jié)構(gòu)，并且輸出如方程(1-11)中所示的y(n)。根據(jù)這種操作，可以補償?shù)诙A失真或更高級的任意高階非線性失真。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103。考慮到這種情況，還可以按照以較高精度補償在復(fù)數(shù)信號中的非線性失真的情況相同的方式補償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。這種情況中，每一階的延遲元件321被延遲元件332所代替，并且根升余弦濾波器103被提供到復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164和在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器441中的每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器的后級。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303?？紤]到這種情況，還可以按照以較高精度補償復(fù)數(shù)信號中的非線性失真情況中的相同方式補償?shù)诙A或更高階的非線性失真。在這種情況中，每一階的延遲元件321被延遲元件129所代替，并且用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303被提供到復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器441中的每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303。考慮到這種情況，還可以按照以較高精度補償復(fù)數(shù)信號中的非線性失真情況中的相同方式補償?shù)诙A或更高階的高階非線性失真。在這種情況中，每一階的延遲元件321被取消，并且把根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器303提供到163、復(fù)數(shù)平方計算器164以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器441中的每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器。
在此，在上述例子中，示出一種情況，其中為每一階提供一個延遲元件。但是，一個延遲元件可以被共享，從而把輸出信號發(fā)布到復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164以及每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器。
另外，在上述例子中，示出一種情況，其中分別提供復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164和每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器。但是，例如可以通過把I和Q軸分量的次冪順序輸出到較高階的下一個電路而實現(xiàn)電路的共享。另外，可以使用其它共享方法。
實施例5下面，將參照附圖描述用于本發(fā)明的實施例5中的數(shù)據(jù)接收器的前端處理器。圖30為示出在本實施例中用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器500的結(jié)構(gòu)的方框圖。形成用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器500包括一個準(zhǔn)同步檢測器108和非線性失真均衡器501。該非線性失真均衡器501具有用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102、FFT電路502、同步檢測解調(diào)器503、誤差估計器104以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506。同步檢測解調(diào)器503由一個信道特性估計器(CHCHARACT EST)504以及一個復(fù)數(shù)除法器505所形成。
準(zhǔn)同步檢測器108按照與實施例1相同的方式檢測I軸和Q軸數(shù)據(jù)，以便于當(dāng)由天線接收執(zhí)行同步載波調(diào)制的OFDM調(diào)制信號時產(chǎn)生所檢測的輸出x(n)。
非線性失真均衡器501的操作在下文中描述。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102使用在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506中產(chǎn)生的用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，以便于消除包含在信號x(n)中的第三階失真。FFT電路502執(zhí)行FFT變換以便于把頻率軸上的信號f(n)輸出到同步檢測解調(diào)器503。如圖30中所示，F(xiàn)FT電路502執(zhí)行L點的FFT變換，其中處理延遲量為2L個樣本。在此，在上述實施例1至4中，在由n表示的時間上的每個點被稱為一個符號。為了從收集IFFT變換的L個點的OFDM符號中識別時間上的每個點，在時間上的每個點在本實施例和下文中被稱為一個樣本。
在同步檢測解調(diào)器503中，信道特性估計器504通過使用包含在信號f(n)中的導(dǎo)頻信號等等計算發(fā)送路徑特征H(k)。復(fù)數(shù)除法器505執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，用信號f(n)除以發(fā)送路徑特征H(k)，從而執(zhí)行同步解調(diào)，以便于把信號q(n)輸出到誤差估計器104。誤差估計器104計算信號q(n)與最接近的映射點d(n)之間的誤差，并且把d(n)輸出到未示出的誤差糾正部分，作為一個解調(diào)信號。在此，在該誤差糾正部分執(zhí)行軟判定解碼(soft decision decoding)時，該非線性失真均衡器501輸出該誤差估計器104的輸入q(n)作為一個解調(diào)信號。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506使用該誤差信號e(n)以及信號x(n)，從而根據(jù)LMS算法更新系數(shù)a3(n)。
在圖31中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506具有一個復(fù)數(shù)立方計算器121、FFT電路502和LMS電路130。
當(dāng)受到準(zhǔn)同步檢測的信號x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506時，復(fù)數(shù)立方計算器121把該信號x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n)｜x(n)，并且輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果作為立方值x3(n)。FFT電路502執(zhí)行該立方值x3(n)的FFT變換，并且把該信號，即在頻率軸上的轉(zhuǎn)換值X3g(k)，輸出到LMS電路130。該LMS電路130按照與實施例1中相同的方式使用轉(zhuǎn)換值X3g(k)和誤差信號e(n)作為輸入而執(zhí)行系數(shù)更新。從而把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102。
在此，當(dāng)假設(shè)圖30的同步檢測解調(diào)器503和誤差估計器104沒有延遲時，在從信號y(n)計算誤差信號e(n)時的延遲量變?yōu)镕FT電路502的2L個樣本。在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506中的延遲量與FFT電路502的2L個樣本相匹配，并且處理延遲變?yōu)橄嗟取８鶕?jù)上述操作，可以補償已經(jīng)受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。
現(xiàn)在描述根據(jù)本實施例的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506的系數(shù)更新算法。從圖30中，誤差信號e(n)被表示為如下e(n)＝d(n)-q(n)…方程(5-1)其中，q(n)＝f(n)/H(k)…方程(5-2)f(n)＝FFT(y(n))…方程(5-3)。
這些方程(5-2)和(5-3)被代入方程(5-1)，從而獲得如下方程e(n)＝d(n)-FFT(y(n))/H(k)…方程(5-4)在此，F(xiàn)FT(y(n))表示y(n)的FFT變換。方程(1-1)被代入方程(5-4)，從而獲得如下方程e(n)＝d(n)-FFT(x(n)+a3(n)x3(n))/H(k)…方程(5-5)由于LMS算法的系數(shù)更新收斂速度相對較慢，因此系數(shù)a3(n)被認(rèn)為是一個常量，從而獲得如下方程e(n)＝d(n)-FFT(x(n))/H(k)+a3(n)·FFT(x3(n))/H(k)…方程(5-6)在此，方程(5-6)被代入(5-1)，并且執(zhí)行偏微分，從而獲得如下方程dJ(a3)/da3(n)＝2[e(n)·de(n)/da3(n)]＝-2e(n)[FFT(x3(n))/H(k)]*…方程(5-7)在此，u＝2α并且方程(5-7)被代入方程(1-6)，從而獲得如下方程a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[FFT(x3(n))/H(k)]*…方程(5-8)而系數(shù)a3(n)被在圖31中的如下方程中表示a3(n)＝a3(n-1)+ue(n)[FFT(｜x2(n)｜x(n))/H(k)]*…方程(5-9)在方程(5-9)中，盡管與e(n)、x(n)和H(k)相比，a3(n)被延遲一個符號，LMS算法在系數(shù)更新的收斂速度上相對較慢，因此該延遲實際上不造成障礙。
在此，在如下方程中，對于函數(shù)F(xi)的參數(shù)i從i＝A到i-B的函數(shù)F(xi)的累加值∑F(xi)被表示為“∑i＝AtoBF(xi)”，在指數(shù)函數(shù)中圓周率π被表示為“pie”。
在此，在接收頻帶中，傳輸路徑特征被認(rèn)為接近于常數(shù)，也就是說，H(k)＝1，方程(5-8)在如下方程中表示a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[FFT(x3(n))]*…方程(5-10)上述結(jié)構(gòu)和非線性失真均衡器的操作是基于方程(5-10)的。
當(dāng)FFT電路502在滿足方程(5-11)的時間n＝T開始工作并且在該時間段中x3(n)的FFT變換結(jié)果被表示為x3g(k)時，該變換值x3g(k)在方程(5-12)中表示。
T+gL≤n≤T+(g+1)L-1(g＝0，1，...)…方程(5-11)X3g(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)x3(j)WLk(j-T-gL)，WL＝e-2pie/L(k＝0，1，…，L-1)…方程(5-12)當(dāng)FFT(x3(n))被表示為x3g(k)并且k＝n-T-gL被分別代入方程(5-8)和(5-10)時，獲得方程(5-13)和(5-14)。
a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[X3g(n-T-gL)]*…方程(5-13)a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[X3g(n-T-gL)/H(n-T-gL)]*…方程(5-14)在此描述FFT電路502的操作。作為一個例子，考慮FFT的點數(shù)L＝4的情況。為了簡化，把T＝0和g＝0分別代入方程(5-11)和(5-12)，從而獲得方程(5-15)和(5-16)0≤n≤3…方程(5-15)X30(k)＝∑j＝0to3x3(j)W4kj，W4＝e-j2pie/4…方程(5-16)
在圖32中示出實現(xiàn)方程(5-16)的蝴蝶運算電路(BUTT OPECIR)521。圖32的蝴蝶運算電路521具有8個復(fù)數(shù)加法器(COMPADD)522和5個旋轉(zhuǎn)算子(ROT OP)523。
圖33中示出FFT電路的結(jié)構(gòu)。該FFT電路502具有S/P(串并)轉(zhuǎn)換器531、蝴蝶運算電路521和P/S(并串)轉(zhuǎn)換器532。圖34中示出FFT電路502的操作情況。圖34的水平軸為時間n。S/P轉(zhuǎn)換器531對每4個樣本執(zhí)行一個S/P轉(zhuǎn)換，從而輸出并行數(shù)據(jù)。蝴蝶運算電路521執(zhí)行上述并行電路的蝴蝶運算。P/S轉(zhuǎn)換器532重新排列該蝴蝶運算結(jié)果，并且執(zhí)行P/S轉(zhuǎn)換，從而輸出FFT轉(zhuǎn)換的結(jié)果。在圖34的例子中，處理延遲為8個(＝2L)樣本。在此，圖34示出立方值x3(n)的FFT轉(zhuǎn)換，以及按照相同的方式示出y(n)的FFT轉(zhuǎn)換。
在非線性失真均衡器501中的FFT電路502的輸出f(n)通過同步檢測解調(diào)器503?？紤]到這種情況，根據(jù)方程(5-8)能夠以較高的精度補償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。
在圖35中示出在這種情況中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541是通過在圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506中LMS電路130的前級提供復(fù)數(shù)除法器505而獲得的。通過使用復(fù)數(shù)除法器505執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，把FFT電路502的轉(zhuǎn)換值X3g(k)除以傳輸路徑特性H(k)，并且把X3g(k)/H(k)輸出到LMS電路130。除了上文所述之外，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541的操作與圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506的操作相同。
根據(jù)上述操作，可以根據(jù)方程(5-8)用較高的精度補償已經(jīng)受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。另外，例如每兩個點中的一個點可以用作為一個代表值，而剩余的一個點被作為一個代表值插入在圖33的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506中的FFT電路502的輸出中。作為一個例子，考慮一種情況，其中FFT的點數(shù)為4個。在方程(5-16)中，k＝0，2被用作為一個代表值，而P/S轉(zhuǎn)換器532對于剩余的k＝1，3執(zhí)行插值，如下述方程中所示
X30(1)＝X30(0)，X30(3)＝X30(2)…方程(5-17)在這種情況中，圖32的蝴蝶運算電路521可以僅僅使用由虛線所包圍的部分來實現(xiàn)，并且電路規(guī)?？梢员辉O(shè)置為大約1/2。另外，例如從圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506以及圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541中的FFT電路502的輸入中每兩個點中的一個點被使用，從而執(zhí)行1/2點數(shù)的FFT變化，其結(jié)果被用作為一個代表值。然后，剩余的一個點可以被作為一個代表值而插入。作為一個例子，考慮一種情況，其中為了減化代入T＝0以及g＝0，F(xiàn)FT的點數(shù)L＝4。當(dāng)使用n＝0，2執(zhí)行兩個點的FFT變換，獲得如下方程X30(2(p-1))’＝∑s＝1to2X3(2(s-1))W2(p-1)(s-1)，W2＝e-j2pie/2(p＝1，2)…方程(5-18)在方程(5-18)中，當(dāng)k＝0，2時獲得的數(shù)值假設(shè)為在根據(jù)如下方程對乘余的k＝1，3執(zhí)行差值時的代表值。
X30(1)’＝X30(0)’，X30(3)’＝X30(2)’…方程(5-19)在圖36中示出執(zhí)行方程(5-18)和(5-19)的蝴蝶運算電路551的結(jié)構(gòu)。蝴蝶運算電路551具有兩個輔助加法器522和一個旋轉(zhuǎn)算子523。這種情況中，圖36的蝴蝶運算電路551的電路規(guī)模可以制成大約為圖32的蝴蝶運算電路521的1/4。
在這種情況中的FFT電路561的結(jié)構(gòu)在圖37中示出。FFT電路561具有S/P轉(zhuǎn)換器562、蝴蝶運算電路551和P/S轉(zhuǎn)換器563。FFT電路561的操作情況在圖38中示出。水平軸表示時間n。S/P轉(zhuǎn)換器562對每4個樣本執(zhí)行S/P轉(zhuǎn)換，以從4個樣本中輸出第一和第三個數(shù)據(jù)塊。蝴蝶運算電路551執(zhí)行并行數(shù)據(jù)的蝴蝶運算。P/S轉(zhuǎn)換器563執(zhí)行蝴蝶運算結(jié)果的P/S轉(zhuǎn)換，并且執(zhí)行方程(5-19)中的插值處理，從而輸出FFT轉(zhuǎn)換的結(jié)果。圖38的例子中，處理延遲為8個(＝2L)樣本。
另外，可以取消在圖31中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506中的FFT電路502，從而對圖30中的非線性失真均衡器501的FFT電路502進行時分復(fù)用。
在這種情況中，用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的結(jié)構(gòu)在圖39中示出。非線性失真均衡器571被FFT電路572和圖30中的非線性失真均衡器501的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573所代替。
另外，在圖40中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573是通過取消在圖31中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506的FFT電路502而獲得的。
現(xiàn)在描述非線性失真均衡器571的操作。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573的復(fù)數(shù)立方計算器121把信號x(n)轉(zhuǎn)換為立方值x3(n)并且把該轉(zhuǎn)換結(jié)果輸出到FFT電路572。FFT電路572對信號y(n)和立方值x3(n)執(zhí)行時分復(fù)用，從而分別執(zhí)行FFT變換，并且把信號f(n)輸出到同步檢測解調(diào)器503，以及把轉(zhuǎn)換的數(shù)值x3g(k)輸出到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573。該轉(zhuǎn)換的數(shù)值x3g(k)和誤差信號e(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573的LMS電路130，其按照實施例1的方式執(zhí)行系數(shù)更新。然后，該LMS電路130把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102。該操作的其它部分與圖30的非線性失真均衡器501相同。
圖41中示出FFT電路572的結(jié)構(gòu)。該FFT電路572具有S/P轉(zhuǎn)換器581、582、蝴蝶運算電路521、P/S轉(zhuǎn)換器583、584以及選擇器585。FFT電路572的操作情況在圖42至45中示出。水平軸表示時間n。作為一個例子，考慮FFT的點數(shù)L＝4的情況。如圖42和43中所示，S/P轉(zhuǎn)換器581和582對每4個樣本執(zhí)行S/P轉(zhuǎn)換，從而輸出并行數(shù)據(jù)。在此，與S/P轉(zhuǎn)換器581相比，S/P轉(zhuǎn)換器582把該輸出延遲(1/2)個OFDM符號，也就是說，延遲兩個符號。
如圖44中所示，選擇器585選擇被輸出到蝴蝶運算電路521的S/P轉(zhuǎn)換器581和582的輸出。蝴蝶運算電路521根據(jù)比圖34中所示情況快兩倍的時鐘，執(zhí)行并行數(shù)據(jù)的蝴蝶運算。如圖45中所示，P/S轉(zhuǎn)換器583和584分別重新排列蝴蝶運算結(jié)果f(n)和X3g(k)，并且執(zhí)行P/S轉(zhuǎn)換，從而把FFT轉(zhuǎn)換的結(jié)果輸出。在此，P/S轉(zhuǎn)換器在蝴蝶運算完成之后把輸出延遲(1/2)個OFDM符號，也就是說，延遲兩個符號。在圖42至45的例子中，處理延遲為8(＝2L)個樣本。根據(jù)上述運算，在一個FFT電路上執(zhí)行時分復(fù)用，從而可以用較小的電路規(guī)模補償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。
另外，在圖39中的非線性失真均衡器571中的FFT電路572的輸出f(n)通過同步檢測解調(diào)器503?？紤]到這種情況，根據(jù)方程(5-8)，可以用較高的精度補償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。
在圖46中示出在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591是通過把復(fù)數(shù)除法器505提供到圖40的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573中的LMS電路130的前級而獲得的。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591通過使用復(fù)數(shù)除法器505執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，用FFT電路572的轉(zhuǎn)換數(shù)值X3g(k)除以傳輸路徑特性H(k)。除此之外的其它操作部分與圖40的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573相同。根據(jù)上述操作，在一個FFT電路上執(zhí)行時分復(fù)用，從而可以使用根據(jù)方程(5-8)的較小電路規(guī)模以較高的精度補償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。
另外，通過把對在非線性失真均衡器501中的同步檢測解調(diào)器503產(chǎn)生的傳輸路徑特性H(k)執(zhí)行的時分復(fù)用應(yīng)用到FFT電路502，可以計算延遲概況h’(n)。
延遲概況示出與所需波形的電功率相關(guān)的延遲波形的電功率的延遲時間。通常，在OFDM中考慮到由于多路徑干擾所造成的延遲時間，從而傳輸符號的長度被延長設(shè)置的保護間隔(guard interval)。在接收器方，存在干擾的保護間隔的數(shù)據(jù)被忽略，并且把一個滑窗置于所接收信號上，從而切除其上的一部分，用作為有效符號。僅僅把FFT應(yīng)用到該有效符號上。通過使用這種延遲概況，可以精確地確定與所需波形的電功率相關(guān)的延遲波形的電功率的延遲時間。因此，確定用于防止來自相臨符號的干擾的有效符號中的時間位置。因此，可以顯著地增加消除延遲波形的影響的能力。
圖47中示出在用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器600的結(jié)構(gòu)。在圖47中，用圖30的非線性失真均衡器501中的FFT電路572代替非線性失真均衡器601。
非線性失真均衡器601的操作在下文描述。FFT電路572對信號y(n)和傳輸路徑特征H(x)執(zhí)行時分復(fù)用，從而分別執(zhí)行FFT轉(zhuǎn)換。然后，F(xiàn)FT電路572把信號f(n)輸出到同步檢測解調(diào)器503，從而輸出延遲概況h’(n)。該操作的其它部分與圖30的非線性失真均衡器501相同。
下面描述延遲概況的計算方法。作為一個例子，考慮一種情況，其中為了簡化代入T＝0的FFT的點數(shù)L＝4，以及g＝0。延遲概況h(n)在下列方程中給出作為H(k)的IFFT變換。
h(n)＝(1/4)∑k＝0to3H(k)W4-kn，W4＝e-j2pie/4(n＝0，1，2，3)…方程(5-20)而H(k)的FFT變換h’(n)在下列方程中給出h’(n)＝∑k＝0to3H(k)W4knW4＝e-j2pie/4(n＝0，1，2，3)…方程(5-21)在方程(5-20)中，n(n＝1，2，3)被4-n所代替而得出如下方程h’(4-n)＝∑k＝0to3H(k)W4k(4-n)＝∑k＝0to3H(k)W4-kn(W44)k＝∑k-0 to3H(k)W4-kn＝4h(n)…方程(5-22)在該方程中，n＝3，2，1被代入方程(5-22)，從而獲得如下方程h’(1)＝4h(3)，h’(2)＝4h(2)，h’(3)＝4h(1)…方程(5-23)另外，從方程(5-20)和方程(5-21)獲得如下方程h’(0)＝4h(0)…方程(5-24)圖48和49示出上述情況。如圖48中所示，當(dāng)對作為頻率軸信號的傳輸路徑特征H(k)執(zhí)行IFFT變換時，計算作為時間軸信號的延遲概況h(n)。如圖49中所示，當(dāng)作為頻率軸信號的傳輸路徑特征H(k)假設(shè)被進行FFT變換時，計算延遲概況h’(n)。當(dāng)在方程(5-23)和方程(5-24)中忽略4倍的系數(shù)時，該延遲概況h’(n)變?yōu)樽鳛樵诜秶鷑≥1內(nèi)的時間軸信號的延遲概況h(n)的逆序。盡管該延遲概況h’(n)與方程(5-20)的定義不同，當(dāng)識別上述關(guān)系時，它也可以用作為一個延遲概況，因此不會造成特別的障礙。根據(jù)上述操作，補償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真，并且可以計算延遲概況而不增加新的電路。
另外，對在圖30中的非線性失真均衡器501中的同步檢測解調(diào)器503產(chǎn)生的傳輸路徑特性H(k)執(zhí)行的時分復(fù)用被應(yīng)用到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506中的FFT電路，從而可以計算延遲概況h’(n)。
這種情況上用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器610的結(jié)構(gòu)在圖50中示出。在圖50中，非線性失真均衡器611被圖30的非線性失真均衡器501中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612所代替。
圖51中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612是通過用圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506中的FFT電路572代替FFT電路502而獲得的。FFT電路572對復(fù)數(shù)立方計算器121的轉(zhuǎn)換值x3(n)和傳輸路徑特性H(k)執(zhí)行時分復(fù)用，從而對它們分別執(zhí)行FFT變換。然后，F(xiàn)FT電路572把該轉(zhuǎn)換值x3g(n)輸出到LMS電路130，并且還輸出延遲概況h’(n)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612的操作除了上述部分之外與圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506中的相同。
另外，非線性失真均衡器611的操作除了上述部分之外與圖30的用于非線性失真均衡的非線性失真均衡器601的相同。根據(jù)上述操作，補償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真，并且可以計算延遲概況而不增加新電路。
另外，圖50的非線性失真均衡器611中的FFT電路502的輸出f(n)通過同步檢測解調(diào)器503。考慮到這種情況，根據(jù)方程(5-8)，能夠以較高的精度補償在受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。
圖52中示出在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621是通過在圖51的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612中的LMS電路130的前級提供一個復(fù)數(shù)除法器505而獲得的。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612通過使用復(fù)數(shù)除法器505執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，用FFT電路572的轉(zhuǎn)換值X3g(k)除以傳輸路徑特性H(k)，并且把X3g(k)/H(k)輸出到LMS電路130。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612除了上述之外與圖51的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612相同。
根據(jù)上述操作，根據(jù)方程(5-8)用較高的精度補償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真，并且可以計算延遲概況而不增加新電路。
另外，圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506、圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573、圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591、圖51的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612以及圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621給以僅僅對兩個OFDN符號中的一個OFDN符號執(zhí)行系數(shù)更新。
圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506具有一個系數(shù)估計控制器511。系數(shù)估計控制器511輸出一個系數(shù)更新控制信號(COEFEST CON)，其中對于每兩個OFDM符號，僅僅有一個OFDM符號變?yōu)椤癏”。復(fù)數(shù)立方計算器121、FFT電路502和LMS電路130分別在該系數(shù)更新控制信號為“L”的時間段中停止工作。
圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541、圖40的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573、圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591、圖51的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612和圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621按照相同的方式被提供有一個系數(shù)估計控制器511。在系數(shù)更新控制信號為“L”的時間段中，在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器中的每個電路停止工作。根據(jù)上述操作，盡管用于第三階失真均衡的系數(shù)的收斂時間段變得略長，但是用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的功耗被減小為大約1/2。
另外，在圖50的非線性失真均衡器611中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612可以僅僅對每兩個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行系數(shù)更新，從而計算在OFDM符號不被系數(shù)更新的時間段中的延遲概況h’(n)。
圖53示出這種情況下的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器631的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器631是通過用FFT電路502取代FFT電路572，并且通過把選擇器632提供到圖51的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612中的FFT電路502的前級而獲得。
系數(shù)估計控制器511輸出系數(shù)更新控制信號，其中對于每兩個OFDM符號僅僅有一個OFDM符號變?yōu)椤癏”。復(fù)數(shù)立方計算器121和LMS電路130在該系數(shù)更新控制信號為“L”的時間段中停止工作。另外，選擇器632在系數(shù)更新控制信號為“H”的時間段中選擇復(fù)數(shù)立方計算器121的立方值x3(n)，并且在該信號為“L”的時間段中選擇傳輸路徑特性H(k)，其被輸出到FFT電路502。FFT電路502對所選擇的信號執(zhí)行FFT變換，其被輸出到LMS電路130以及外部電路。FFT電路502對于每個OFDM符號交替輸出轉(zhuǎn)換的數(shù)值X3g(k)和延遲概況h’(n)。但是，LMS電路130在延遲概況h’(n)被輸出的OFDM符號的過程中停止工作。另外，僅僅輸出延遲概況h’(n)的OFDM符號允許到外部電路的輸出為有效。
根據(jù)上述操作，在受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真被補償，并且僅僅通過添加一個選擇器而不增加功耗即可計算延遲概況。
另外，在圖50的非線性失真均衡器611中的FFT電路502中的輸出f(n)通過同步檢測解調(diào)器503?？紤]到這種情況，可以根據(jù)方程(5-8)用較高的精度補償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。
在圖54中示出在這種情況下的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器641的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器641是通過在圖53的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器631的LMS電路130的前級提供一個復(fù)數(shù)除法器505而獲得的。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器641通過使用復(fù)數(shù)除法器505執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，把FFT電路502的轉(zhuǎn)換值X3g(k)除以傳輸路徑特性H(k)，并且把X3g(k)/H(k)輸出到LMS電路130。除了上文所述之外，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器641的操作與圖53的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器631的操作相同。
根據(jù)上述操作，可以根據(jù)方程(5-8)用較高的精度補償已經(jīng)受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真，并且僅僅通過添加一個選擇器而不增加功耗即可計算延遲概況。
另外，在圖39的非線性失真均衡器571中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573例如僅僅對每兩個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行系數(shù)更新。然后，在OFDM符號不受到系數(shù)更新的時間段中計算延遲概況h’(n)的情況中，可以把時分復(fù)用應(yīng)用到非線性失真均衡器571中的非線性失真均衡器571。
圖55示出這種情況下的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器650的結(jié)構(gòu)。在圖15中，非線性失真均衡器651是通過把一個選擇器632添加到圖39的非線性失真均衡器571而獲得的。
現(xiàn)在描述非線性失真均衡器655的操作。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573僅僅通過在系數(shù)估計控制器中產(chǎn)生的系數(shù)更新控制信號對每兩個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行操作。然后，復(fù)數(shù)立方計算器121把該信號x(n)轉(zhuǎn)換為立方值x3(n)并且把轉(zhuǎn)換結(jié)果輸出到選擇器632。選擇器632在系數(shù)更新控制信號為“H”的時間段中選擇立方值x3(n)，并且在該信號為“L”的時間段中選擇傳輸路徑特性H(k)，并且輸出到FFT電路572。
FFT電路572對信號y(n)和選擇器632的輸出進行時分復(fù)用，并且分別對它們執(zhí)行FFT變化。然后，F(xiàn)FT電路572把信號f(n)輸出到同步檢測解調(diào)器503，并且把選擇器632的FFT變換數(shù)值輸出到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573以及輸出到外部電路。FFT電路572每隔一個OFDM符號交替輸出轉(zhuǎn)換值X3g(k)和延遲概況h’(n)。但是，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573在延遲概況h’(n)被輸出的OFDM符號的過程中停止工作。另外，僅僅輸出延遲概況h’(n)的OFDM符號允許到外部電路的輸出為有效。其它部分的操作與圖39的非線性失真均衡器571的操作相同。
根據(jù)上述操作，通過采用時分復(fù)用，僅僅有一個FFT電路工作，并且可以利用較小的電路規(guī)模補償在受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。另外，僅僅通過添加一個選擇器而不增加功耗即可計算延遲概況。
另外，在圖55的非線性失真均衡器651中，F(xiàn)FT電路572的輸出f(n)通過同步檢測解調(diào)器503?？紤]到這種情況，可以根據(jù)方程(5-8)用較高的精度補償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。
在圖56中示出在這種情況下的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器660的結(jié)構(gòu)。非線性失真均衡器661是通過在圖55的非線性失真均衡器651中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591代替用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573而獲得的。非線性失真均衡器661通過使用用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591的復(fù)數(shù)除法器505執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，把FFT電路572的轉(zhuǎn)換值X3g(k)除以傳輸路徑特性H(k)。然后，復(fù)數(shù)除法器505把該除法結(jié)果X3g(k)/H(k)輸出到LMS電路130。除了上文所述之外，非線性失真均衡器661的操作與圖55的非線性失真均衡器651的操作相同。
根據(jù)上述操作，通過采用時分復(fù)用，僅僅一個FFT電路工作，并且可以根據(jù)方程(5-8)用較小的電路規(guī)模補償已經(jīng)受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。然后，僅僅通過添加一個選擇器而不增加功耗即可計算延遲概況。
另外，圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506、圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541、圖40的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573、圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591、圖51的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612、圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621、圖53的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器631、以及圖54的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器641可以僅僅在高C/N時執(zhí)行系數(shù)更新。
按照與實施例1中相同的方式，把一個C/N估計器提供到圖30的非線性失真均衡器501中、圖39的非線性失真均衡器571中、圖47的非線性失真均衡器601中、圖50的非線性失真均衡器611中、圖55的非線性失真均衡器651中、以及圖56的非線性失真均衡器661中。C/N估計器116計算和平均C/N，并且輸出其結(jié)果作為一個CNR信號。在由CNR信號所示的C/N小于設(shè)置閾值的情況下，用于非線性失真均衡的的系數(shù)估計器設(shè)置a3(n)＝0，并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102按照與實施例1相同方式輸出y(n)＝x(n)。在由CNR信號所示的C/N為設(shè)置的閾值或更大的情況下，執(zhí)行系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，可以補償在OFDM基帶信號中的非線性失真，而沒有在低C/N的時候造成負(fù)面影響。
在此，盡管在本實施例中，消除了如方程(1-1)中所示作為主要第三階失真的非線性失真，但是通過使用方程(1-11)可以消除第二階失真或更高階的任意高階非線性失真。在這種情況中，當(dāng)假設(shè)在各個階次中H(k)＝1時獲得作為如下方程的系數(shù)更新方程am(n+1)＝am(n)+ue(n)[FFT(xm(n))]*(m＞1)…方程(5-25)通過考慮到信號f(n)通過同步檢測解調(diào)器503，可以獲得下一個方程。
am(n+1)＝am(n)+ue(n)[FFT(xm(n))/H(k)]*(m＞1)…方程(5-26)在此，形成xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
圖57示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器671的結(jié)構(gòu)圖，其通過利用方程(5-25)補償在圖30的非線性失真均衡器501以及圖47的非線性失真均衡器601中的至少第二階失真并且不大于第K階失真的高階非線性失真。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器671具有復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164、對應(yīng)于階數(shù)的多個FFT電路502以及對應(yīng)于階數(shù)的多個LMS電路130。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161與圖9中所示的相同。
當(dāng)執(zhí)行準(zhǔn)同步檢測的信號x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器671時，復(fù)數(shù)第K次冪計算器163產(chǎn)生｜xK-1(n)｜x(n)，即xK(n)，而復(fù)數(shù)平方計算器164產(chǎn)生｜x(n)｜x(n)，即x2(n)。每一階的FFT電路502分別對第K次冪數(shù)值xK(n)以及x2(n)執(zhí)行FFT轉(zhuǎn)換，從而把在頻率軸上的轉(zhuǎn)換值XKg(k)和X2g(k)輸入到每一階的LMS電路130。每一階的LMS電路130使用該轉(zhuǎn)換值XKg(k)和X2g(k)以及誤差信號e(n)執(zhí)行系數(shù)更新。然后，LMS電路130把用于第K階失真均衡的系數(shù)aK(n)以及用于第二階失真均衡的系數(shù)a2(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161。
按照用于其它階的相同方式，第m次冪計算器產(chǎn)生｜xm-1(n)｜x(n)，作為第m次冪數(shù)值xm(n)。然后，LMS電路130使用復(fù)數(shù)第m次冪數(shù)值xm(n)以及誤差信號e(n)的輸出值，執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第m階失真均衡的系數(shù)am(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161。另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161具有與實施例1相同的結(jié)構(gòu)，并且輸出方程(1-11)中所示的y(n)。根據(jù)上述操作，可以補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。
另外，在圖30的非線性失真均衡器501中和圖47的非線性失真均衡器601中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506被圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541所代替的情況下，可以用相同的方式補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。這種情況中，與系數(shù)更新方程相同，方程(5-26)被用于各個階次。
圖58中示出在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器681的結(jié)構(gòu)。該電路是通過分別把復(fù)數(shù)除法器505添加到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器671中用于各個階次的LMS電路130的前級而獲得的。
另外，按照相同的方式，可以在圖39的非線性失真均衡器571和圖55的非線性失真均衡器651中補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。這種情況中，與系數(shù)更新方程相同，方程(5-25)被用于各個階次。
圖59中示出在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器691的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器691具有復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164和對應(yīng)于階數(shù)的多個LMS電路130。另外，在圖39或圖55中的FFT電路572被FFT電路692所代替，而用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161與圖9中所示的相同。
下面描述用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器691的操作。復(fù)數(shù)第K次冪計算器163和復(fù)數(shù)平方計算器164分別把第K次冪數(shù)值xK(n)和平方值x2(n)輸出到外部FFT電路692。FFT電路692對信號y(n)、第K次冪數(shù)值xK(n)和平方值x2(n)執(zhí)行時分復(fù)用，從而分別對它們執(zhí)行FFT變換。然后，F(xiàn)FT電路692把信號f(n)輸出到同步檢測解調(diào)器503，并且把轉(zhuǎn)換數(shù)值XKg(k)和X2g(k)分別輸出到每一階LMS電路130。每一階的LMS電路130使用該轉(zhuǎn)換數(shù)值XKg(k)和X2g(k)以及誤差信號e(n)，從而執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第K階失真均衡的系數(shù)aK(n)以及用于第二階失真均衡的系數(shù)a2(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161。另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161具有與實施例1中相同的結(jié)構(gòu)，并且輸出方程(1-11)中所示的信號y(n)。
圖60中示出FFT電路692的結(jié)構(gòu)。FFT電路692具有S/P轉(zhuǎn)換器701、702和703、蝴蝶運算電路521、P/S轉(zhuǎn)換器704、705和706以及選擇器707。
在圖61至65中示出FFT電路692的操作情況。水平軸表示時間n。例如，假設(shè)FFT的點數(shù)為L＝4的情況。如圖61和62中所示，S/P轉(zhuǎn)換器701、702和703通過對每4個樣本執(zhí)行S/P轉(zhuǎn)換而輸出并行數(shù)據(jù)。在此，S/P轉(zhuǎn)換器702和703把該輸出相對于S/P轉(zhuǎn)換器701分別延遲一個樣本和兩個樣本。如圖63中所示，選擇器707選擇被輸出到蝴蝶運算電路521的S/P轉(zhuǎn)換器701、702和703的輸出。
如圖63中所示，蝴蝶運算電路521根據(jù)比圖34中的時鐘快4倍的時鐘執(zhí)行并行數(shù)據(jù)的蝴蝶運算。如圖64中所示，P/S轉(zhuǎn)換器704、705和706分別重新排列該蝴蝶運算結(jié)果f(n)、X2g(k)和XKg(k)，從而執(zhí)行P/S轉(zhuǎn)換并且輸出FFT轉(zhuǎn)換的結(jié)果。在此，P/S轉(zhuǎn)換器705和706在完成蝴蝶運算之后分別把該輸出延遲兩個樣本和一個樣本。在圖61至64的例子中，處理延遲為8(＝2L)個樣本。
根據(jù)上述操作，對一個FFT電路執(zhí)行時分復(fù)用，從而可以使用較小的電路規(guī)模補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。在補償其它階的非線性失真的情況中，增加該階次m的復(fù)數(shù)第n次冪計算器以及LMS電路130，并且如果需要的話可以增加FFT電路792的復(fù)用程度。
另外，在圖39的非線性失真均衡器571中以及圖55的非線性失真均衡器651中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573被圖49的用于非線性失真均衡的非線性失真均衡器651所代替的情況中，可以用相同的方式補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。方程(5-26)被用于該各個階次中作為這種情況下的系數(shù)更新方程。
在圖65中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器711的結(jié)構(gòu)。該電路是通過把一個復(fù)數(shù)除法器505分別提供到在圖59的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器691每一階的LMS電路130的前級而獲得的。
另外，可以采用在圖50的非線性失真均衡器611中的相同方式補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。方程(5-25)在各個階次中被用作為這種情況下的系數(shù)更新方程。在圖66中示出在這種情況下用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器721的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器721具有復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164、FFT電路692以及對應(yīng)于階數(shù)的多個LMS電路130。另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161與圖9中所示的相同。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器721在下文中描述。復(fù)數(shù)第K次冪計算器163和復(fù)數(shù)平方計算器164分別把第K次冪數(shù)值xK(n)和平方值x2(n)輸出到FFT電路692。FFT電路692對該K次冪數(shù)值xK(n)、平方值x2(n)以及傳輸特性H(k)執(zhí)行時分復(fù)用，從而執(zhí)行各自的FFT變換，并且把變換數(shù)值XKg(k)和X2g(k)輸出到各個階次的LMS電路130，同時輸出延遲概況h’(n)。每一階的LMS電路130使用轉(zhuǎn)換的數(shù)值以及誤差信號e(n)來執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第K階失真均衡的系數(shù)aK(n)和用于第二階失真均衡的系數(shù)a2(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161。
另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161具有與實施例1中所述相同的結(jié)構(gòu)，并且輸出方程(1-11)中所示的信號y(n)。根據(jù)上述操作，可以補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真并且可以計算延遲概況，而不增加新電路。在補償其它階的非線性失真的情況中，添加第m階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器以及LMS電路130并且如果需要的話可以增加FFT電路692的復(fù)用程度。
另外，在圖50中的非線性失真均衡器611中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612被圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621所代替的情況下，可以按照相同的方式補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。在各個階次中使用方程(5-26)作為這種情況的系數(shù)更新方程。圖67中所示用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器731是通過分別把一個復(fù)數(shù)除法器505提供到圖66的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器721中的每一階的LMS電路130的前級而獲得的。
另外，在圖50中非線性失真均衡器611中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612被圖53的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器631所代替的情況下，可以按照相同的方式補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。方程(5-25)被用于各個階次中作為本情況的系數(shù)更新方程。
圖68中示出這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器741。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器741具有復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164、選擇器742、FFT電路502和對應(yīng)于階數(shù)的多個LMS電路130。另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器161與圖9中所示的相同。
現(xiàn)在描述用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器741的操作。系數(shù)估計控制器511輸出系數(shù)更新控制信號，例如在四個OFDM符號周期的每個部分中，該系數(shù)更新控制信號分別對于第一OFDM符號變?yōu)椤?”，對于第三OFDM符號變?yōu)椤?”，以及對于第二和第四OFDM符號變?yōu)椤?”。復(fù)數(shù)第K次冪計算器163和用于第K階失真均衡的LMS電路130僅僅在系數(shù)更新控制信號為“1”的時間段內(nèi)工作。然后，復(fù)數(shù)平方計算器164和用于第二階失真均衡的LMS電路130僅僅在該系數(shù)更新控制信號為“2”的時間段中工作。
在該系數(shù)更新控制信號為“1”的時間段中，選擇器742選擇復(fù)數(shù)第K次冪計算器163的輸出xK(n)，在“2”的時間段中選擇復(fù)數(shù)平方計算器164的輸出x2(n)，并且在“0”的時間段中選擇H(k)，然后輸出到FFT電路502。FFT電路502對所選擇的信號執(zhí)行FFT變換，并且把變換結(jié)果輸出到每一階的LMS電路130以及外部電路。在四個OFDM符號周期的每個部分中，F(xiàn)FT電路502輸出用于第一OFDM符號的變換值XKg(k)，輸出用于第三OFDM符號的變換值X2g(k)以及輸出用于第二和第四OFDM符號的延遲概況h’(n)。用于第K階失真均衡和用于第二階失真均衡的LMS電路130分別僅僅對第一和第三OFDM符號進行操作。另外，僅僅當(dāng)延遲概況h’(n)被輸出時，到外部電路的輸出才對第二和第四OFDM符號有效。
根據(jù)上述操作，僅僅通過補償?shù)诙A失真或更高階的失真高階非線性失真并且通過添加選擇器可以計算延遲概況而不增加功耗。在補償其它階的非線性失真的情況中，添加第m階的復(fù)數(shù)第n次冪計算器和LMS電路130，并且可以更新在系數(shù)估計控制器511中產(chǎn)生的系數(shù)更新控制信號，如果需要的話可以增加選擇器742的復(fù)用程度。
另外，在圖50的非線性失真均衡器611中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612被圖54的用于非線性失真均衡的非線性失真均衡器651所代替的情況中，可以用相同的方式補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。方程(5-26)被用于該各個階次中作為這種情況下的系數(shù)更新方程。在圖69中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器751的結(jié)構(gòu)。該電路是通過把一個復(fù)數(shù)除法器505分別提供到在圖68的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器741每一階的LMS電路130的前級而獲得的。
在此，在上述補償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真的每個例子中，示出一種情況，其中該結(jié)構(gòu)分別具有復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164以及每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器。但是，通過例如順序把I和Q軸分量的次冪順序輸出到下一個更高階的電路可以按照實施例1的相同方式實現(xiàn)電路的共享。另外，可以使用用于電路共享的其它方法。
實施例6下面參照附圖描述本發(fā)明的實施例6中用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器。圖70為示出用于本實施例中的數(shù)據(jù)接收器的前端處理器800的結(jié)構(gòu)的方框圖。用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器800包括準(zhǔn)同步檢測器808和非線性失真均衡器801。圖70的非線性失真均衡器801是通過在圖30的非線性失真均衡器501中把用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506替換為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541，并且把同步檢測解調(diào)器503替換為一個差分解調(diào)器802而獲得的。該差分解調(diào)器802具有單個符號延遲電路803和復(fù)數(shù)除法器505。
當(dāng)由未示出的天線接收受到差分載波調(diào)制的一個OFDM調(diào)制信號時，準(zhǔn)同步檢測器108按照與實施例1中相同的方式執(zhí)行I軸和Q軸數(shù)據(jù)的檢測，從而產(chǎn)生一個檢測的輸出x(n)。
在下文中描述非線性失真均衡器801的操作。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102使用在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541中產(chǎn)生的用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，并且消除包含在信號x(n)中的第三階失真，從而輸出信號y(n)。然后，F(xiàn)FT電路502執(zhí)行該信號y(n)的FFT變換，從而把頻率軸上的信號f(n)輸出到差分解調(diào)器802。
如圖70中所示執(zhí)行用于L點的FFT變換，從而該處理延遲變?yōu)?L個樣本。在差分解調(diào)器802中，該單個符號延遲電路803把f(n)延遲一個OFDM符號，從而輸出f(n-L)，并且復(fù)數(shù)除法器505執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，把f(n)除以f(n-L)，從而執(zhí)行差分解調(diào)。然后，差分解調(diào)器802把解調(diào)信號q(n)輸出到誤差估計器104。誤差估計器104計算信號q(n)與最接近的映射點d(n)之間的誤差，并且把該映射點d(n)輸出到糾錯部分，作為一個解調(diào)信號。在此，在該糾錯部分執(zhí)行軟判定解碼的情況下，非線性失真均衡器801把誤差估計器104的輸入q(n)輸出到該糾錯部分作為一個解調(diào)信號。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541使用該誤差信號e(n)和信號x(n)以及信號f(n-L)從而根據(jù)LMS算法更新系數(shù)a3(n)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541的結(jié)構(gòu)與圖35中所示的相同，并且僅僅到達復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)被信號f(n-L)所代替。在此，當(dāng)假設(shè)差分解調(diào)器802和誤差估計器104沒有延遲時，在從信號y(n)計算誤差信號e(n)的過程中，延遲量變?yōu)镕FT電路502的2L個樣本。在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541中的延遲量還對應(yīng)于FFT電路502的2L個樣本，從而它們的延遲量變?yōu)橄嗟?。根?jù)上述操作，可以補償受到差分載波調(diào)制的OFDM頻帶信號中的非線性失真。
在下文中描述在本實施例中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541的系數(shù)更新算法。該誤差信號e(n)由來自圖70的方程(5-1)所表示。
q(n)＝f(n)/f(n-L)…方程(6-1)方程(6-1)和方程(5-3)被代入(5-1)從而獲得如下方程。
e(n)＝d(n)-FFT(y(n))/f(n-L)…方程(6-2)方程(1-1)被代入方程(6-2)，從而獲得如下方程。
e(n)＝d(n)-FFT(x(n)+a3(n)x3(n))/f(n-L)…方程(6-3)由于在LMS算法中系數(shù)更新的收斂速度相對較慢，因此系數(shù)a3(n)被認(rèn)為是長量，從而獲得如下方程。
e(n)＝d(n)-FFT(x(n))/f(n-L)+a3(n)·FFT(x3(n))/f(n-L)…方程(6-4)在此，方程(6-4)被代入方程(1-5)，并且可以執(zhí)行偏微分，從而獲得如下方程。
dJ(a3)/da3(n)＝2[e(n)·de(n)/da3(n)]＝-2e(n)[FFT(x3(n))/f(n-L)]*…方程(6-5)假設(shè)u＝2α，并且方程(6-5)被代入方程(1-6)，從而獲得如下方程。
a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[FFT(x3(n))/f(n-L)]*…方程(6-6)而，系數(shù)a3(n)由來自圖35的如下方程所表示。
a3(n)＝a3(n-1)+ue(n)[FFT(｜x2(n)｜x(n))/f(n-L)]*…方程(6-7)與方程(6-7)中誤差信號e(n)、信號x(n)和信號f(n-L)相比，系數(shù)a3(n)被延遲一個樣本。但是，由于在LMS算法中的系數(shù)更新相對較慢，因此該延遲實際上不造成障礙。
當(dāng)FFT電路502在時間n＝T處開始按照與實施例5相同的方式工作時，其中n的范圍在方程(5-11)中，在該時間段中信號y(n)和立方值X3(k)的FFT變換分別表示為變換值Yg(k)和X3g(k)，從而形成如下方程。
Yg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)y(j)WLk(j-T-gL)，WL＝e-j2pie/L(k＝0，1，…，L-1)…方程(6-8)在此，X3g(k)變?yōu)榕c方程(5-12)中的相同。
然后，f(n-L)由如下方程所表示。
f(n-L)＝FFT(y(n-L))…方程(6-9)當(dāng)f(n-L)和FFT(x3(n))被分別表示為Yg(k’)和X3g(k)，并且假設(shè)k’＝n’-T-gL(n’＝n-L)以及k＝n-T-gL，獲得如下方程。
a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[X3g(n-T-gL)/Yg-1(n’-T-(g-1)L)]*…方程(6-10)例如，在本實施例中，對于每兩個點中的一個點可以用作為來自圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541中FFT電路502的輸出的一個代表值，并且剩余的一個點可以按照與實施例5相同的方式被插值作為一個代表值。這種情況中，僅僅通過由虛線所包圍的一個部分就可以實現(xiàn)圖32的蝴蝶運算電路521，從而可以按照與實施例5相同的方式把電路規(guī)模減小到大約1/2。
另外，例如在圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541中FFT電路502的輸入中，對于每兩個點中的一個點可以被使用來執(zhí)行1/2點數(shù)的FFT變換，從而獲得一個代表值，并且剩余的一個點可以被插值作為一個代表值。這種情況中，按照與實施例5相同的方式，圖33的FFT電路502被用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541中的圖37的FFT電路561所代替。結(jié)果，圖32的蝴蝶運算電路521被圖36的蝴蝶運算電路551所代替，從而與圖32的蝴蝶運算電路521相比，電路規(guī)?？梢詼p小到大約1/4。
另外，在圖35中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541可以被取消，從而對圖70中的非線性失真均衡器801內(nèi)的FFT電路502執(zhí)行時分復(fù)用。
圖71示出這種情況中用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的結(jié)構(gòu)。圖71的非線性失真均衡器811是通過把圖39的非線性失真均衡器571中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573替換為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591，并且把同步檢測解調(diào)器503替換為差分解調(diào)器802而獲得的。
差分解調(diào)器802執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，把信號f(n)除以信號f(n-L)，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把信號q(n)輸出到誤差估計器104。在非線性失真均衡器811中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591通過使用信號x(n)、變換值X3g(k)、誤差信號e(n)和信號f(n-L)作為輸入而執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102。除此之外的其它部分的操作與圖39的非線性失真均衡器571相同。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591與圖49中所示的相同，并且到達復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)被信號f(n-L)所代替。根據(jù)上述操作，對工作的一個FFT電路執(zhí)行時分復(fù)用，并且可以用較小的電路規(guī)模補償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。
另外，在圖70的非線性失真均衡器801中的差分解調(diào)器802產(chǎn)生傳輸路徑特性H(k)，并且可以對傳輸路徑特性H(k)執(zhí)行應(yīng)用到FFT電路502的時分復(fù)用，從而可以計算延遲概況h’(n)。
在圖72中示出在這種情況中的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器820的結(jié)構(gòu)。圖72的非線性失真均衡器821是通過把圖47的非線性失真均衡器601中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506替換為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541，并且把同步檢測解調(diào)器503替換為差分解調(diào)器802而獲得的。
差分解調(diào)器802執(zhí)行復(fù)數(shù)乘法，把信號f(n)除以信號f(n-L)，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把信號q(n)輸出到誤差估計器104。然后，信道特性估計器504通過使用包含在信號f(n)中的導(dǎo)頻信號等等計算傳輸路徑特性H(k)，并且把該傳輸路徑特性H(k)輸出到FFT電路572。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541通過使用信號x(n)、誤差信號e(n)和信號f(n-L)作為輸入而執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102。除此之外的其它部分的操作與圖47的非線性失真均衡器601相同。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541與圖35中所示的相同，并且僅僅到達復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)被信號f(n-L)所代替。
根據(jù)上述操作，補償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真，并且可以計算延遲概況而不添加新電路。
另外，在圖70的非線性失真均衡器801中差分解調(diào)器802產(chǎn)生傳輸路徑特性H(k)。非線性失真均衡器801對傳輸路徑特性H(k)執(zhí)行時分復(fù)用，從而應(yīng)用到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541中的FFT電路502，可以計算延遲概況h’(n)。
在圖73中示出在這種情況中用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器830的結(jié)構(gòu)。圖37的非線性失真均衡器831是通過把圖50的非線性失真均衡器611中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612替換為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621，并且把同步檢測解調(diào)器503替換為差分解調(diào)器802而獲得的。
差分解調(diào)器802執(zhí)行復(fù)數(shù)乘法，把信號f(n)除以信號f(n-L)，從而執(zhí)行差分解調(diào)。差分解調(diào)器802把解調(diào)信號q(n)輸出到誤差估計器104。另外，在差分解調(diào)器802中的信道特性估計器504通過使用包含在信號f(n)中的導(dǎo)頻信號計算傳輸路徑特性H(k)，并且把該傳輸路徑特性H(k)輸出到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621通過使用信號x(n)、誤差信號e(n)和信號f(n-L)作為輸入而執(zhí)行系數(shù)更新。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102，并且允許傳輸路徑特性H(k)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621，從而產(chǎn)生被輸出的延遲概況h’(n)。
除此之外的其它部分的操作與圖50的非線性失真均衡器611相同。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621與圖52中所示的相同。僅僅到達復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)被信號f(n-L)所代替。根據(jù)上述操作，可以補償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。另外，可以計算延遲概況而不添加新電路。
另外，圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541、圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591和圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621可以僅僅例如每兩個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行系數(shù)更新。
圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541、圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591和圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621可以按照實施例5的相同方式被提供有系數(shù)估計控制器511。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器中的每個電路在系數(shù)更新控制信號為“L”的時間段中停止工作。根據(jù)上述操作，盡管用于第三階失真均衡的系數(shù)的收斂時間變得略長，但是可以把用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的功耗減少到大約1/2。
另外，在圖73的非線性失真均衡器831中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621可以僅僅對例如每兩個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行系數(shù)更新，并且可以在不執(zhí)行系數(shù)更新的OFDM符號的周期中計算延遲概況h’(n)。
上述圖54示出在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器641的結(jié)構(gòu)。在此，到達復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)被信號f(n-L)所代替。其操作與實施例5中的相同。根據(jù)上述操作，可以補償在受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。另外，僅僅通過添加一個選擇器可以計算延遲概況而不增加功耗。
另外，在圖71的非線性失真均衡器811中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591例如僅僅對每兩個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行系數(shù)更新，并且在不執(zhí)行系數(shù)更新的OFDM符號的周期中計算延遲概況h’(n)。在這種情況中，可以對傳輸路徑特性H(k)的頻率轉(zhuǎn)換執(zhí)行時分復(fù)用，該傳輸路徑特性H(k)被施加到非線性失真均衡器811中的FFT電路572。
圖74中示出在這種情況中用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器840的結(jié)構(gòu)。圖74的非線性失真均衡器841是通過把圖56的非線性失真均衡器661中的同步檢測解調(diào)器503替換為差分解調(diào)器802而實現(xiàn)的。
差分解調(diào)器802執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，把信號f(n)除以信號f(n-L)，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把該信號q(n)輸出到誤差估計器104。然后，在差分解調(diào)器802中的信道特性估計器504通過使用包含在信號f(n)中的導(dǎo)頻信號等等計算傳輸路徑特性H(k)，并且把該傳輸路徑特性H(k)輸出到選擇器632。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591通過使用信號x(n)、變換值Xg(k)、誤差信號e(n)和信號f(n-L)作為輸入而執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102。除此之外的其它部分的操作與圖56的非線性失真均衡器661相同。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591與圖46中所示的相同。在此，到達復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)被信號f(n-L)所代替，并且立方值x3(n)被從復(fù)數(shù)立方計算器121輸出到選擇器632。選擇器632通過系數(shù)更新控制信號選擇該立方值x3(n)或者傳輸路徑特性H(k)，并且把所選擇的信號輸出到FFT電路572。
根據(jù)上述操作，僅僅對一個工作的FFT電路執(zhí)行時分復(fù)用，并且使用較小的電路規(guī)模補償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。然后，僅僅通過添加一個選擇器可以計算延遲概況而不增加功耗。
另外，圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541、圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591、圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621以及圖54的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器641可以僅僅在高C/N時執(zhí)行系數(shù)更新。在圖70的非線性失真均衡器801中、圖71的非線性失真均衡器811中、圖72的非線性失真均衡器821中、圖73的非線性失真均衡器831中以及圖74的非線性失真均衡器841中提供C/N估計器116，使得該C/N估計器116計算和平均該C/N，并且把結(jié)果輸出，作為CNR信號。
在由CNR信號所示的C/N小于該設(shè)置閾值的情況下，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器設(shè)置a3(n)＝0，并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102按照與實施例1相同的方式輸出y(n)＝x(n)。在由CNR信號所示的C/N為該設(shè)置閾值或更大的情況下，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器執(zhí)行系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，當(dāng)C/N為低時，可以補償在受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真而沒有負(fù)面影響。
在此，盡管在本實施例中僅僅把在非線性失真中顯著的第三階失真消除，如方程(1-1)所示。但是，可以通過使用方程(1-11)補償?shù)诙A或更高階的任何高階的非線性失真。作為用于在這種情況下的系數(shù)更新方程，對于各個階次形成如下方程。
am(n+1)＝am(n)+ue(n)[FFT(xm(n))/f(n-L)]*(m＞1)…方程(6-11)在此，形成xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
圖58中示出通過使用圖70的非線性失真均衡器801和圖72的非線性失真均衡器821中的方程(6-11)補償不低于第二階失真并且不高于第K階失真的高階非線性失真的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器681的結(jié)構(gòu)。也就是說，到達復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)被信號f(n-L)所代替。根據(jù)上述操作，可以補償?shù)诙A或更高的任意高階非線性失真。
另外，按照相同的方式，在圖71的非線性失真均衡器811中以及在圖74的非線性失真均衡器841中補償?shù)诙A或更高的任意高階非線性失真。在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器711與圖65中所示的相同。也就是說，到達復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)僅僅被信號f(n-L)所代替。
另外，按照相同的方式，在圖73的非線性失真均衡器831中補償?shù)诙A或更高的任意高階非線性失真。在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器731與圖67中所示的相同。也就是說，到達復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)僅僅被信號f(n-L)所代替。
另外，在圖73的非線性失真均衡器831中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器721被圖54的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器641所代替的情況下，按照相同的方式，可以補償?shù)诙A或更高的任意高階非線性失真。在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器751與圖69中所示的相同。也就是說，到達復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)僅僅被信號f(n-L)所代替。
在此，在每個上述例子中，其中可以補償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真，示出一種情況，分別提供復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164和用于每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器。但是，例如通過按照實施例1相同的方式把I和Q軸分量順序輸出下一個高階的電路可以實現(xiàn)電路的共享。另外，可以使用其它共享方法。
實施例7下面參照附圖描述本發(fā)明的實施例7中的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器。圖75為示出本實施例中的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器900的結(jié)構(gòu)。用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器包括準(zhǔn)同步檢測器108和非線性失真均衡器901。圖75的非線性失真均衡器901是通過把圖70的非線性失真均衡器801中的差分解調(diào)器802和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541替換為一個差分解調(diào)器902和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905而獲得的。差分解調(diào)器902具有單個符號延遲電路803、復(fù)數(shù)共軛計算器903和復(fù)數(shù)乘法器904。復(fù)數(shù)共軛計算器903是用于僅僅把Q數(shù)據(jù)的正負(fù)號反轉(zhuǎn)以產(chǎn)生一個復(fù)數(shù)共軛的電路。
當(dāng)由未示出的天線接收受到差分載波調(diào)制的一個OFDM調(diào)制信號時，準(zhǔn)同步檢測器108按照與實施例1中相同的方式執(zhí)行I軸和Q軸數(shù)據(jù)的檢測，從而產(chǎn)生一個檢測的輸出x(n)。
在下文中描述非線性失真均衡器901的操作。在差分解調(diào)器902中，該單個符號延遲電路803把f(n)延遲一個OFDM符號，從而輸出f(n-L)。然后，復(fù)數(shù)共軛計算器903產(chǎn)生信號f(n-L)的復(fù)數(shù)共軛信號f(n-L)*。復(fù)數(shù)乘法器904執(zhí)行復(fù)數(shù)乘法，把f(n)乘以復(fù)數(shù)共軛信號f(n-L)*，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把信號q(n)輸出到誤差估計器104。除了用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905的結(jié)構(gòu)之外，其它部分的操作與圖70的非線性失真均衡器801相同。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905在圖76中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905是通過把圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541中的復(fù)數(shù)除法器505替換為復(fù)數(shù)乘法器904，并且把到達復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特性H(k)替換為信號f(n-L)*而獲得的。
在此，當(dāng)假設(shè)圖75的差分解調(diào)器902和誤差估計器104沒有信號處理的延遲，在從信號y(n)計算誤差信號e(n)過程中的延遲量變?yōu)镕FT電路502的2L個樣本。在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905中的延遲量還對應(yīng)于FFT電路502的2L個樣本，從而它們的延遲量變?yōu)橄嗟?。根?jù)上述操作，可以補償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。
下面描述在本實施例中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905的系數(shù)更新算法。誤差信號e(n)在來自圖75的方程(5-1)中表示。另外，定義如下方程。
q(n)＝f(n)·f(n-L)*…方程(7-1)方程(7-1)和方程(5-3)被代入方程(5-1)，從而獲得如下方程。
e(n)＝d(n)-FFT(y(n))·f(n-L)*…方程(7-2)方程(1-1)被代入方程(7-2)，從而獲得如下方程。
e(n)＝d(n)-FFT(x(n)+a3(n)x3(n))·f(n-L)*…方程(7-3)
由于LMS算法的系數(shù)更新收斂速度較慢，因此當(dāng)把系數(shù)a3(n)作為常量時獲得如下方程。
e(n)＝d(n)-FFT(x(n))·f(n-L)*+a3(n)·FFT(x3(n))·f(n-L)*…方程(7-4)在此，方程(7-4)被代入方程(5-1)，并且執(zhí)行偏微分，從而獲得如下方程。
dJ(a3)/da3(n)＝2[e(n)·de(n)/da3(n)]＝2e(n)[FFT(x3(n))·f(n-L)*]*…方程(7-5)當(dāng)假設(shè)u＝2α?xí)r，并且把方程(7-5)代入方程(1-6)時，獲得如下方程。
a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[FFT(x3(n))·f(n-L)*]*…方程(7-6)另一方面，系數(shù)a3(n)被在如下方程中表示。
a3(n)＝a3(n-1)+ue(n)[FFT(x3(n))·f(n-L)*]*…方程(7-7)在方程(7-7)中，與誤差信號e(n)、信號x(n)和信號f(n-L)*相比，系數(shù)a3(n)被延遲一個符號。但是，由于LMS算法的系數(shù)更新收斂速度相對較慢，因此該延遲實際上不成為障礙。
FFT電路502在時間n＝T時按照與實施例5相同的方式開始工作。當(dāng)n的范圍由方程(5-11)所定義時，在該時間段中信號y(n)和立方值x3(n)的FFT變換分別被表示為Yg(k)和X3g(k)。在這種情況中，立方值Yg(k)由方程(6-8)所定義，并且所轉(zhuǎn)換數(shù)值X3g(k)由方程(5-12)所定義。
信號f(n-L)在方程(6-9)中表示，并且在方程(7-6)中，信號f(n-L)和FFT(x3(n))分別表示為變換值Yg(k’)和X3g(k)，從而當(dāng)k’＝n’-T-gL(n’＝n-L)和k＝n-T-gL時獲得如下方程。
a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[X3g(n-T-gL)·Yg-1(n’-T-(g-1)L)*]*…方程(7-8)按照與實施例5相同的方式，圖76的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905中FFT電路502的輸出中對于每兩個點中的一個點可以被用作為一個代表值，而剩余的一個點可以被用作為一個代表值。這種情況中，圖32的蝴蝶運算電路521僅僅可以用由虛線所包圍的一個部分來實現(xiàn)，從而按照與實施例5相同的方式電路規(guī)模可以減小到大約1/2。
另外，按照與實施例5相同的方式，圖76的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905中FFT電路502的輸出中對于每兩個點中的一個點可以使用，以執(zhí)行作為代表值的1/2點數(shù)的FFT變換，而剩余的一個點可以被插值作為代表值。這種情況中，按照實施例5中的相同方式，在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905中，圖33的FFT電路502被圖37的FFT電路561所代替。結(jié)果，圖32的蝴蝶運算電路521被圖36的蝴蝶運算電路551所代替。因此，與圖32的蝴蝶運算電路521相比，電路規(guī)模減小到大約1/4。
另外，可以取消圖75中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905中的FFT電路502，從而可以對圖75中非線性失真均衡器901中的FFT電路502執(zhí)行時分復(fù)用。
在圖77中示出這種情況下用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器910的結(jié)構(gòu)。圖77的非線性失真均衡器911是通過把圖71的非線性失真均衡器811中的差分解調(diào)器802和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591替換為差分解調(diào)器902和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器912而獲得的。
差分解調(diào)器902執(zhí)行信號f(n)和復(fù)數(shù)共軛信號f(n-L)*之間的復(fù)數(shù)乘法，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把信號q(n)輸出到誤差估計器104。除了用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器912的操作之外，其它部分的操作與圖71的非線性失真均衡器811相同。
圖78中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器912的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器912是通過把圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591中的復(fù)數(shù)除法器505替換為復(fù)數(shù)乘法器904，并且把到達復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特性H(k)替換為信號f(n-L)*而獲得的。根據(jù)上述操作，對工作的一個FFT電路執(zhí)行時分復(fù)用，并且可以使用較小的電路規(guī)模補償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。
另外，在圖75的非線性失真均衡器901中的差分解調(diào)器902產(chǎn)生傳輸路徑特性H(k)，并且對施加到FFT電路502的傳輸路徑特性H(k)執(zhí)行時分復(fù)用，從而可以計算延遲概況h’(n)。
在圖79中示出在這種情況中的非線性失真均衡器921的結(jié)構(gòu)。非線性失真均衡器921是通過把圖72的非線性失真均衡器821中的差分解調(diào)器802和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541替換為差分解調(diào)器902和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905而獲得的。
差分解調(diào)器902執(zhí)行信號f(n)和復(fù)數(shù)共軛信號f(n-L)*之間的復(fù)數(shù)乘法，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把信號q(n)輸出到誤差估計器104。另外，在差分解調(diào)器902中的信道特性估計器504通過使用包含在信號f(n)中的導(dǎo)頻信號等等計算傳輸路徑特性H(k)，并且把該傳輸路徑特性H(k)輸出到FFT電路572。除了用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905的操作之外，其它部分的操作與圖72的非線性失真均衡器821相同。
圖76中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905的結(jié)構(gòu)。根據(jù)上述操作，可以補償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。另外，可以計算延遲概況而不增加新電路。
另外，在圖75的非線性失真均衡器901中的差分解調(diào)器902產(chǎn)生傳輸路徑特性H(k)，并且對施加到FFT電路502的傳輸路徑特性H(k)執(zhí)行時分復(fù)用，從而可以計算延遲概況h’(n)。
在圖80中示出在這種情況中的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器930的結(jié)構(gòu)。非線性失真均衡器931是通過把圖73的非線性失真均衡器831中的差分解調(diào)器802中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621替換為差分解調(diào)器902和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器932而獲得的。
差分解調(diào)器902執(zhí)行信號f(n)和復(fù)數(shù)共軛信號f(n-L)*之間的復(fù)數(shù)乘法，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把信號q(n)輸出到誤差估計器104。另外，信道特性估計器504通過使用包含在信號f(n)中的導(dǎo)頻信號等等計算傳輸路徑特性H(k)，并且把該傳輸路徑特性H(k)輸出到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器932。除了用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器932的操作之外，其它部分的操作與圖73的非線性失真均衡器831相同。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器932的結(jié)構(gòu)在81中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器932是通過把圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621中的復(fù)數(shù)除法器505替換為復(fù)數(shù)乘法器904，并且把到達復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特性H(k)替換為信號f(n-L)*而獲得的。根據(jù)上述操作，可以補償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。從而，可以計算延遲概況而不添加新電路。
另外，圖76的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905、圖78的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器912和圖81的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器932可以僅僅對每兩個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行系數(shù)更新。
按照與實施例5中相同的方式，在圖76的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905、圖78的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器912和圖81的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器932中提供系數(shù)估計控制器511。按照與實施例5相同的方式，在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器中的每個電路在系數(shù)更新控制信號為“L”時的時間段中停止工作。根據(jù)上述操作，即使用于第三階失真均衡的系數(shù)的收斂時間變得略長，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的功耗可以減少到大約1/2。
另外，在圖80的非線性失真均衡器931中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器932可以僅僅對每兩個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行系數(shù)更新，并且可以在不執(zhí)行系數(shù)更新的OFDM符號的周期中計算延遲概況h’(n)。
圖82中示出這種情況的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器941的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器941是通過把圖54的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器641中的復(fù)數(shù)除法器505替換為復(fù)數(shù)乘法器904，并且把到達復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特征H(k)替換為信號f(n-L)*。根據(jù)上述操作，可以補償已經(jīng)受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。另外，僅令通過添加一個選擇器可以計算延遲概況而不增加功耗。
另外，在圖77的非線性失真均衡器911中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器912僅僅對每兩個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行系數(shù)更新，并且可以在不執(zhí)行系數(shù)更新的OFDM符號的周期中計算延遲概況h’(n)。這種情況中，可以對非線性失真均衡器911中的FFT電路572執(zhí)行時分復(fù)用。
圖83中示出在這種情況中用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器950的結(jié)構(gòu)。非線性失真均衡器951是通過把圖74的非線性失真均衡器831中的非線性失真均衡器841中的差分解調(diào)器802和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591替換為差分解調(diào)器902和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器912而獲得的。
差分解調(diào)器902執(zhí)行信號f(n)和復(fù)數(shù)共軛信號f(n-L)*之間的復(fù)數(shù)乘法，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把信號q(n)輸出到誤差估計器104。另外，信道特性估計器504通過使用包含在信號f(n)中的導(dǎo)頻信號等等計算傳輸路徑特性H(k)，并且把該傳輸路徑特性H(k)輸出到選擇器632。除了用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器912的操作之外，其它部分的操作與非線性失真均衡器841相同。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器912與圖78中所示的相同。立方值x3(n)被從復(fù)數(shù)立方計算器121輸出到選擇器632。選擇器632通過系數(shù)更新控制信號選擇該立方值x3(n)或者傳輸路徑特性H(k)，并且把所選擇的信號輸出到FFT電路572。
根據(jù)上述操作，僅僅對一個工作的FFT電路執(zhí)行時分復(fù)用，并且可以使用較小的電路規(guī)模補償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真。另外，僅僅通過添加一個選擇器可以計算延遲概況而不增加功耗。
另外，圖76的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905、圖78的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器912、圖81的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器932以及圖82的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器941可以僅僅在高C/N時執(zhí)行系數(shù)更新。C/N估計器116被提供在圖75的非線性失真均衡器901中、圖77的非線性失真均衡器911中、圖79的非線性失真均衡器921中、圖80的非線性失真均衡器931中以及圖83的非線性失真均衡器951中。然后，C/N估計器116計算并平均該C/N，并且輸出其結(jié)果作為一個CNR信號。
在由CNR信號所示的C/N小于設(shè)置的閾值的情況中，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器設(shè)置a3(n)＝0，并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。在由CNR信號所示的C/N為設(shè)置的閾值或更大的情況下，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器執(zhí)行系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，可以補償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的非線性失真，而沒有在低C/N的時候造成負(fù)面影響。
在此，在本實施例中，僅僅消除作為方程(1-1)中所示的非線性失真的主要的第三階失真。但是，通過使用方程(1-11)可以補償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。作為這種情況的系數(shù)更新方程，獲得在各個階次中的如下方程am(n+1)＝am(n)+ue(n)[FFT(xm(n))·f(n-L)*]*(m＞1)…方程(7-9)在此，形成xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
圖84中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器961的結(jié)構(gòu)圖，其通過使用圖75的901和圖79的非線性失真均衡器921中的方程(7-9)至少補償?shù)诙A失真最多補償?shù)贙階失真的高階非線性失真。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器961是通過把圖58的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器681中的復(fù)數(shù)除法器505替換為復(fù)數(shù)乘法器904并且把到達復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特性H(k)替換為信號f(n-L)*而獲得的。根據(jù)上述操作，可以補償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。
另外，按照相同的方式在圖77的非線性失真均衡器911和圖83的非線性失真均衡器951中可以補償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。這種情況的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器971的結(jié)構(gòu)在圖85中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器971是通過把圖65的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器711中的復(fù)數(shù)除法器505替換為復(fù)數(shù)乘法器904并且把到達復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特性H(k)替換為信號f(n-L)*而獲得的。
另外，按照相同的方式在圖80的非線性失真均衡器931中可以補償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。這種情況的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器981的結(jié)構(gòu)在圖86中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器981是通過把用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器731中的復(fù)數(shù)除法器505替換為復(fù)數(shù)乘法器904并且把到達復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特性H(k)替換為信號f(n-L)*而獲得的。
另外，在圖80中的非線性失真均衡器931中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器932被替換為圖82的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器941，按照相同的方式，可以補償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。這種情況的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器991的結(jié)構(gòu)在圖87中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器991是通過把圖69的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器751中的復(fù)數(shù)除法器705替換為復(fù)數(shù)乘法器904并且把到達復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特性H(k)替換為信號f(n-L)*而獲得的。
在此，示出一種情況，其中補償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真的上述例子分別具有復(fù)數(shù)第K次冪計算器163、復(fù)數(shù)平方計算器164和每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計算器。但是，按照與實施例1相同的方式，例如通過把I和Q軸分量順序輸出到下一個較高階的電路可以實現(xiàn)電路的共享。另外，可以使用其它共享方法。
在此，在實施例1至7中，用準(zhǔn)同步檢測器108執(zhí)行正交檢測。但是這僅僅是一個例子，并且可以用其它方法執(zhí)行正交檢測。
在實施例1至7中，方程(1-1)和(1-11)示出用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程。但是，這僅僅是例子，可以使用其它轉(zhuǎn)換方程。另外，在實施例1至7中使用xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)(m＞1)，特別是x3(n)＝｜x2(n)｜x(n)，但是其它方程也可以用作為表示xm(n)和x3(n)(m＞1)的方程。
另外，在上述實施例中，方程(1-8)、(1-10)和(1-12)被用作為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程。但是，可以對每d個符號(d為大于等于2的整數(shù))執(zhí)行一次系數(shù)更新，或者可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，在上述實施例2中，方程(2-1)、(2-3)和(2-4)被用作為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程。但是，可以對每d個符號(d為大于等于2的整數(shù))執(zhí)行一次系數(shù)更新，或者可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，在上述實施例3中，方程(1-8)、(1-10)、(3-4)至(3-6)和(1-12)被用作為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程。但是，可以對每d個符號(d為大于等于2的整數(shù))執(zhí)行一次系數(shù)更新，或者可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，在上述實施例4中，方程(2-1)、(4-3)至(4-6)和(2-4)被用作為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程。但是，可以對每d個符號(d為大于等于2的整數(shù))執(zhí)行一次系數(shù)更新，或者可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，在上述實施例5中，方程(5-8)、(5-10)、(5-25)和(5-26)被用作為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程。但是，可以對每d個符號(d為大于等于2的整數(shù))執(zhí)行一次系數(shù)更新，或者可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，在上述實施例6中，方程(6-6)和(6-11)被用作為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程。但是，可以對每d個符號(d為大于等于2的整數(shù))執(zhí)行一次系數(shù)更新，或者可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，在上述實施例7中，方程(7-6)和(7-9)被用作為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程。但是，可以對每d個符號(d為大于等于2的整數(shù))執(zhí)行一次系數(shù)更新，或者可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，盡管在上述實施例1至4中沒有具體描述調(diào)制系統(tǒng)，但是應(yīng)用本發(fā)明的非線性失真均衡器的調(diào)制系統(tǒng)不限于特定的系統(tǒng)，而可以是各種調(diào)制系數(shù)，例如OFDM、QAM、VSB或PSK。
另外，盡管在上述實施例1至7中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的步長參數(shù)u對每個階次是共享的，但是可以對每個階次分配各不相同的一個步長參數(shù)um。
另外，相位同步建立的確定方法、上述實施例1至4中所示的C/N計算方法以及在上述實施例3和4中的線性失真均衡收斂的確定方法僅僅是舉例，并且可以使用其它方法。
另外，在上述實施例5至7中所示的C/N計算方法僅僅是舉例，并且可以使用其它方法。
另外，盡管在上述實施例1至7中示出一種情況，其中把上升余弦濾波器用作為非線性失真均衡器中的低通濾波器，但是可以使用其它低通濾波器。
另外，在本實施例3中，把方程(3-2)用作為用于線性失真均衡的系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程。但是可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，在本實施例4中，把方程(4-1)用作為用于線性失真均衡的系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程。但是可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，盡管在本實施例5中，通過使用圖30中所示的同步檢測解調(diào)器503執(zhí)行同步解調(diào)，但是這僅僅是一個例子。
另外，盡管在上述實施例6和7中，通過使用圖70中所示的差分解調(diào)器802和圖75中所示的差分解調(diào)器902執(zhí)行差分解調(diào)，但是這僅僅是一個例子。
另外，在上述實施例5至7中，F(xiàn)FT的點數(shù)L＝4被用作為用于描述FFT電路502的操作的一個例子。另外，為了簡化，F(xiàn)FT電路502假設(shè)在時間n＝T＝0時開始工作，并且假設(shè)g＝0。但是這些數(shù)值僅僅是舉例。
另外，在上述實施例5至7中，在圖33、37、41和60中分別示出FFT電路502、561、572和692的結(jié)構(gòu)。然后，這些電路操作分別在圖34、38、42至45和61至64中示出，而處理延遲為2L個樣本。但是，這些僅僅是舉例，并且本發(fā)明不限于上述例子。
下述實施例具有如下配置，其中系數(shù)估計控制器511輸出一個系數(shù)更新控制信號，而對于每兩個OFDM符號，僅僅有一個OFDM符號變?yōu)椤癏”。
(1)實施例5圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器506圖40的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器573圖51的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器612圖53的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器631(2)實施例5和6圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器591圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621圖54的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器641(3)實施例7圖76的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器905圖78的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器912圖81的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器932圖82的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器941但是，當(dāng)f為大于或等于2的整數(shù)時，對于每f個OFDM符號，僅僅使一個OFDM符號變?yōu)椤癏”的系數(shù)更新控制信號被輸出，從而在用于非線性失真均衡的上述系數(shù)估計器中的每個電路對于“L”的符號停止工作。
下列實施例具有一種配置，其中該系數(shù)更新控制信號對于所有“L”的符號操作FFT電路，從而計算該延遲概況h’(n)。
(1)實施例5；圖53的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器631，(2)實施例5和6；圖54的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器641，(3)實施例7；圖82的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器941。
但是，為了減小功耗，當(dāng)f為大于或等于2的整數(shù)時，從“L”的全部符號中對于每f個OFDM符號，可以僅僅在一個OFDM符號過程中計算延遲概況h’(n)。在這種情況中，F(xiàn)FT電路可以在剩余的(f-1)個OFMD符號的時間周期中停止。
下列實施例具有這樣的配置，其中FFT電路572以兩倍于正常速度的速度而工作，從而對全部符號計算延遲概況h’(n)。
(1)實施例5；圖47的非線性失真均衡器601，(2)實施例5和6，通過把圖47的非線性失真均衡器601中的系數(shù)估計器替換為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器541而獲得的非線性失真均衡器，(3)實施例6；圖72的非線性失真均衡器821，以及(4)實施例7；圖79的用于非線性失真均衡的非線性失真均衡器921。
但是，為了減小功耗，當(dāng)f為大于或等于2的整數(shù)時，對于每f個OFDM符號，可以僅僅在一個OFDM符號過程中計算延遲概況h’(n)。在這種情況中，F(xiàn)FT電路可以在剩余的(f-1)個OFMD符號的時間周期中停止。
在下列實施例中，通過使FFT電路572以兩倍于正常速度的速度而工作，從而對全部符號計算延遲概況h’(n)。
(1)實施例5；圖51的系數(shù)估計器612，(2)實施例5和6，圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器621，以及(3)實施例7；圖81的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器932。
但是，為了減小功耗，當(dāng)f為大于或等于2的整數(shù)時，對于每f個OFDM符號，可以僅僅在一個OFDM符號過程中計算延遲概況h’(n)。在這種情況中，F(xiàn)FT電路可以在剩余的(f-1)個OFMD符號的時間周期中停止。
在下列實施例中，通過使FFT電路502用于全部符號，而計算延遲概況h’(n)，其中系數(shù)更新控制信號為0。
(1)實施例5；圖68的系數(shù)估計器741，(2)實施例5和6，圖69的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器751，以及(3)實施例7；圖87的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器991。
但是，為了減小功耗，當(dāng)f為大于或等于2的整數(shù)時，在全部符號中，對于每f個OFDM符號，可以僅僅在一個OFDM符號過程中計算延遲概況h’(n)。在這種情況中，F(xiàn)FT電路502可以在剩余的(f-1)個OFMD符號的時間周期中停止。在補償其它階的非線性失真的情況中，可以用相同的方式進行配置以減小功耗。
下列實施例具有用于每一階的復(fù)數(shù)FFT電路502。
(1)實施例5；圖57的系數(shù)估計器671，(2)實施例5和6，圖58的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器681，以及(3)實施例7；用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器941。
但是，該電路例如可以替換為圖41中所示的一個FFT電路572，從而按照兩倍于正常速度的速度而工作，從而執(zhí)行時分復(fù)用并且可以補償?shù)诙A失真和第K階失真。在補償其它階的非線性失真的情況中，如果需要的話可以增加FFT電路572的復(fù)用程度。
另外，盡管在實施例5至7中沒有特別提到頻率同步，但是在頻率同步的捕獲過程中當(dāng)假設(shè)a3(n)＝0時，在建立頻率同步之后可以開始用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的操作。
另外，在本實施例5至7中，對于每兩個點中的一個點被用作為在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器中FFT電路502的輸出的一個代表值，通過使用作為一個插值方程的方程(5-17)，使剩余的一個點被插值。這僅僅是一個例子。當(dāng)FFT變換的點數(shù)為L時，c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r為大于等于-(c-1)并且小于等于0的整數(shù)，設(shè)置如下方程X3g((p-1)c+q+b)＝X3g((p-1)c+q)(p＝2，3，…，(L/c-1))…方程(8-1)X3g((p-1)c+q+b)＝X3g((p-1)c+q)(p＝1和q+b≥0)…方程(8-2)X3g((p-1)c+q+b)＝X3g((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)…方程(8-3)X3g-1(L+q+b)＝X3g((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-4)X3g+1(q+b)＝X3g((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)…方程(8-5)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))如上述方程所示，對于每c個點中的一個點被用作為FFT變換的輸出中的一個代表值，而剩余的(c-1)個點可以被插值為該代表值。
在此，在下文中描述方程(8-1)至(8-5)。以L＝16，C＝4和m＝3的情況為例，補償?shù)谌A失真。使用方程(8-1)至(8-5)的插值模式在圖88至95中示出。圖88至95為針對于X3g(k)的示意圖，其中橫坐標(biāo)表示載波數(shù)k。
圖88和89q＝0圖90和91q＝1圖92和93q＝2圖94和95q＝3在此，(a)r＝0，(b)r＝-1，(c)r＝-2和(d)r＝-3。
在圖88至95中，陰影線的方框表示用作為代表值的載波數(shù)，而剩余的方框表示用于通過來自分別表示載波數(shù)的方框中的數(shù)字進行插值的載波數(shù)。如圖88至95中所示，在方程(8-1)至(8-5)中的每個字母表示如下內(nèi)容。
p在每個符號中第p個代表值(1≤p≤c/L)
q用作為代表值的最小載波數(shù)(0≤q≤c-1)b一個載波數(shù)與用作為代表值的載波數(shù)之間的差值(r≤b≤r+(c-1))rb的最小值(-(c-1)≤r≤0)q+b的范圍在如下方程中表示-(c-1)≤q+b≤2(c-1)…方程(8-6)也就是說，用作為代表值的該載波數(shù)由q所確定，并且執(zhí)行插值載波數(shù)的范圍通過使用第p個代表值來確定。當(dāng)b為0時，用作為代表值的載波數(shù)由它本身所表示，并且當(dāng)把-或+號附加到b上時，分別示出在被用作為代表值的載波數(shù)之前或之后的載波數(shù)。
L＝16和c＝4被代入方程(8-1)至(8-5)，從而分別獲得如下方程X3g(4(p-1)+q+b)＝X3g(4(p-1)+q)(p＝2，3)…方程(8-7)X3g(4(p-1)+q+b)＝X3g(4(p-1)+q)(p＝1和q+b≥0)…方程(8-8)X3g(4(p-1)+q+b)＝X3g(4(p-1)+q)(p＝4和q+b≤3)…方程(8-9)X3g-1(16+q+b)＝X3g(4(p-1)+q)(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-10)X3g+1(q+b)＝X3g(4(p-1)+q)(p＝4和q+b≥4)…方程(8-11)(b＝r，r+1，…，r+3)在方程(8-1)至(8-5)中的每個字母表示如下內(nèi)容。
p第p個代表值(1≤p≤4)q用作為代表值的最小載波數(shù)(0≤q≤3)b一個載波數(shù)與用作為代表值的載波數(shù)之間的差值(r≤b≤r+3)rb的最小值(-3≤r≤0)q+b的范圍在如下方程中表示-3≤q+b≤6…方程(8-12)方程(8-7)至(8-9)示出一種情況，其中通過在第g個OFDM符號中結(jié)束而執(zhí)行插值。由于L＝16，因此載波數(shù)k在如下范圍中0≤k≤15…方程(8-13)根據(jù)方程(8-12)形成如下方程1≤4(p-1)+q+b≤14(p＝2，3)…方程(8-14)-3≤4(p-1)+q+b≤6(p＝1)…方程(8-15)
9≤4(p-1)+q+b≤18(p＝4)…方程(8-16)當(dāng)p＝2或3，不需要使用多個方程來代表載波數(shù)，它僅僅在方程(8-7)中表示。另一方面，當(dāng)形成p＝1，q+b≤-1以超過方程(8-13)的范圍，因此需要使用多個方程，即方程(8-8)和(8-10)。在q+b≤-1的情況下，也就是說在方程(8-15)中獲得負(fù)數(shù)的情況下，在方程(8-10)中所示在一個OFDM符號之前的數(shù)據(jù)被插值。按照上述的相同方式，當(dāng)形成p＝4，q+b≥4方程(8-13)的范圍，因此，需要使用多個方程，例如方程(8-9)和(8-11)。在q+b≥4的情況中，也就是說16或更大，在方程(8-16)中，在一個OFDM符號之前的數(shù)據(jù)被插值，如方程(8-11)所示。
另外，在本實施例5至7中，例如使用用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器中FFT電路502的輸出的每兩個點中的一個點來設(shè)置一個代表值。然后，通過使用方程(5-17)作為插值方程，使剩余的一個點被插值。
但是，系數(shù)h1和h3被用于設(shè)置如下方程X3o(1)＝h1X3o(0)，X3o(3)＝h3X3o(2)…方程(8-17)系數(shù)h1和h3是用于獲得如下方程的數(shù)值(用于線性插值的系數(shù))。
h1X3o(0)X3o(0)和X3o(2)的平均值h3X3o(2)X3o(2)和X31(2)的平均值在用于補償?shù)谌A失真的m＝3的情況下，當(dāng)FFT變換的點數(shù)為L時設(shè)置如下方程，c為大于等于2的整數(shù)，q大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r為大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)。
X3g((p-1)c+q+b)＝hgpbX3g((p-1)c+q)(p＝2，3，…，(L/c-1))…方程(8-18)X3g((p-1)c+q+b)＝hgpbX3g((p-1)c+q)(p＝1和q+b≥0)…方程(8-19)X3g((p-1)c+q+b)＝hgpbX3g((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)…方程(8-20)X3g-1(L+q+b)＝hgpbX3g((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-21)X3g+1(q+b)＝hgpbX3g((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)…方程(8-22)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))系數(shù)hgpb可以用這樣的方式在方程(8-1)至(8-5)中倍乘。對于該系數(shù)值，例如相鄰的代表值可以用于獲得線性差值。
當(dāng)以L＝16和c＝4為例，獲得如下方程X3g(4(p-1)+q+b)＝hgpbX3g(4(p-1)+q)(p＝2，3)…方程(8-23)X3g(4(p-1)+q+b)＝hgpbX3g(4(p-1)+q)(p＝1和q+b≥0)…方程(8-24)X3g(4(p-1)+q+b)＝hgpbX3g(4(p-1)+q)(p＝4和q+b≤3)…方程(8-25)X3g-1(16+q+b)＝hgpbX3g(4(p-1)+q)(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-26)X3g+1(q+b)＝hgpbX3g(4(p-1)+q)(p＝4和q+b≥4)…方程(8-27)(b＝r，r+1，…，r+3)系數(shù)hgpb可以用上述方式在方程(8-7)至(8-11)中倍乘。對于該系數(shù)值，例如相鄰的代表值可以用于獲得線性差值。
另外，在本實施例5至7中，例如根據(jù)方程(5-18)，使用用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的FFT電路502的輸入的每兩個點中的一個點，以對1/2的點數(shù)執(zhí)行FFT變換，從而獲得一個代表值。另外，通過使用方程(5-19)作為一個插值方程，剩余的一個點被插值。但是，這僅僅是一個例子。
在用于補償?shù)谌A失真的m＝3的情況中，當(dāng)FFT變換的點數(shù)為L時設(shè)置如下方程，c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r為大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)。
X3g((p-1)c+q)’＝∑s＝1toL/cX3(T+gL+(s-1)c+q)WL/c(p-1)(s-1)WL/c＝e-j2pie/(L/c)(p＝1，2，…，L/c)…方程(8-28)對于上述FFT的輸入的每c個點中的一個點被使用，以執(zhí)行1/c點數(shù)的FFT變換，從而獲得一個代表值。在這種情況中獲得如下方程X3g((p-1)c+q+b)’＝X3g((p-1)c+q)’(p＝2，3，…，(L/c-1))…方程(8-29)X3g((p-1)c+q+b)’＝X3g((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)…方程(8-30)X3g((p-1)c+q+b)’＝X3g((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≤c-1)…方程(8-31)X3g-1(L+q+b)’＝X3g((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-32)X3g+1(q+b)’＝X3g((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≥c)…方程(8-33)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))
按照這樣一種方式，剩余的(c-1)個點可以被插值為該代表值。以L＝16和c＝4的一種情況為例，獲得如下方程X3g(4(p-1)+q+b)’＝X3g(4(p-1)+q)’(p＝2，3)…方程(8-34)X3g(4(p-1)+q+b)’＝X3g(4(p-1)+q)’(p＝1和q+b≥0)…方程(8-35)X3g(4(p-1)+q+b)’＝X3g(4(p-1)+q)’(p＝4和q+b≤3)…方程(8-36)X3g-1(16+q+b)’＝X3g(4(p-1)+q)’(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-37)X3g+1(q+b)’＝X3g(4(p-1)+q)’(p＝4和q+b≥4)…方程(8-38)(b＝r，r+1，...，r+3)僅僅通過把圖88至95中的X3g(k)替換為X3g(k)’即可獲得方程(8-34)至(8-38)的插值方程。
另外，在本實施例5至7中，例如使用用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的FFT電路502的輸入的每兩個點中的一個點，來執(zhí)行1/2點數(shù)的FFT變換，從而獲得一個代表值。另外，在這種結(jié)構(gòu)中，其中剩余的一個點被插值為上述代表值，使用方程(5-19)作為該插值方程。
但是，可以設(shè)置系數(shù)h1和h3以獲得如下方程X3o(1)’＝h1X3o(0)’，X3o(3)’＝h3X3o(1)’…方程(8-39)在上述方程的情況中，用于執(zhí)行線性插值的如下數(shù)值假設(shè)為該系數(shù)值。
h1X3o(0)’X30(0)’和X30(2)’的平均值h3X3o(1)’X30(2)’和X31(0)’的平均值在用于補償?shù)谌A失真的m＝3的情況中，當(dāng)FFT變換的點數(shù)為L，c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r為大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)時，設(shè)置如下方程X3g((p-1)c+q+b)’＝hgpbX3g((p-1)c+q)’(p＝2，3，…，(L/c-1))…方程(8-40)X3g((p-1)c+q+b)’＝hgpbX3g((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)…方程(8-41)X3g((p-1)c+q+b)’＝hgpbX3g((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≤c-1)…方程(8-42)X3g-1(L+q+b)’＝hgpbX3g((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-43)
X3g+1(q+b)’＝hgpbX3g((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≥c)…方程(8-44)(b＝r，r+1，...，r+(c-1))可以按照這樣一種方式在方程(8-29)至(8-33)中倍乘該系數(shù)hgpb。
相鄰的代表值例如被用作為執(zhí)行線性插值的系數(shù)值。
作為一個例子，假設(shè)L＝16和c＝4的情況，從而形成如下方程X3g(4(p-1)+q+b)’＝hgpbX3g(4(p-1)+q)’(p＝2，3)…方程(8-45)X3g(4(p-1)+q+b)’＝hgpbX3g(4(p-1)+q)’(p＝1和q+b≥0)…方程(8-46)X3g(4(p-1)+q+b)’＝hgpbX3g(4(p-1)+q)’(p＝4和q+b≤3)…方程(8-47)X3g-1(16+q+b)’＝hgpbX3g(4(p-1)+q)’(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-48)X3g+1(q+b)’＝hgpbX3g(4(p-1)+q)’(p＝4和q+b≥4)…方程(8-49)(b＝r，r+1，...，r+3)因此可以在方程(8-34)至(8-38)中倍乘該系數(shù)hgpb。
另外，在本實施例5至7中，通過把估計函數(shù)J(a3)定義為方程(1-5)獲得該系數(shù)更新方程。顯然，該系數(shù)更新方程隨著估計方程J(a3)的改變而改變，如下關(guān)系本質(zhì)上等價于實施例5至7中的情況。
在實施例5中，對于方程(1-5)的估計函數(shù)J(a3)獲得系數(shù)更新方程(5-8)。在這種情況中，估計函數(shù)J(a3)被定義如下J(a3)＝｜e(n)·H(k)｜2…方程(8-50)。
在這種情況中，系數(shù)更新方程如下給出a3(n+1)＝a3(n)+u[e(n)·H(k)]·[FFT(x3(n))]*…方程(8-51)。
另外，估計函數(shù)J(a3)被定義如下J(a3)＝｜IFFT(e(n)·H(k))｜2…方程(8-52)在上述方程中，IFFT(e(n)·H(k))表示(e(n)·H(k))的FFT變換。這種情況下的系數(shù)更新方程如下給出a3(n+1)＝a3(n)+u·IFFT(e(n)·H(k))x3(n)*…方程(8-53)在實施例6中，對于方程(1-5)的估計函數(shù)J(a3)獲得系數(shù)更新方程(6-6)。在這種情況中，估計函數(shù)J(a3)被定義如下J(a3)＝｜e(n)·f(n-L)｜2…方程(8-54)。
在這種情況中，系數(shù)更新方程如下給出
a3(n+1)＝a3(n)+u[e(n)·f(n-L)]·[FFT(x3(n))]*…方程(8-55)。
另外，估計函數(shù)J(a3)被定義如下J(a3)＝｜IFFT(e(n)·f(n-L))｜2…方程(8-56)。
這種情況中，系數(shù)更新方程如下給出a3(n+1)＝a3(n)+u·IFFT(e(n)·f(n-L))x3(n)*…方程(8-57)。
在實施例7中，對于方程(1-5)的估計函數(shù)J(a3)獲得系數(shù)更新方程(7-6)。這種情況中，估計函數(shù)J(a3)被定義如下J(a3)＝｜e(n)/f(n-L)*|2…方程(8-58)。
在這種情況中，系數(shù)更新方程如下給出a3(n+1)＝a3(n)+u[e(n)/f(n-L)*]·[FFT(x3(n))]*…方程(8-59)。
另外，估計函數(shù)J(a3)被定義如下J(a3)＝｜IFFT(e(n)/f(n-L)*)｜2…方程(8-60)。
這種情況中，系數(shù)更新方程如下給出a3(n+1)＝a3(n)+u·IFFT(e(n)/f(n-L)*)x3(n)*…方程(8-61)。
另外，在上述實施例中的非線性均衡方法可以存儲在一個可編程存儲器中，并且可以通過使用CPU實時地執(zhí)行該非線性均衡方法，從而可以實現(xiàn)本發(fā)明的目的。
使用計算器模擬檢測本發(fā)明的效果。允許一個OFDM-16QAM信號(1024個載波)通過一個非線性放大器，其中16QAM用于初始調(diào)制，在該非線性放大器在飽和區(qū)域中工作的情況中改變補償，從而通過調(diào)節(jié)步長參數(shù)μ，執(zhí)行平均誤碼率的測量。
而在C/N＝17dB的模擬結(jié)果在圖96中示出。該模擬結(jié)果表示當(dāng)沒有通過非線性均衡處理的補償以防止由于非線性失真所造成的誤碼率變差時，回退(back off)大約為15dB，當(dāng)通過非線性均衡處理進行補償時，回退大約為5dB。如上文所述，本發(fā)明的結(jié)構(gòu)可以把回退減小10dB。
應(yīng)當(dāng)知道，盡管已經(jīng)參照優(yōu)選實施例描述了本發(fā)明，但是本領(lǐng)域的專業(yè)技術(shù)人員可以設(shè)想出各種其它實施例和變型，這在本發(fā)明的范圍和精神之內(nèi)，并且這種其它實施例和變型被所附權(quán)利要求所覆蓋。
在此包含于2001年4月9日遞交的日本在先申請2001-110202以及2001年12月27日遞交的日本申請2001-397657的文本以供參考。
權(quán)利要求
1.一種用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其接收已經(jīng)在發(fā)送或接收過程中在飽和區(qū)域放大的數(shù)字調(diào)制信號，其中包括正交檢測器，其接收調(diào)制數(shù)字信號的數(shù)據(jù)流，并且伴隨著正交檢測把所述數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為復(fù)數(shù)基帶信號x(n)；以及非線性失真均衡器，其通過使用用于第m階失真均衡的系數(shù)am(n)(m為任意自然數(shù))計算信號y(n)，以消除包含在所述復(fù)數(shù)基帶信號x(n)中的第m階失真，其從所述信號y(n)計算建立相位同步的信號s(n)，并且計算所述信號s(n)與最接近的映射點d(n)之間的誤差信號，其中用于數(shù)據(jù)接收器的所述前端處理器更新用于第m階失真均衡的所述系數(shù)am(n)，從而所述誤差信號變?yōu)樽钚≈怠?br> 2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中所述非線性失真均衡器補償在復(fù)數(shù)輸入信號中的波形失真，其中包括用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器，其根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)轉(zhuǎn)換該復(fù)數(shù)輸入信號；低通濾波器，其僅僅允許用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的輸出的低頻成份通過；載波恢復(fù)電路，其建立所述低通濾波器的輸出的相位同步；誤差估計器，其計算所述載波恢復(fù)電路的輸出與一個理想接收點之間的誤差；以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器，其通過使用由所述誤差估計器輸出的誤差信號以及通過糾正在所述載波恢復(fù)電路中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，更新決定用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的特性的系數(shù)，其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時間n時的輸入信號、輸出信號和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程和用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[xm(n)]*e-jp(n)(m＞1)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，...，d-1)，其中，在時間n處的輸入信號、誤差信號、用于第m階失真均衡的系數(shù)以及所述載波恢復(fù)電路中的相位旋轉(zhuǎn)分別為x(n)、e(n)、am(n)和ejp(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中所述非線性失真均衡器補償在復(fù)數(shù)輸入信號中的波形失真并且包括用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器，其根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)轉(zhuǎn)換該復(fù)數(shù)輸入信號；低通濾波器，其僅僅允許用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的輸出的低頻成份通過；用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器，其根據(jù)卷積運算轉(zhuǎn)換所述低通濾波器的輸出；載波恢復(fù)電路，其建立用于線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的輸出的相位同步；誤差估計器，其計算所述載波恢復(fù)電路的輸出與一個理想接收點之間的誤差；用于線性失真均衡的系數(shù)估計器，其通過使用由所述誤差估計器輸出的誤差信號以及通過糾正由所述載波恢復(fù)電路執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，更新決定用于線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的特性的系數(shù)，以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器，其通過使用由所述誤差估計器輸出的誤差信號以及通過糾正由所述載波恢復(fù)電路執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，更新決定用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的特性的系數(shù)，其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時間n時的輸入信號、輸出信號和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程和用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[xm(n)]*e-jp(n)(m＞1)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，...，d-1)，其中，在時間n處的輸入信號、誤差信號、用于第m階失真均衡的系數(shù)以及所述載波恢復(fù)電路中的相位旋轉(zhuǎn)分別為x(n)、e(n)、am(n)和ejp(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程是通過把xm(n)替換為∑CkFILxm(n-k)而獲得的，其中所述低通濾波器的每個系數(shù)為CkFIL。
7.根據(jù)權(quán)利要求5所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程是通過把xm(n)替換為∑CkLEQ(n)xm(n-k)而獲得的，其中用于線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的每個系數(shù)為CkLEQ(n)。
8.根據(jù)權(quán)利要求5所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程是通過把xm(n)替換為∑CiLEQ(n)z(n-i)，z(n)＝∑CkFILxm(n-k)而獲得的，其中所述低通濾波器的每個系數(shù)為CkFIL，并且在時間n時的用于線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的每個系數(shù)的數(shù)值為CkLEQ(n)。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中所述非線性失真均衡器補償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的波形失真，并且包括用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器，其根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)對受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號執(zhí)行轉(zhuǎn)換；FFT電路，其對用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的輸出執(zhí)行FFT轉(zhuǎn)換；同步解調(diào)器，對所述FFT電路的輸出執(zhí)行同步解調(diào)；誤差估計器，其計算所述同步解調(diào)器的輸出與一個理想接收點之間的誤差；以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器，其使用由所述誤差估計器輸出的誤差信號更新決定用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的特性的系數(shù)，其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時間n時的輸入信號、輸出信號和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程和用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)，以及其中所述同步解調(diào)器通過使用所述FFT電路的輸出計算傳輸路徑特性H(k)，并且通過把所述FFT電路的輸出除以H(k)而執(zhí)行同步解調(diào)。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[Xmg(n-T-gL)/H(n-T-gL)]*am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，...，d-1)Xmg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)xm(j)WLK(j-T-gL)，WL＝e-j2pie/L(m＞1；k＝0，1，...，L-1)其中，在時間n處的輸入信號、輸出信號、誤差信號以及用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)、e(n)和am(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)，而在時間n＝T時對于點數(shù)L，開始y(n)和xm(n)的FFT變換，其中T+gL≤n≤T+(g+1)L-1(g＝0，1，...)以及在該時間段中的xm(n)的FFT變換被表示為Xmg(k)，并且其中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為am(T+(g+v)L+w)＝am(T+(g+1)L-1)(v＝1，2，...，f-1；w＝0，1，...，L-1)其中f為大于等于1的整數(shù)，從而僅僅對每f個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行系數(shù)更新。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的系數(shù)更新函數(shù)為Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝2，3，...，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，...，r+(c-1))其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對于來自所述FFT變換的輸出中的每c個點中的一個點被用作為一個代表值，并且剩余的(c-1)個點被作為所述代表值的插值所代替。
12.根據(jù)權(quán)利要求10所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q)’＝∑s＝1toL/cXm(T+gL+(s-1)c+q)WL/c(p-1)(s-1)，WL/c＝e-j2pie/(L/c)(m＞1；p＝1，2，...，L/c)其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對于FFT變換的輸入的每c個點中的一個點被使用，以執(zhí)行1/c點數(shù)的FFT變換，并且從而獲得一個代表值，以及其中，根據(jù)如下方程執(zhí)行剩余的(c-1)個點的插值Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝2，3，...，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)，(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)，(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，...，r+(c-1))從而Xmg(k)被替換為Xmg(k)’。
13.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中所述非線性失真均衡器補償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的波形失真，并且包括用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器，其根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)，對受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號執(zhí)行變換；FFT電路，其對用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的輸出執(zhí)行FFT變換；差分解調(diào)器，其通過使用所述FFT電路的輸出以及把所述FFT電路的輸出延遲一個OFDM符號而獲得的信號執(zhí)行差分解調(diào)；誤差估計器，其計算所述差分解調(diào)器和一個理想接收點之間的誤差；以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器，其通過使用由所述誤差估計器輸出的誤差信號更新決定用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的特性的系數(shù)，其中用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時間n時的輸入信號、輸出信號和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程和用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)，以及其中所述差分解調(diào)器通過使用所述FFT電路的輸出除以通過把所述FFT電路的輸出延遲所述一個OFDM符號而獲得的信號，而執(zhí)行差分解調(diào)。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[Xmg(n-T-gL)/Yg-1(n’-T-(g-1)L)]*(n’＝n-L)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，…，d-1)Xmg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)xm(j)WLk(j-T-gL)Yg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)y(j)WLk(j-T-gL)，WL＝e-j2pie/L(m＞1；k＝0，1，…，L-1)其中，在時間n處的輸入信號、輸出信號、誤差信號以及用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)、e(n)和am(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)，而在時間n＝T時對于點數(shù)L，開始y(n)和xm(n)的FFT變換，并且n的范圍是T+gL≤n≤T+(g+1)L-1(g＝0，1，...)從而在該時間段中的y(n)和xm(n)分別表示為Yg(k)和Xmg(k)，以及其中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為am(T+(g+v)L+w)＝am(T+(g+1)L-1)(v＝1，2，…，f-1；w＝0，1，…，L-1)其中f為大于等于1的整數(shù)，從而僅僅對每f個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行系數(shù)更新。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(P＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))其中，c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對于來自所述FFT變換的輸出中的每c個點中的一個點被用作為一個代表值，并且剩余的(c-1)個點被作為所述代表值的插值所代替。
16.根據(jù)權(quán)利要求14所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q)’＝∑s＝1toL/cXm(T+gL+(s-1)c+q)WL/c(p-1)(s-1)，WL/c＝e-j2pie/(L/c)(m＞1；p＝1，2，…，L/c)其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對于FFT變換的輸入的每c個點中的一個點被使用，以執(zhí)行1/c點數(shù)的FFT變換，并且從而獲得一個代表值，并且根據(jù)如下方程執(zhí)行剩余的(c-1)個點的插值Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(P＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))從而Xmg(k)被Xmg(k)’所代替。
17.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中所述非線性失真均衡器補償在受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的波形失真，并且包括用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器，其根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)轉(zhuǎn)換受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號；FFT電路，其對用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的輸出執(zhí)行FFT變換；差分解調(diào)器，其通過使用所述FFT電路的輸出和通過把所述FFT電路的輸出延遲一個OFDM符號所獲得的信號執(zhí)行差分解調(diào)；誤差估計器，其計算所述差分解調(diào)器的輸出與一個理想接收信號之間的誤差；以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計器，其通過使用由所述誤差估計器輸出的誤差信號更新決定用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的特性的系數(shù)，其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中在時間n時的輸入信號、輸出信號和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程和用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)，以及其中所述差分解調(diào)器通過把由所述FFT電路的輸出延遲所述一個OFDM符號而獲得的信號的復(fù)數(shù)共軛乘以所述FFT電路的輸出而執(zhí)行差分解調(diào)。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[Xmg(n-T-gL)·Yg-1(n’-T-(g-1)L)*]*(n’＝n-L)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，…，d-1)Xmg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)xm(j)WLk(j-T-gL)Yg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)y(j)WLk(j-T-gL)，WL＝e-j2pie/L(m＞1；k＝0，1，…，L-1)其中在時間n處的輸入信號、輸出信號、誤差信號以及用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)、e(n)和am(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)，并且在時間n＝T時對于點數(shù)L，開始y(n)和xm(n)的FFT變換，并且n的范圍是T+gL≤n≤T+(g+1)L-1(g＝0，1，…)從而在該時間段過程中的y(n)和xm(n)的FFT變換分別表示為Yg(k)和Xmg(k)，以及其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為am(T+(g+v)L+w)＝am(T+(g+1)L-1)(v＝1，2，…，f-1；w＝0，1，…，L-1)其中f為大于等于1的整數(shù)，從而僅僅對每f個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行系數(shù)更新。
19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(P＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對于來自所述FFT變換的輸出中的每c個點中的一個點被用作為一個代表值，并且剩余的(c-1)個點被作為所述代表值的插值所代替。
20.根據(jù)權(quán)利要求18所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q)’＝∑s＝1toL/cXm(T+gL+(s-1)c+q)WL/c(p-1)(s-1)，WL/c＝e-j2pie/(L/c)(m＞1；p＝1，2，…，L/c)其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對于FFT變換的輸入的每c個點中的一個點被使用，以執(zhí)行1/c點數(shù)的FFT變換，并且從而獲得一個代表值，并且根據(jù)如下方程執(zhí)行剩余的(c-1)個點的插值Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(P＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))從而Xmg(k)被Xmg(k)’所代替。
21.一種用于補償復(fù)數(shù)輸入信號中的波形失真的非線性均衡方法，其中包括如下步驟根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)，把一個復(fù)數(shù)輸入信號轉(zhuǎn)換為用于非線性失真均衡的的復(fù)數(shù)信號；低通濾波，以僅僅允許用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號的輸出的低頻成份通過；恢復(fù)載波，以建立所述低通濾波器的輸出的相位同步；計算所述載波恢復(fù)步驟的輸出與一個理想接收點之間的誤差信號；以及通過使用在所述誤差信號并且通過糾正在所述載波恢復(fù)步驟中的相位旋轉(zhuǎn)，更新所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時間n時的輸入信號、輸出信號和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程和系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
22.根據(jù)權(quán)利要求21所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[xm(n)]*e-jp(n)(m＞1)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，…，d-1)，其中，在時間n處的輸入信號、誤差信號、用于第m階失真均衡的系數(shù)以及所述載波恢復(fù)電路中的相位旋轉(zhuǎn)的數(shù)值分別為x(n)、e(n)、am(n)和ejp(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)。
23.根據(jù)權(quán)利要求21所述的非線性失真均衡方法，其補償在復(fù)數(shù)信號中的波形失真，包括如下步驟根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)轉(zhuǎn)換該復(fù)數(shù)輸入信號為非線性失真均衡信號；低通濾波，其僅僅允許所述非線性失真均衡信號的輸出的低頻成份通過；根據(jù)卷積運算轉(zhuǎn)換所述低通濾波步驟的輸出，并輸出線性失真均衡信號；載波恢復(fù)，以建立所述線性失真均衡信號的相位同步；計算所述載波恢復(fù)步驟的輸出與一個理想接收點之間的誤差；通過使用所述誤差信號以及通過糾正由所述載波恢復(fù)步驟的相位旋轉(zhuǎn)，更新所述卷積操作的系數(shù)；通過使用所述誤差信號以及通過糾正所述載波恢復(fù)步驟的相位旋轉(zhuǎn)，更新第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)，其中第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時間n時的輸入信號、輸出信號和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程和系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
24.根據(jù)權(quán)利要求23所述的非線性失真均衡方法，其中第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[xm(n)]*e-jp(n)(m＞1)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，…，d-1)，其中，在時間n處的輸入信號、誤差信號、用于第m階失真均衡的系數(shù)以及所述載波恢復(fù)電路中的相位旋轉(zhuǎn)的數(shù)值分別為x(n)、e(n)、am(n)和ejp(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)。
25.根據(jù)權(quán)利要求24所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程是通過把xm(n)替換為∑CkFILxm(n-k)而獲得的，其中所述低通濾波步驟的每個系數(shù)為CkFIL。
26.根據(jù)權(quán)利要求24所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程是通過把xm(n)替換為∑CkLEQ(n)xm(n-k)而獲得的，其中所述卷積運算的每個系數(shù)的數(shù)值為CkLEQ(n)。
27.根據(jù)權(quán)利要求24所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程是通過把xm(n)替換為∑CiLEQ(n)z(n-i)，z(n)＝∑CkFILxm(n-k)而獲得的，其中所述低通濾波步驟的每個系數(shù)為CkFIL，并且在時間n時的所述卷積運算的每個系數(shù)的數(shù)值為CkLEQ(n)。
28.一種用于補償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的波形失真的非線性失真均衡方法，其中包括如下步驟根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)對受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號執(zhí)行轉(zhuǎn)換；對所述非線性失真均衡信號執(zhí)行FFT轉(zhuǎn)換；對所述FFT處理的輸出執(zhí)行同步解調(diào)處理；計算所述同步解調(diào)處理的輸出與一個理想接收點之間的誤差；以及使用所述誤差信號更新所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時間n時的輸入信號、輸出信號和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程和系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)，以及其中所述同步解調(diào)步驟包括如下步驟通過使用所述FFT處理的輸出計算傳輸路徑特性H(k)，并且通過把所述FFT處理的輸出除以H(k)而執(zhí)行同步解調(diào)。
29.根據(jù)權(quán)利要求28所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[Xmg(n-T-gL)/H(n-T-gL)]*am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，…，d-1)Xmg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)xm(j)WLK(j-T-gL)，WL＝e-j2pie/L(m＞1；k＝0，1，…，L-1)其中，在時間n處的輸入信號、輸出信號、誤差信號以及用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)、e(n)和am(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)，而在時間n＝T時對于點數(shù)L，開始y(n)和xm(n)的FFT變換，其中T+gL≤n≤T+(g+1)L-1(g＝0，1，…)以及在該時間段中，xm(n)的FFT變換被表示為Xmg，并且所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(T+(g+v)L+w)＝am(T+(g+1)L-1)(v＝1，2，…，f-1；w＝0，1，…，L-1)其中f為大于等于1的整數(shù)，從而僅僅對每f個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行系數(shù)更新。
30.根據(jù)權(quán)利要求28所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新函數(shù)為Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對于來自所述FFT變換的輸出中的每c個點中的一個點被用作為一個代表值，并且剩余的(c-1)個點被作為所述代表值的插值所代替。
31.根據(jù)權(quán)利要求28所述的非線性失真均衡方法，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計器的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q)’＝∑s＝1toL/cXm(T+gL+(s-1)c+q)WL/c(p-1)(s-1)，WL/c＝e-j2pie/(L/c)(m＞1；p＝1，2，…，L/c)其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對于FFT變換的輸入的每c個點中的一個點被使用，以執(zhí)行1/c點數(shù)的FFT變換，并且從而獲得一個代表值，以及其中，根據(jù)如下方程執(zhí)行剩余的(c-1)個點的插值Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝2，3，...，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，...，r+(c-1))從而Xmg(k)被替換為Xmg(k)’。
32.一種用于補償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的波形失真的非線性失真均衡方法，其中包括如下步驟根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)，對受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號執(zhí)行變換；對所述非線性失真均衡信號執(zhí)行FFT變換；通過使用所述FFT處理的輸出以及把所述FFT處理的輸出延遲一個OFDM符號而獲得的信號執(zhí)行差分解調(diào)處理；計算所述差分解調(diào)處理和一個理想接收點之間的誤差；以及通過使用所述誤差信號更新所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時間n時的輸入信號、輸出信號和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程和系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)，以及其中通過使用所述FFT處理的輸出除以通過把所述FFT處理的輸出延遲所述一個OFDM符號而獲得的信號，而執(zhí)行所述差分解調(diào)處理。
33.根據(jù)權(quán)利要求32所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[Xmg(n-T-gL)/Yg-1(n’-T-(g-1)L)]*(n’＝n-L)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，…，d-1)Xmg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)xm(j)WLk(j-T-gL)Yg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)y(i)WLk(j-T-gL)，WL＝e-j2pie/L(m＞1；k＝0，1，…，L-1)其中，在時間n處的輸入信號、輸出信號、誤差信號以及用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)、e(n)和am(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)，而在時間n＝T時對于點數(shù)L，開始y(n)和xm(n)的FFT變換，并且n的范圍是T+gL≤n≤T+(g+1)L-1(g＝0，1，...)從而在該時間段中的y(n)和xm(n)分別表示為Yg(k)和Xmg(k)，以及其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(T+(g+v)L+w)＝am(T+(g+1)L-1)(v＝1，2，...，f-1；w＝0，1，...，L-1)其中f為大于等于1的整數(shù)，從而僅僅對每f個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行系數(shù)更新。
34.根據(jù)權(quán)利要求32所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(P＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))其中，c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對于來自所述FFT變換的輸出中的每c個點中的一個點被用作為一個代表值，并且剩余的(c-1)個點被作為所述代表值的插值所代替。
35.根據(jù)權(quán)利要求32所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q)’＝∑s＝1toL/cXm(T+gL+(s-1)c+q)WL/c(p-1)(s-1)，WL/c＝e-j2pie/(L/c)(m＞1；p＝1，2，…，L/c)其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對于FFT變換的輸入的每c個點中的一個點被使用，以執(zhí)行1/c點數(shù)的FFT變換，并且從而獲得一個代表值，以及根據(jù)如下方程執(zhí)行剩余的(c-1)個點的插值Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(P＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))從而Xmg(k)被Xmg(k)’所代替。
36.一種用于補償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號中的波形失真的非線性失真均衡方法，其中包括如下步驟根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)轉(zhuǎn)換受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號；對所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的輸出執(zhí)行FFT變換；通過使用所述FFT處理的輸出和通過把所述FFT處理的輸出延遲一個OFDM符號所獲得的信號執(zhí)行差分解調(diào)處理；計算所述差分解調(diào)處理的輸出與一個理想接收信號之間的誤差；以及通過使用由所述誤差信號更新所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中在時間n時的輸入信號、輸出信號和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程和系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)，以及其中通過把所述FFT處理的輸出延遲所述一個OFDM符號而獲得的信號的復(fù)數(shù)共軛乘以所述FFT處理的輸出而執(zhí)行差分解調(diào)處理。
37.根據(jù)權(quán)利要求36所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[Xmg(n-T-gL)·Yg-1(n’-T-(g-1)L)*]*(n’＝n-L)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，…，d-1)Xmg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)xm(j)WLk(j-T-gL)Yg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)y(j)WLk(j-T-gL)，WL＝e-j2pie/L(m＞1；k＝0，1，…，L-1)其中在時間n處的輸入信號、輸出信號、誤差信號以及用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)、e(n)和am(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)，并且在時間n＝T時對于點數(shù)L，開始y(n)和xm(n)的FFT變換，并且n的范圍是T+gL≤n≤T+(g+1)L-1(g＝0，1，…)從而在該時間段過程中的y(n)和xm(n)的FFT變換分別表示為Yg(k)和Xmg(k)，以及其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(T+(g+v)L+w)＝am(T+(g+1)L-1)(v＝1，2，…，f-1；w＝0，1，…，L-1)其中f為大于等于1的整數(shù)，從而僅僅對每f個OFDM符號中的一個OFDM符號執(zhí)行系數(shù)更新。
38.根據(jù)權(quán)利要求36所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(P＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對于來自所述FFT變換的輸出中的每c個點中的一個點被用作為一個代表值，并且剩余的(c-1)個點被作為所述代表值的插值所代替。
39.根據(jù)權(quán)利要求36所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q)’＝∑s＝1toL/cXm(T+gL+(s-1)c+q)WL/c(p-1)(s-1)，WL/c＝e-j2pie/(L/c)(m＞1；p＝1，2，…，L/c)其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對于FFT變換的輸入的每c個點中的一個點被使用，以執(zhí)行1/c點數(shù)的FFT變換，并且從而獲得一個代表值，并且根據(jù)如下方程執(zhí)行剩余的(c-1)個點的插值Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(P＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))從而Xmg(k)被Xmg(k)’所代替。
全文摘要
一種受到同步載波調(diào)制或差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號被輸入到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換器,從而根據(jù)第N階函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N>1)進行轉(zhuǎn)換。然后補償在OFDM基帶信號中的非線性失真。在此時,使用如下方程作為一個轉(zhuǎn)換方程y(n)=x(n)+∑a
文檔編號H04L27/26GK1380742SQ0210623
公開日2002年11月20日 申請日期2002年4月5日 優(yōu)先權(quán)日2001年4月9日
發(fā)明者大內(nèi)干博, 神野一平, 加藤久也 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社