專利名稱：用于減輕ofdm系統(tǒng)中isi的循環(huán)延遲分集的制作方法
背景本發(fā)明涉及發(fā)射分集。更特別的是，本發(fā)明涉及減輕使用延遲發(fā)射分集的系統(tǒng)中的碼間干擾。
在無(wú)線電發(fā)射中，發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的建筑物或其它障礙物會(huì)使發(fā)射信號(hào)偏轉(zhuǎn)。偏轉(zhuǎn)會(huì)導(dǎo)致接收機(jī)接收到發(fā)射信號(hào)具有不同延時(shí)的多種形式。接收從物體偏轉(zhuǎn)的發(fā)射信號(hào)和接收發(fā)射信號(hào)的多種延時(shí)形式稱作多徑傳播。在數(shù)字傳輸中，如果多個(gè)路徑之間的延遲超過(guò)信號(hào)持續(xù)時(shí)間，會(huì)產(chǎn)生稱作碼間干擾(ISI)的信號(hào)失真。為減輕ISI設(shè)計(jì)了許多發(fā)射方案。一種稱作正交頻分復(fù)用(OFDM)的發(fā)射方案特別適合減輕ISI。OFDM將一個(gè)帶寬分成很多小的副載波。通過(guò)使用正交功能，所有副載波的頻譜能夠相互重疊。從而獲得最佳的帶寬效率。但是，當(dāng)多個(gè)路徑之間的延遲差超過(guò)最小采樣間隔時(shí)破壞了副載波之間的正交性。為了保持多路徑環(huán)境中副載波之間的最佳正交性，在發(fā)射每個(gè)符號(hào)之前插入一個(gè)防護(hù)間隔或循環(huán)前綴(CP)。


圖1說(shuō)明了根據(jù)OFDM工作的傳統(tǒng)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)。發(fā)射機(jī)獲得一個(gè)符號(hào)S(k)，執(zhí)行快速傅立葉逆變換(IFFT)，將要發(fā)射的符號(hào)從頻域變換到時(shí)域。發(fā)射機(jī)還為要發(fā)射的符號(hào)加上一個(gè)循環(huán)前綴(CP)。時(shí)域符號(hào)s(n)由天線Ant 1TX通過(guò)傳輸介質(zhì)，例如大氣界面，發(fā)射到接收機(jī)。傳輸介質(zhì)用信道脈沖響應(yīng)h1與發(fā)射符號(hào)進(jìn)行卷積。發(fā)射符號(hào)通過(guò)天線Ant 1TX接收。在時(shí)域可以用s(n)*h1(n)表示接收機(jī)接收的符號(hào)。然后接收機(jī)去掉循環(huán)前綴并執(zhí)行快速傅立葉變換(FFT)。在頻域可以用S(k)H1(k)表示接收符號(hào)，其中S(k)是頻域的接收符號(hào)，H1(k)是信道的頻域表示，稱作信道傳輸函數(shù)。
圖2說(shuō)明了傳統(tǒng)的OFDM信號(hào)M及相關(guān)的循環(huán)前綴。在時(shí)域中表示的OFDM符號(hào)M包括采樣點(diǎn)1到N。與OFDM符號(hào)M相關(guān)的循環(huán)前綴包含OFDM符號(hào)M的采樣點(diǎn)N-2到N。因?yàn)槎鄰窖舆t會(huì)破壞發(fā)射符號(hào)的正交性，所以設(shè)置的循環(huán)前綴的采樣點(diǎn)數(shù)要長(zhǎng)于發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間最壞情況下的多徑延遲。因此，技術(shù)熟練的人可以認(rèn)識(shí)到，雖然圖2中說(shuō)明的循環(huán)前綴只包含三個(gè)采樣點(diǎn)N-2到N，但循環(huán)前綴中的實(shí)際采樣點(diǎn)數(shù)將根據(jù)最壞情形的多徑延遲而變化。
典型的，不同頻率的發(fā)射信號(hào)受傳輸介質(zhì)的影響不同。但是，不同頻率的發(fā)射信號(hào)會(huì)受到平瑞利衰減，即在整個(gè)頻域范圍上發(fā)生的衰減。此外，當(dāng)多徑之間的延遲差大大小于采樣點(diǎn)持續(xù)時(shí)間時(shí)，多徑信號(hào)的相位或者是積極的相位增加，或者是相互抵償。當(dāng)多徑信號(hào)的相位相互抵消時(shí)，接收信號(hào)的質(zhì)量取決于是接收到一個(gè)強(qiáng)直接信號(hào)還是接收到來(lái)自多個(gè)方向、相位隨機(jī)的散射信號(hào)。當(dāng)接收到的來(lái)自多個(gè)方向、相位隨機(jī)的多個(gè)散射信號(hào)的延遲展寬大大小于采樣點(diǎn)持續(xù)時(shí)間時(shí)，在頻域發(fā)生平瑞利衰減。例如，接收機(jī)可能不能恢復(fù)任何與受到平瑞利衰減的OFDM發(fā)射符號(hào)相關(guān)的副載波。當(dāng)ODFM發(fā)射符號(hào)受到平瑞利衰減時(shí)，會(huì)嚴(yán)重降低服務(wù)的質(zhì)量(QOS)。在平瑞利衰減環(huán)境中提供質(zhì)量更好的服務(wù)的一種方法是使用發(fā)射分集。
圖3說(shuō)明了根據(jù)OFDM運(yùn)行的傳統(tǒng)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)，其中發(fā)射機(jī)使用發(fā)射分集來(lái)發(fā)射。如圖3中說(shuō)明的，通過(guò)使用一組M個(gè)發(fā)射天線，每個(gè)天線發(fā)射要發(fā)射符號(hào)的延遲形式，構(gòu)成了發(fā)射分集。技術(shù)熟練的人可以認(rèn)識(shí)到，有時(shí)在CDMA系統(tǒng)中使用發(fā)射分集，在CDMA系統(tǒng)中分解出獨(dú)立的延遲路徑，然后使用如最大比值合并來(lái)合并。當(dāng)在OFDM中使用發(fā)射分集時(shí)，應(yīng)該要定位發(fā)射天線，使得接收機(jī)得到統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的信道。換句話說(shuō)，發(fā)射符號(hào)會(huì)經(jīng)過(guò)一個(gè)一個(gè)單獨(dú)獨(dú)立的平瑞利衰減信道。使用如圖3中說(shuō)明的發(fā)射方案會(huì)產(chǎn)生一個(gè)重疊區(qū)域，不管單個(gè)終端在該區(qū)域中的位置和時(shí)間如何，都會(huì)得到相對(duì)一致的總接收功率。此外，假定使用了某些類型的編碼，即前向糾錯(cuò)編碼(FEC)，圖3中說(shuō)明的發(fā)射分集方案還造成信道中的偽隨機(jī)頻率選擇性，這也提供了更為一致的接收條件。技術(shù)熟練的人可以認(rèn)識(shí)到，對(duì)于FEC編碼的信息，不相關(guān)的快瑞利衰減信道中的誤字率或OFDM誤碼率比相關(guān)的慢瑞利衰減信道中的低。因此，基于圖3中說(shuō)明的發(fā)射分集的延遲意圖介紹這種不相關(guān)的頻率選擇性。
如圖3中說(shuō)明的，發(fā)射機(jī)開(kāi)始時(shí)執(zhí)行快速傅立葉逆變換，然后為要發(fā)射的頻域符號(hào)S(k)加上循環(huán)前綴?？焖俑盗⑷~逆變換將頻域符號(hào)S(k)變換成時(shí)域符號(hào)s(n)。時(shí)域符號(hào)s(n)沿著與各個(gè)天線相關(guān)的分離路徑發(fā)送出去。時(shí)城符號(hào)s(n)通過(guò)衰減器Atten1到AttenM，衰減器按發(fā)射分集方案中使用的天線數(shù)量的平方根衰減各個(gè)天線路徑中的發(fā)射符號(hào)功率，從而使總發(fā)射功率歸一化。接下來(lái)除第一天線路徑之外的要發(fā)射的已衰減時(shí)域符號(hào)進(jìn)行線性延遲。各個(gè)路徑中的線性延遲由下列公式表示p*(T/N)p從0到M-1，其中p的范圍是從0到M-1其中p是值得考慮的天線的索引，M表示分集系統(tǒng)中的天線總數(shù)，T表示沒(méi)有循環(huán)前綴的OFDM符號(hào)的持續(xù)時(shí)間，N表示頻域中存在的副載波數(shù)。從天線Ant 1TX到Ant MTX發(fā)射的符號(hào)分別經(jīng)過(guò)傳輸介質(zhì)的信道傳輸函數(shù)H1到HM。在接收機(jī)，天線Ant 1RX接收來(lái)自天線Ant 1TX到Ant MTX的符號(hào)并合并在一起。如圖3中說(shuō)明的，在接收機(jī)中合并之后，得到的符號(hào)在時(shí)域可以表示為s(n)*(h1(n)+h2(n)+...+hM(n))。然后接收機(jī)去掉循環(huán)前綴并執(zhí)行快速傅立葉變換，將時(shí)域符號(hào)變換成頻域符號(hào)。
圖4更為詳細(xì)的說(shuō)明了分別從三個(gè)不同延遲的天線發(fā)射的三個(gè)符號(hào)。在接收機(jī)，在一組稱作快速傅立葉變換窗的時(shí)間段中執(zhí)行快速傅立葉變換。如圖4中說(shuō)明的，通過(guò)使用循環(huán)前綴，在發(fā)射符號(hào)每一個(gè)延遲形式的OFDM發(fā)射符號(hào)n的所有采樣點(diǎn)范圍上執(zhí)行了快速傅立葉變換窗。
在頻域，接收符號(hào)可以表示為R(k)=S(k)M·Σi=1MHi(k)=S(k)·H(k)]]>其中S(k)是發(fā)射符號(hào)，M是天線數(shù)，H(k)是信道的復(fù)合頻率響應(yīng)，其中包含了M的平方根。因此，H(k)的標(biāo)準(zhǔn)偏差保持恒定。
根據(jù)巴塞伐爾(DFT)定理，接收功率為P=1NΣk=0N-1R(k)·R(k)*=1NΣk=0N-1|h(k)|2|S(k)|2]]>其中R(k)是接收符號(hào)的頻域表示，R(k)*是R(k)的復(fù)共軛。假設(shè)對(duì)于每個(gè)k來(lái)說(shuō)，S(k)使用多級(jí)群集，例如16QAM或64QAM，則每個(gè)副載波的平均功率值為P=E(1NΣk=0N-1|H(k)|2|S(k)|2)=σs2NΣk=0N-1|H(k)|2]]>其中σs2=E(|S(k)|2)]]>其中E表示期望值。
如果假設(shè)發(fā)射分集系統(tǒng)使用兩個(gè)天線，其中每個(gè)天線發(fā)射通過(guò)的路徑受復(fù)高斯衰減變量Hi影響，即平瑞利衰減信道，且第二個(gè)分集路徑延遲，例如一個(gè)OFDM采樣點(diǎn)，那么得到的傳輸函數(shù)變成H(k)=H0+H1·e-j2π·kN]]>現(xiàn)在對(duì)接收功率卷積，得到P=σs2NΣk=0N-1|H0|2+|H1|2+2·|H0|·|H1|cos(arg(H0)-arg(H1))=]]>σs2N(N·|H0|2+N·|H1|2+2·|H0|·|H1|Σk=0N-1cos(-2·π·kN))=]]>σs2(|H0|2+|H1|2)=]]>σs2(Hre02+Him02+Hre12+Him12)]]>其中Hr。表示復(fù)值H的實(shí)部，Him表示復(fù)值H的虛部。
如上所示，接收功率是中心分布的四階卡方變量。但是如果在兩個(gè)傳輸符號(hào)H0和H1之間沒(méi)有延遲，則會(huì)在對(duì)所有副載波上進(jìn)行功率求和之前將符號(hào)合并在一起，為H′。因此最終結(jié)果是二階卡方變量，即是瑞利分布的。雖然上面給出的例子涉及使用兩個(gè)天線的系統(tǒng)，但技術(shù)熟練的人可以認(rèn)識(shí)到，卡方變量的階數(shù)n等于具有不同延遲的天線數(shù)，即n＝2M。
卡方變量的平均值和標(biāo)準(zhǔn)偏差是E(P)＝nσ2，且σP=2n·σ2]]>其中σ是各個(gè)高斯分布的變量的標(biāo)準(zhǔn)偏差，它們組成了卡方分布的變量。
應(yīng)該指出的是，當(dāng)階數(shù)n增加時(shí)，以功率P平均值為中心的相對(duì)展寬，即隨機(jī)偏差減小，如σP/E(P)=2/n]]>圖5說(shuō)明了對(duì)于M＝2個(gè)天線的功率載波分布函數(shù)(CDF)。曲線505說(shuō)明了關(guān)于兩個(gè)具有不同延遲的天線的功率載波分布函數(shù)，而曲線510說(shuō)明了關(guān)于兩個(gè)沒(méi)有延遲的天線的功率載波分布函數(shù)。如從圖5可以看到的，對(duì)每個(gè)天線使用不同的延遲得到一個(gè)陡峭的載波分布函數(shù)曲線?？梢哉J(rèn)識(shí)到，垂直線的載波分布函數(shù)表示沒(méi)有以平均值為中心的偏差，因此符號(hào)是確定性的，即非隨機(jī)的。因此陡峭的曲線表示總功率值是更加確定的。
圖6說(shuō)明了通過(guò)六個(gè)天線發(fā)射的副載波協(xié)方差矩陣，通過(guò)六個(gè)天線傳輸?shù)姆?hào)沒(méi)有任何延遲。如從圖6可以看到的，當(dāng)天線發(fā)射在天線之間沒(méi)有延遲差的相同符號(hào)時(shí)，每個(gè)副載波信道與所有其它副載波信道相關(guān)。如果傳輸信道使發(fā)射符號(hào)受平瑞利衰減影響，那么六個(gè)天線的發(fā)射符號(hào)受信道傳輸函數(shù)的影響相似。
圖7說(shuō)明了通過(guò)六個(gè)天線發(fā)射、具有六個(gè)假定是平瑞利衰減信道的不同延遲的符號(hào)的副載波協(xié)方差矩陣。如從圖7可以看到的，副載波的相關(guān)值低，即大多數(shù)副載波的絕對(duì)相關(guān)值小于0.2。因此，如果傳輸介質(zhì)使六個(gè)天線發(fā)射的符號(hào)經(jīng)過(guò)平瑞利衰減信道，那么大多數(shù)副載波受信道的影響不同。
雖然使用多個(gè)各具有不同延遲的天線傳輸OFDM符號(hào)有助于防止發(fā)射符號(hào)被平瑞利衰減破壞，但所有天線路徑之間的總延遲展寬可能僅僅是循環(huán)前綴的持續(xù)時(shí)間減去固有信道延遲展寬的持續(xù)時(shí)間。可以認(rèn)識(shí)到，延遲展寬是不同延遲相對(duì)于對(duì)方如何分布的度量。引入更大的延遲將導(dǎo)致碼間干擾，隨后副載波將失去它們的相互正交性。因此，因?yàn)檠h(huán)前綴越長(zhǎng)，用于傳輸數(shù)據(jù)的可用帶寬就越少，所以循環(huán)前綴典型是保持盡可能的短。
因此，需要提供一種使用OFDM的發(fā)射分集方案，不受循環(huán)前綴的持續(xù)時(shí)間減去固有信道延遲展寬的限制。
概述根據(jù)本發(fā)明，通過(guò)一種發(fā)射符號(hào)的方法和/或設(shè)備克服了傳統(tǒng)技術(shù)的這些及其它問(wèn)題、缺點(diǎn)和限制，其中符號(hào)在多個(gè)天線路徑中分離。在每一個(gè)天線路徑中，符號(hào)的采樣循環(huán)移位預(yù)定的位置數(shù)。預(yù)定位置數(shù)取決于特定天線路徑相對(duì)于其它天線路徑的關(guān)系。移位出符號(hào)末端的采樣插入到符號(hào)的起初端。此后，通過(guò)從符號(hào)末端復(fù)制預(yù)定數(shù)量的采樣來(lái)形成循環(huán)前綴。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方案，信號(hào)在多個(gè)天線路徑中分離，其中信號(hào)包括多個(gè)位置，每個(gè)位置號(hào)包括一個(gè)采樣。信號(hào)在一個(gè)天線路徑中接收。信號(hào)的采樣移位預(yù)定的位置數(shù)，其中移位超過(guò)信號(hào)中位置號(hào)范圍的采樣在信號(hào)的起始端或末端向里移位多個(gè)位置。發(fā)射防護(hù)間隔中來(lái)自信號(hào)一端的多個(gè)采樣數(shù)以及信號(hào)和防護(hù)間隔。
附圖簡(jiǎn)述通過(guò)結(jié)合附圖閱讀下列詳細(xì)描述，將會(huì)理解本發(fā)明的目標(biāo)和優(yōu)點(diǎn)，其中圖1說(shuō)明了使用OFDM發(fā)射方案的傳統(tǒng)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)；圖2說(shuō)明了傳統(tǒng)OFDM符號(hào)及相關(guān)循環(huán)前綴；圖3說(shuō)明了根據(jù)使用發(fā)射分集的OFDM發(fā)射方案運(yùn)行的傳統(tǒng)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)；圖4說(shuō)明了多個(gè)傳統(tǒng)OFDM符號(hào)，符號(hào)由使用發(fā)射分集的系統(tǒng)中的接收機(jī)接收，發(fā)射分集使用線性延遲；圖5說(shuō)明了使用兩個(gè)天線發(fā)射的功率載波分布函數(shù)；圖6說(shuō)明了關(guān)于使用不同天線之間沒(méi)有延遲的發(fā)射分集的系統(tǒng)的副載波協(xié)方差矩陣；圖7說(shuō)明了關(guān)于在通過(guò)各個(gè)天線發(fā)射的符號(hào)之間具有延遲的發(fā)射分集方案的副載波協(xié)方差矩陣；圖8說(shuō)明了兩種OFDM符號(hào)，其中根據(jù)本發(fā)明的典型實(shí)施方案，在兩個(gè)符號(hào)之間有循環(huán)延遲；圖9說(shuō)明了使用根據(jù)本發(fā)明典型實(shí)施方案的發(fā)射分集和循環(huán)延遲的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)；圖10說(shuō)明了根據(jù)本發(fā)明典型實(shí)施方案，通過(guò)多個(gè)天線發(fā)射的功率載波分布函數(shù)；圖11說(shuō)明了關(guān)于使用根據(jù)本發(fā)明典型實(shí)施方案的循環(huán)延遲的發(fā)射分集方案的副載波協(xié)方差矩陣；圖12說(shuō)明了使用根據(jù)本發(fā)明的循環(huán)延遲的典型方法；圖13A-13C說(shuō)明了根據(jù)本發(fā)明典型實(shí)施方案的副載波之間的副載波信道相關(guān)性；圖14說(shuō)明了在根據(jù)本發(fā)明典型實(shí)施方案的傳輸64個(gè)副載波的系統(tǒng)中，兩個(gè)副載波之間的相關(guān)絕對(duì)值；以及圖15說(shuō)明了根據(jù)本發(fā)明典型實(shí)施方案到接收機(jī)中卷積FEC解碼器的輸入流。
詳細(xì)描述本發(fā)明涉及發(fā)射分集，更特別涉及通過(guò)在發(fā)射分集系統(tǒng)中使用循環(huán)延遲來(lái)減輕ISI。
在下面按照在根據(jù)OFDM協(xié)議通信的系統(tǒng)中的實(shí)現(xiàn)來(lái)描述本發(fā)明。但是，技術(shù)熟練的人可以認(rèn)識(shí)到，本發(fā)明同樣應(yīng)用于其它使用循環(huán)前綴或防護(hù)間隔的協(xié)議。此外，雖然下面描述的本發(fā)明典型實(shí)施方案使用了特定數(shù)量的天線，但是本發(fā)明同樣應(yīng)用于天線比下面描述的那些多或少的系統(tǒng)。
圖8說(shuō)明了兩種OFDM符號(hào)，其中循環(huán)延遲是在兩個(gè)要按發(fā)射分集方案發(fā)射的符號(hào)之間實(shí)現(xiàn)的。假定OFDM符號(hào)M 810通過(guò)沒(méi)有循環(huán)延遲的天線發(fā)射，而OFDM符號(hào)M 820通過(guò)循環(huán)延遲為一個(gè)采樣的天線發(fā)射。通過(guò)比較OFDM符號(hào)810和820可以看出，循環(huán)延遲是通過(guò)將采樣從OFDM符號(hào)的末端移位到OFDM符號(hào)的起始端并通過(guò)復(fù)制OFDM符號(hào)的后n個(gè)采樣添加一個(gè)循環(huán)前綴來(lái)實(shí)現(xiàn)的。例如，如果實(shí)現(xiàn)了三個(gè)采樣的循環(huán)延遲，通過(guò)第三個(gè)天線發(fā)射的OFDM符號(hào)將OFDM符號(hào)的后三個(gè)采樣移位到OFDM符號(hào)的前三個(gè)時(shí)間片中，OFDM符號(hào)中剩余的采樣向右移位三個(gè)位置。然后復(fù)制OFDM符號(hào)的后n個(gè)采樣并放置在循環(huán)前綴中，其中n表示對(duì)于特定系統(tǒng)的循環(huán)前綴中的采樣數(shù)。
圖9說(shuō)明了根據(jù)使用發(fā)射機(jī)分集的OFDM發(fā)射方案運(yùn)行的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)。發(fā)射機(jī)對(duì)頻域符號(hào)S(k)執(zhí)行快速傅立葉逆變換，將符號(hào)變換成時(shí)域符號(hào)s(n)。然后通過(guò)分集系統(tǒng)的各個(gè)天線路徑發(fā)射時(shí)域符號(hào)s(n)。在每一個(gè)天線路徑中，時(shí)域符號(hào)s(n)通過(guò)一個(gè)衰減器，衰減器衰減各個(gè)符號(hào)的因子優(yōu)選是用于發(fā)射的天線數(shù)的平方根，從而使功率歸一化。技術(shù)熟練的人可以認(rèn)識(shí)到，使用例如功率放大器可以實(shí)現(xiàn)其它權(quán)值因子。當(dāng)確定了FEC編碼和交織器設(shè)計(jì)時(shí)，通過(guò)選擇循環(huán)延遲和權(quán)值因子可以達(dá)到最優(yōu)的系統(tǒng)性能。
在信號(hào)衰減之后，第一天線路徑加入循環(huán)前綴并從天線發(fā)射符號(hào)。隨后的每個(gè)天線路徑對(duì)符號(hào)執(zhí)行循環(huán)延遲，然后為要發(fā)射的符號(hào)加上循環(huán)前綴。然后通過(guò)各個(gè)天線發(fā)射符號(hào)。當(dāng)符號(hào)通過(guò)傳輸介質(zhì)時(shí)，它們各自受到各自信道傳輸函數(shù)H1到HM的作用。
接收機(jī)接收從天線發(fā)射的各個(gè)符號(hào)，形成一個(gè)合成符號(hào)，重構(gòu)OFDM發(fā)射符號(hào)。因此，在時(shí)域，接收機(jī)的符號(hào)包含發(fā)射符號(hào)S(n)，發(fā)射符號(hào)s(n)與由傳輸介質(zhì)形成的信道傳輸函數(shù)h1(n)到hM(n)的和組合。然后接收機(jī)去掉循環(huán)前綴，執(zhí)行快速傅立葉變換，將符號(hào)從時(shí)域變換到頻域。通過(guò)執(zhí)行快速傅立葉變換，將循環(huán)延遲變換成相位延遲。技術(shù)熟練的人可以認(rèn)識(shí)到，隨后對(duì)接收符號(hào)進(jìn)行均衡去掉了相位因子。
比較圖3和圖9，其中圖3說(shuō)明了用于發(fā)射分集方案的線性延遲，圖9說(shuō)明了用于發(fā)射分集方案的循環(huán)延遲，可以看出，循環(huán)延遲不受循環(huán)前綴大小的限制。因此，在使用線性延遲的系統(tǒng)受限于使用的天線數(shù)要與循環(huán)前綴中采樣數(shù)一致的地方，使用循環(huán)延遲的系統(tǒng)只受限于使用的天線數(shù)要等于OFDM符號(hào)中的采樣數(shù)。此外，通過(guò)使用循環(huán)延遲，不會(huì)產(chǎn)生碼間干擾，因此，副載波之間的正交性保持完好。
圖10說(shuō)明了使用M個(gè)天線的分集發(fā)射的功率載波密度函數(shù)。曲線1010說(shuō)明了關(guān)于使用循環(huán)延遲為16的發(fā)射，即使用16個(gè)天線和15個(gè)不同循環(huán)延遲的發(fā)射分集的功率載波密度函數(shù)。曲線1020說(shuō)明了關(guān)于使用16個(gè)天線且沒(méi)有延遲的發(fā)射的功率載波密度函數(shù)。如圖10所示，實(shí)現(xiàn)循環(huán)延遲得到一個(gè)陡峭的曲線，這表示總功率值更為確定，即是非隨機(jī)的。
圖11說(shuō)明了關(guān)于使用循環(huán)延遲為32的發(fā)射分集系統(tǒng)的副載波協(xié)方差矩陣。如圖11所示，所有副載波彼此之間是不相關(guān)的。因?yàn)槊總€(gè)副載波信道傳輸函數(shù)是通過(guò)復(fù)高斯變量求和得到的，因此得到的副載波信道具有相同的統(tǒng)計(jì)，但是所有其它副載波將獨(dú)立衰減，即每個(gè)副載波獨(dú)立對(duì)快速瑞利衰減起反應(yīng)。
圖12說(shuō)明了使用根據(jù)本發(fā)明的循環(huán)延遲的典型方法。發(fā)射機(jī)接收要發(fā)射的符號(hào)(步驟1205)。通過(guò)執(zhí)行快速傅立葉逆變換將符號(hào)從頻域變換到時(shí)域(步驟1215)。在每個(gè)天線路徑中，符號(hào)衰減天線數(shù)的平方根(步驟1220)。在每個(gè)天線路徑中，采樣在OFDM符號(hào)中相對(duì)于前面的天線路徑向右移位一個(gè)采樣點(diǎn)(步驟1225)。例如，在第一天線路徑中，采樣沒(méi)有移位，而在第六天線路徑中，采樣移位五個(gè)位置。在每個(gè)天線路徑中，在采樣移位之后加上一個(gè)循環(huán)前綴(步驟1230)。在每個(gè)天線路徑中加上的循環(huán)前綴包括OFDM符號(hào)末端的后n個(gè)采樣。然后發(fā)射機(jī)從各個(gè)天線發(fā)射符號(hào)(步驟1235)。接收機(jī)接收合成符號(hào)(步驟1240)并去掉循環(huán)前綴(步驟1245)。然后使用快速傅立葉變換將接收符號(hào)從時(shí)域變換到頻域(步驟1250)。
可以認(rèn)識(shí)到，為了減輕信道衰減對(duì)發(fā)射符號(hào)的影響，可以對(duì)發(fā)射符號(hào)執(zhí)行前向糾錯(cuò)(FEC)編碼和交織。為了理解如何能夠根據(jù)本發(fā)明執(zhí)行編碼和交織，應(yīng)該檢查副載波之間的相關(guān)性。因此，當(dāng)使用兩個(gè)發(fā)射天線實(shí)現(xiàn)發(fā)射延遲分集方法時(shí)，通過(guò)下列等式可以說(shuō)明副載波k和k′之間的相關(guān)性ρ(k,k′)=E{(H1+H2·e-i2πktN)(H1+H2·e-i2πk′tN)*}]]>ρ(k,k′)=E{|H1|2+|H2|2·e-i2π(k-k′)tN+H1·H2*·e-i2πk′tN+H1*·H2·e-i2πktN}]]>ρ(k,k′)=σ12+σ22·e-i2π(k-k′)tN]]>其中k和k′是副載波索引，t是固定循環(huán)延遲。H1和H2表示對(duì)各個(gè)副載波的信道衰減，N是副載波的總數(shù)，σ是標(biāo)準(zhǔn)方差，E是期望值(即對(duì)所有可能信道實(shí)現(xiàn)的平均)。技術(shù)熟練的人可以認(rèn)識(shí)到，上面說(shuō)明的相關(guān)值沒(méi)有對(duì)天線數(shù)進(jìn)行歸一化。對(duì)于多個(gè)天線，副載波k和k′之間的相關(guān)性可以由下面的等式表示ρ(k,k′)=σ12+σ22·e-i2π(k-k′)t1N+σ32·e-i2π(k-k′)t2N+·······]]>技術(shù)熟練的人可以認(rèn)識(shí)到，上面公式描述的相關(guān)性類似于所有權(quán)值等值設(shè)置的有限脈沖響應(yīng)(FIR)數(shù)字濾波器的頻率響應(yīng)。除了各種循環(huán)延遲之外，還可以對(duì)各個(gè)天線使用其它權(quán)值。因此，可以通過(guò)與設(shè)計(jì)FIR數(shù)字濾波器相同的方式，即使用數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)軟件包設(shè)計(jì)ρ(k，k′)的期望特性。
當(dāng)發(fā)射時(shí)，希望符號(hào)流在鄰近符號(hào)處是不相關(guān)的，這改進(jìn)了FEC解碼過(guò)程，因此信道傳輸函數(shù)和衰減對(duì)副載波的影響應(yīng)該不同。為了確定不相關(guān)的副載波，可以使用下列公式ρ(k,k′)=1M(1+e-i2π(k-k′)t1N+e-i2π(k-k′)t2N+······)]]>在上面的公式中，每個(gè)天線使用的放大權(quán)值為1，因此相關(guān)值相對(duì)于使用的天線數(shù)歸一化了。
圖13A-13c說(shuō)明了使用四個(gè)天線的發(fā)射分集系統(tǒng)中副載波k和k′之間的副載波信道相關(guān)性。圖13A-13C中說(shuō)明的每一個(gè)箭頭表示副載波k和k′之間的副載波相關(guān)中的四個(gè)天線之一的一個(gè)輸出。從圖13B和13C可以看出，選擇循環(huán)前綴t1、t2和t3，使得按k-k′＝N/4和k-k′＝N/2分離出的副載波的相關(guān)性為零。此外，如圖13A說(shuō)明的，當(dāng)k-k′＝0時(shí)副載波是完全相關(guān)的。雖然圖13A-13C說(shuō)明了使用四個(gè)天線的系統(tǒng)，但是可以認(rèn)識(shí)到，上面結(jié)合圖13A-13C描述的方法可以用任意數(shù)量的天線實(shí)現(xiàn)。
圖14說(shuō)明了所有副載波差的相關(guān)特性，對(duì)N＝64個(gè)副載波使用在上面結(jié)合圖13A-13C選擇的相同的循環(huán)延遲?？梢哉J(rèn)識(shí)到，圖14顯示了比圖13A-13C更容易理解的副載波相關(guān)圖。根據(jù)圖13A-13C和圖14說(shuō)明的副載波相關(guān)特性，可以認(rèn)識(shí)到，應(yīng)該在對(duì)發(fā)射符號(hào)進(jìn)行卷積編碼之前加上一個(gè)交織器，交織器提供的符號(hào)來(lái)自副載波i、i+N/4、i+N/2、i+3N/2、i+1、i+1+N/4、......。因此，接收機(jī)Viterbi解碼器中的所有第四個(gè)符號(hào)都應(yīng)該是相關(guān)的，而前三個(gè)符號(hào)是不相關(guān)的。技術(shù)熟練的人可以認(rèn)識(shí)到，可以用使用Fano或Stack算法的解碼器替換Viterbi解碼器。如果信道H的響應(yīng)是平坦瑞利分布的，可以優(yōu)先選擇合適的卷積碼，其存儲(chǔ)器長(zhǎng)度與不相關(guān)副載波的總長(zhǎng)度一致，即4。
圖15說(shuō)明了到接收機(jī)中Viterbi解碼器的輸入流，輸入流符號(hào)經(jīng)歷的信道特性相同，符號(hào)之間的循環(huán)距離是決定性的。根據(jù)上面結(jié)合圖13A-13C和圖14說(shuō)明的相關(guān)特性，按照?qǐng)D15說(shuō)明的方式交織輸入流的符號(hào)。更特別的是，交織符號(hào)要使得所有第四個(gè)符號(hào)相關(guān)。因此，如果信道傳輸函數(shù)將影響兩個(gè)或三個(gè)相鄰的符號(hào)，則由于這些相鄰的符號(hào)是不相關(guān)的，這些符號(hào)受信道傳輸函數(shù)的影響不同。
雖然上面描述的本發(fā)明典型實(shí)施方案是通過(guò)將采樣從OFDM符號(hào)的末端移位到OFDM符號(hào)的起始端來(lái)實(shí)現(xiàn)循環(huán)延遲的，但是也可以這樣實(shí)現(xiàn)本發(fā)明，將采樣從OFDM符號(hào)的起始端移位到OFDM符號(hào)的末端。另外，雖然上面描述的系統(tǒng)是根據(jù)天線相對(duì)于前一個(gè)天線的位置來(lái)實(shí)現(xiàn)預(yù)定循環(huán)延遲的，但是也可以通過(guò)偶爾改變循環(huán)延遲值來(lái)實(shí)現(xiàn)本發(fā)明。例如，如果第一次發(fā)射由于信道衰減而失敗，那么重發(fā)可以使用不同的循環(huán)延遲來(lái)增加重發(fā)的成功性。可以認(rèn)識(shí)到，改變循環(huán)延遲不應(yīng)該比發(fā)送信道估計(jì)導(dǎo)頻信號(hào)更為頻繁。
而且，雖然上面的接收機(jī)描述所描述的接收機(jī)只有一個(gè)天線路徑，但是也可以用多個(gè)天線路徑實(shí)現(xiàn)接收機(jī)。如果接收機(jī)包括多個(gè)天線路徑，那么接收機(jī)可以使用來(lái)自多個(gè)天線路徑中每一個(gè)的接收信號(hào)執(zhí)行最大比值合并。此外，雖然已經(jīng)結(jié)合OFDM協(xié)議描述了本發(fā)明，但技術(shù)熟練的人可以認(rèn)識(shí)到，本發(fā)明同樣可以用作其它發(fā)射分集方法的補(bǔ)充或同樣在其它時(shí)空編碼方案中使用。
此外，雖然已經(jīng)描述本發(fā)明是復(fù)制OFDM符號(hào)的后n個(gè)采樣并將復(fù)制采樣放置在循環(huán)前綴中，但可以認(rèn)識(shí)到，本發(fā)明也可以實(shí)現(xiàn)循環(huán)后綴。為了實(shí)現(xiàn)循環(huán)后綴，復(fù)制OFDM符號(hào)的前n個(gè)采樣并放置在OFDM符號(hào)后面的防護(hù)間隔中。因此，可以將OFDM符號(hào)之后的這個(gè)防護(hù)間隔稱作循環(huán)后綴。
已經(jīng)參照幾個(gè)典型實(shí)施方案描述了本發(fā)明。但是，那些技術(shù)熟練的人可以迅速了解到，能夠以上面描述的那些典型實(shí)施方案之外的特定形式實(shí)現(xiàn)本發(fā)明。在不偏離本發(fā)明精神的情況下可以做到這一點(diǎn)。這些典型實(shí)施方案只是說(shuō)明性的，不應(yīng)該被看作是任意形式的限制。本發(fā)明的范圍由附加的權(quán)利要求而不是由前面的描述來(lái)給定，所有落在權(quán)利要求范圍內(nèi)的變體和等價(jià)形式都計(jì)劃包含在其中。
權(quán)利要求
1.在無(wú)線電通信系統(tǒng)中，發(fā)射信號(hào)的方法包括步驟沿著多個(gè)天線路徑分離信號(hào)，其中信號(hào)包括多個(gè)位置，每個(gè)位置號(hào)包括一個(gè)采樣；接收一個(gè)天線路徑中的信號(hào)；將信號(hào)的采樣移位預(yù)定的位置數(shù)，其中移位超過(guò)信號(hào)中位置號(hào)范圍的采樣在信號(hào)的起始端或末端向里移位數(shù)個(gè)位置；在防護(hù)間隔中包含數(shù)個(gè)來(lái)自信號(hào)末端的采樣；以及發(fā)射信號(hào)和防護(hù)間隔。
2.權(quán)利要求1的方法，其中預(yù)定的位置數(shù)相應(yīng)于天線路徑相對(duì)于天線路徑數(shù)的位置。
3.權(quán)利要求1的方法，其中預(yù)定的位置數(shù)相應(yīng)于是否將重發(fā)信號(hào)。
4.權(quán)利要求1的方法，其中采樣向著信號(hào)末端移位，其中移位超出信號(hào)末端的采樣移位到信號(hào)的起始端里。
5.權(quán)利要求1的方法，其中采樣向著信號(hào)起始端移位，其中移位超出信號(hào)起始端的采樣移位到信號(hào)的末端里。
6.權(quán)利要求1的方法，其中信號(hào)是正交頻分復(fù)用符號(hào)。
7.權(quán)利要求1的方法，還包括步驟接收另一個(gè)天線路徑中的信號(hào)；以及將另一個(gè)天線路徑中的信號(hào)采樣移位另一個(gè)預(yù)定的位置數(shù)，其中預(yù)定的位置數(shù)和另一個(gè)預(yù)定的位置數(shù)是不同的位置數(shù)。
8.權(quán)利要求1的方法，還包括步驟對(duì)信號(hào)應(yīng)用糾錯(cuò)編碼；交織采樣，其中交織采樣要使得在解交織之后，將具有最低相關(guān)性的副載波放置在彼此相鄰的位置上；對(duì)交織的編碼符號(hào)執(zhí)行快速傅立葉逆變換，得到合成信號(hào)；以及提供合成信號(hào)給各個(gè)天線路徑。
9.權(quán)利要求1的方法，還包括步驟對(duì)信號(hào)執(zhí)行快速傅立葉逆變換；以及衰減各個(gè)天線路徑中的信號(hào)。
10.權(quán)利要求1的方法，其中防護(hù)間隔中包含的采樣數(shù)取自信號(hào)的末端，而且防護(hù)間隔與信號(hào)的起始端相連。
11.權(quán)利要求1的方法，其中防護(hù)間隔中包含的采樣數(shù)取自信號(hào)的起始端，而且防護(hù)間隔與信號(hào)的末端相連。
12.一種發(fā)射信號(hào)的設(shè)備，包括一個(gè)接收要發(fā)射信號(hào)的輸入，其中要發(fā)射的信號(hào)包括數(shù)個(gè)位置，每個(gè)位置號(hào)包括一個(gè)采樣；第一天線路徑；以及第二天線路徑，其中第二天線路徑將信號(hào)采樣移位一個(gè)預(yù)定位置數(shù)，其中移位超過(guò)信號(hào)中位置號(hào)范圍的采樣向信號(hào)的起始端或末端里移動(dòng)預(yù)定位置數(shù)。
13.權(quán)利要求12的設(shè)備，還包括第三天線路徑，其中第三天線路徑將信號(hào)的采樣移位另一個(gè)預(yù)定位置數(shù)，其中移位超過(guò)信號(hào)位置號(hào)范圍的采樣向信號(hào)的起始端或末端里移動(dòng)另一個(gè)預(yù)定位置數(shù)。
14.權(quán)利要求13的設(shè)備，其中一個(gè)預(yù)定位置數(shù)相應(yīng)于第二天線路徑相對(duì)于第一和第三天線路徑的位置，另一個(gè)預(yù)定位置數(shù)相應(yīng)于第三天線路徑相對(duì)于第一和第二天線路徑的位置。
15.權(quán)利要求12的設(shè)備，其中采樣向著信號(hào)的末端移位，其中移位超過(guò)信號(hào)末端的采樣移位到信號(hào)起始端里。
16.權(quán)利要求12的設(shè)備，其中采樣向著信號(hào)的起始端移位，其中移位超過(guò)信號(hào)起始端的采樣移位到信號(hào)末端里。
17.權(quán)利要求12的設(shè)備，還包括對(duì)信號(hào)進(jìn)行糾錯(cuò)編碼的裝置；以及一個(gè)交織器。
18.權(quán)利要求12的設(shè)備，其中第一和第二天線路徑包括一個(gè)在從各個(gè)天線路徑發(fā)射信號(hào)之前為各個(gè)天線路徑中的信號(hào)加上防護(hù)間隔的裝置。
19.權(quán)利要求18的設(shè)備，其中為信號(hào)的起始端加上防護(hù)間隔。
20.權(quán)利要求18的設(shè)備，其中為信號(hào)的末端加上防護(hù)間隔。
21.一種無(wú)線電發(fā)射系統(tǒng)，包括一個(gè)發(fā)射機(jī)，包括一個(gè)接收要發(fā)射信號(hào)的輸入，其中要發(fā)射的信號(hào)包括數(shù)個(gè)位置，每個(gè)位置號(hào)包括一個(gè)采樣；第一天線路徑；以及第二天線路徑，其中第二天線路徑將信號(hào)的采樣移位一個(gè)預(yù)定位置數(shù)，其中移位超過(guò)信號(hào)中位置號(hào)范圍的采樣在信號(hào)的起始端或末端中移動(dòng)預(yù)定位置數(shù)，以及一個(gè)接收機(jī)，包括第一和第二天線路徑，其中接收機(jī)使用在接收機(jī)第一和第二天線路徑接收的信號(hào)執(zhí)行增強(qiáng)信號(hào)質(zhì)量的合并。
22.權(quán)利要求21的系統(tǒng)，其中采樣向著信號(hào)的末端移位，其中移位超過(guò)信號(hào)末端的采樣移位到信號(hào)起始端里。
23.權(quán)利要求21的系統(tǒng)，其中采樣向著信號(hào)的起始端移位，其中移位超過(guò)信號(hào)起始端的采樣移位到信號(hào)末端里。
24.權(quán)利要求21的系統(tǒng)，其中發(fā)射機(jī)還包括執(zhí)行快速傅立葉逆變換的裝置；以及為各個(gè)天線路徑中的信號(hào)添加一個(gè)前綴的裝置；以及接收機(jī)還包括去除前綴的裝置；以及執(zhí)行快速傅立葉變換的裝置。
25.權(quán)利要求21的系統(tǒng)，其中發(fā)射機(jī)還包括對(duì)信號(hào)進(jìn)行糾錯(cuò)編碼以形成編碼符號(hào)的裝置；以及交織編碼符號(hào)的裝置；接收機(jī)還包括對(duì)接收副載波去除解交織的裝置；以及對(duì)解交織的副載波進(jìn)行解碼的裝置，其中交織編碼信號(hào)要使得在解交織之后，使相關(guān)性最低的副載波放置在彼此相鄰的位置上。
26.權(quán)利要求21的系統(tǒng)，其中增強(qiáng)信號(hào)質(zhì)量的合并是最大比值合并。
全文摘要
一種減輕碼間干擾的方法和/或設(shè)備。在發(fā)射帶有防護(hù)間隔的符號(hào)時(shí)使用發(fā)射分集的系統(tǒng)中，發(fā)射信號(hào)的多種形式是已發(fā)射符號(hào)的采樣相對(duì)于各個(gè)已發(fā)射形式進(jìn)行了移位。已發(fā)射符號(hào)的已移位采樣從已發(fā)射符號(hào)的末端移位到已發(fā)射符號(hào)的起始端。復(fù)制已發(fā)射符號(hào)后面的幾個(gè)采樣并放置在位于符號(hào)前面的防護(hù)間隔中。將防護(hù)間隔和符號(hào)發(fā)射到接收機(jī)。
文檔編號(hào)H04J11/00GK1476695SQ0181937
公開(kāi)日2004年2月18日 申請(qǐng)日期2001年8月2日 優(yōu)先權(quán)日2000年9月22日
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