專利名稱：具有失真后模式和高增益模式的低噪聲放大器及其控制方法
技術領域：
所揭示的實施例涉及低噪聲放大器(LNA)。
背景技術：
在例如蜂窩式電話的接收器的無線電接收器中的第一放大級大體上為稱為低噪聲放大器(LNA)的放大器電路。LNA操作性能的測量包括LNA的噪聲指數(shù)(F)和LNA的線性。蜂窩式電話的接收器包括被稱為接收鏈的東西。接收鏈涉及LNA，其將信號輸出到混頻器。所述混頻器又將信號輸出到基帶濾波器。整個接收鏈的噪聲指數(shù)(F)的第一近似值等于LNA的噪聲指數(shù)加上數(shù)量，其中所述數(shù)值為被LNA的增益除的以后級(混頻器和基帶濾波器)的噪聲指數(shù)。因此，增加LNA的增益減小整個接收鏈的噪聲指數(shù)。在蜂窩式電話應用中，通常存在強加于整個接收器上的噪聲指數(shù)要求。因此，蜂窩式電話中的LNA必須具有足夠的增益以滿足整個接收器的噪聲指數(shù)要求。例如LNA的放大器展現(xiàn)非線性量。如果將純單頻的理想正弦輸入信號供應給線性放大器的輸入，則所述放大器將輸出所述輸入信號的放大版本。所述輸出信號將僅具有單頻，且此頻率將為輸入信號的頻率。然而，如果將同一正弦輸入信號供應給展現(xiàn)非線性量的放大器的輸入，則所述放大器將以輸入信號的頻率輸出輸入信號的放大版本，但所述放大器還將輸出其它頻率的一個或一個以上其它信號。這些其它信號被稱為“失真”。在實際接收器中，這些失真分量常常遠離所要信號的頻率且因此可從接收器輸出信號中濾出。然而，如果存在連同所要信號一起接收到放大器的輸入中的另一噪聲信號(此處稱為干擾(jammer))，則可出現(xiàn)有時稱為交叉調(diào)制失真的復合類型的失真。因為此交叉調(diào)制失真可能在頻率上接近所要信號的頻率，所以難以或不可能從接收器輸出信號中濾出交叉調(diào)制失真。如果交叉調(diào)制失真分量不能通過濾波從輸出信號移除，則將放大器制造得更加線性，使得交叉調(diào)制失真分量的量值為可接受的量。然而，僅當接收器在有干擾的情況下操作時，才可強加具有良好線性的此要求。如果已知不存在干擾，則在接收器輸出信號不具有不可接受的大量失真的情況下可放寬對于放大器的線性要求，因為將不產(chǎn)生交叉調(diào)制。舉例來說，在一些無線電通信協(xié)議中，發(fā)射器可在接收器正接收的同時進行發(fā)射。所發(fā)射信號的頻率在頻率上接近經(jīng)接收的信號的頻率。歸因于蜂窩式電話手持機中的發(fā)射器和接收器的物理接近性，且歸因于所發(fā)射信號的功率，所發(fā)射信號中的一些可泄漏回到接收器中且構成干擾。然而，僅當發(fā)射器正在發(fā)射時才存在此特定干擾。當發(fā)射器不進行發(fā)射時，交叉調(diào)制失真問題不太嚴重或不存在且可放寬對于接收器的線性要求。在許多LNA拓撲中，可通過增加流過LNA的偏置電流而增加放大器的線性。類似地，可通過減小流過LNA的偏置電流而減小放大器的線性。圖1 (現(xiàn)有技術)為利用失真后消除技術(有時稱為主動失真后技術)的一個特定差動LNAl的電路圖。此技術涉及偏置于飽和區(qū)域中的四個場效應晶體管(FET) 2-5的使用。FET2和FET3被稱為主FET。FET4和FET5被稱為消除FET。主FET2和消除FET4的左手對操作如下。主FET2放大在輸入引線6上接收的輸入信號。所述輸入信號的放大版本產(chǎn)生于節(jié)點6上。因為主FET2經(jīng)配置為共源極放大器，所以經(jīng)放大的信號具有相對于輸入引線5上的輸入信號大約180度的相移。失真分量還連同輸入信號的所要放大版本一起存在于節(jié)點6上的信號中。將節(jié)點6上的相移信號施加到消除FET4的柵極輸入。消除FET4還偏置于飽和區(qū)域中，但其經(jīng)設計為劣等放大器，劣等在于與經(jīng)放大的所要信號相比，比較來說其比主FET2產(chǎn)生更多的失真分量。歸因于消除FET4接收其輸入信號的方式，供應給消除FET4的輸入信號的相位相對于供應給主FET2的輸入信號的相位有180度異相。因此，如從消除FET4輸出的所要放大信號相對于如從主FET2輸出的所要放大信號有180度異相，且如從消除FET4輸出的失真的相位相對于如從主FET2輸出的失真有180度異相。從主FET2和消除FET4輸出的信號相加于合并節(jié)點7上。如果由消除FET4輸出的失真的量值經(jīng)設定為在量值上等于由主FET2所輸出的失真，則失真信號將在節(jié)點7上彼此消除。同時，由主FET2輸出的所要信號中的一些將由消除FET4輸出的所要信號消除，但歸因于消除FET4為劣等放大器的事實，如從主FET2輸出的所要信號中的一些將保留在節(jié)點7上。此保留的所要信號為從I3DC LNA輸出的信號。主FET3與消除FET5的其它互補對以類似方式工作。遺憾的是，合并節(jié)點7和8上的所要信號中的一些的消除減少I3DC LNA的增益。圖1的H)C LNA具有高線性模式和低線性模式。在高線性模式中，偏置電路增加主FET2和3的柵極上的偏置電壓。此增加LNA中的DC偏置電流且改進線性。在低線性模式中，偏置電路減小主FET2和3的柵極上的偏置電壓，借此略微降低線性但有利地減少功率消耗。對于主動失真后消除LNA的更多細節(jié)，參見:1)2007年10月4日公開的所公開的第2007/0229154號美國專利申請案，和2) 2007年2月8日公開的所公開的第2007/0030076號美國專利申請案。圖1的LNA的輸入電容有利地低，因為僅一個晶體管的柵極耦合到輸入引線5和9中的每一者。遺憾的是，PDC LNAl歸因于消除晶體管消除如由主晶體管輸出的所要信號中的一些而具有小于最佳增益性能的性能。圖2為利用微分疊加(DS)技術的此處稱為交叉耦合修正型微分疊加技術(Cross-Coupled Modified Derivative Super-position technique, CCMDS)的變體的另一差動LNAlO的電路圖。在此電路中，主FET11-14偏置于飽和區(qū)域中，但消除晶體管15和16偏置于亞閾值區(qū)域中。當描述FET偏置于飽和區(qū)域中的FET放大器的輸出電流的跨導方程與FET偏置于亞閾值區(qū)域中的FET放大器的跨導方程比較時，認識到兩個晶體管的跨導方程的第三階系數(shù)的正負號彼此相反。然而，第一階系數(shù)的正負號彼此不相反。在圖2的電路中，此意味著將晶體管偏置于亞閾值區(qū)域中導致與偏置于飽和區(qū)域中的晶體管相比其輸出的第三階失真的相位發(fā)生移位，而如由亞閾值偏置電壓的晶體管所輸出的所要信號的相位與偏置于飽和區(qū)域中的晶體管相比未發(fā)生相移。由消除FET15輸出的電流供應到合并節(jié)點17上，使得如由消除FET15輸出的所要信號的相位與如由主FETll輸出的所要信號同相。因為如由消除FET15輸出的第三階失真分量的相位相對于如由消除FET15輸出的經(jīng)放大的所要信號有180度異相，所以如由消除FET15輸出的第三階失真分量相對于如由主FETll輸出的第三階失真分量有180度異相。如果在消除信號路徑和主信號路徑中的第三階失真分量的量值經(jīng)適當設定，則在合并節(jié)點17上的第三階失真分量將彼此消除。有利的是，因為如由主FET和消除FET輸出的所要信號的放大版本的相位相對于彼此同相，所以主FETll與消除FET15兩者一起工作以放大所要信號。因此，與圖1的失真后LNA相比，圖2的CCMDS LNA具有改進的增益特性。圖2的CCMDS LNA可操作于兩種模式中。偏置電路控制主FET11-14的柵極上的DC偏置電壓。其控制柵極偏置，使得任一晶體管11和12作為主FET而操作，或使得晶體管13和14作為主FET而操作。在高線性模式中，晶體管11和12用作主FET且晶體管13和14經(jīng)停用。電容器19和20分別將接收器輸入21和22電容性地耦合到主晶體管11和12的柵極，且作為電容性分壓器而操作。因此，在輸入21和22上接收的輸入信號衰減，使得干擾中的較少部分供應到主FETll和12的柵極上。主FETll和12以較高偏置電流而偏置，使得強干擾信號將不會在放大器中引起較大的信號擺動并產(chǎn)生更多失真。在低線性模式中，晶體管13和14用作主FET且晶體管11和12經(jīng)停用。電容器19和20不在信號路徑中。因為不存在強干擾以在放大器中引起產(chǎn)生更多失真的大信號擺動，所以主FET13和14在低線性模式中可以比在高線性模式中偏置的主FETll和12低的偏置電流偏置。盡管圖2的CCMDS LNA歸因于消除路徑的第一階跨導信號分量消除由主晶體管輸出的第一階跨導信號分量中的一些而不遭受圖1的roc LNA的增益降級，但圖2的CCMDSLNA具有其它缺陷。一個缺陷為除主晶體管的柵極耦合到輸入引線外，還存在耦合到輸入引線的額外電容器。耦合到輸入引線的此額外電容器增加LNA的輸入電容。為將LNA介接到天線，通常使用涉及電感器的阻抗匹配網(wǎng)絡。增加LNA的輸入電容要求阻抗匹配網(wǎng)絡中的此電感器也較大。此不是合意的，因為提供較大電感器涉及增加電感器的寄生電阻且由此導致噪聲指數(shù)降級。第二缺陷為組合消除信號與主信號的合并節(jié)點17和18為圖2的LNA的輸出節(jié)點。隨著接收器操作，如果LNA驅動的電路(例如，接收鏈中的混頻器)的阻抗改變，則此阻抗改變影響主路徑與消除路徑之間的第三階失真的消除。此不是合意的。

發(fā)明內(nèi)容
一種新穎的差動低噪聲放大器(LNA)可操作于第一模式或第二模式中的可選一者中。所述LNA包括第一晶體管、第二晶體管、第三晶體管和第四晶體管。在第一模式(此處還稱為“PDC模式”或“高線性模式”)中，LNA具有比其操作于第二模式中好的線性，但在第二模式(此處還稱為“高增益模式”)中，LNA具有比其操作于第一模式中高的增益。在第一模式中，所述四個晶體管經(jīng)配置使得LNA作為差動失真后消除(roc) LNA而操作。第一晶體管、第二晶體管、第三晶體管和第四晶體管中的每一者偏置于飽和區(qū)域中。根據(jù)失真后消除技術，第三晶體管產(chǎn)生相對于由第一晶體管產(chǎn)生的失真異相180度的失真。由第三晶體管輸出的失真與由第一晶體管輸出的失真相加，借此消除由第一晶體管產(chǎn)生的失真。由第三晶體管輸出的LNA輸入信號(待由LNA放大的所要信號)的版本還消除由第一晶體管輸出的所要信號的放大版本的一部分。由第一晶體管輸出的所要信號的放大版本的未經(jīng)消除部分保留。將此未經(jīng)消除部分作為LNA的輸出信號而傳送到LNA的第一輸出引線。第二晶體管和第四晶體管以類似于第一晶體管和第三晶體管操作的方式的方式操作，原因在于由第四晶體管產(chǎn)生的失真用以消除由第二晶體管輸出的失真。由第四晶體管輸出的所要輸入信號的版本消除由第二晶體管輸出的所要輸入信號的放大版本的一部分，但由第二晶體管輸出的所要信號的放大版本的未經(jīng)消除部分保留且被傳送到LNA的第二輸出引線。LNA的第一輸出引線和第二輸出引線上的輸出信號構成LNA的差動輸出信號。在第二模式中，第三晶體管產(chǎn)生所要輸入信號的放大版本。此放大信號與由第一晶體管輸出的所要輸入信號的放大版本同相。由第三晶體管輸出的所要輸入信號的放大版本與由第一晶體管輸出的所要輸入信號的放大版本相加，且所得信號作為LNA的輸出信號而傳送到LNA的第一輸出引線。歸因于此同相關系，第三晶體管的操作有助于增益，LNA以所述增益放大所要輸入信號。類似地，第四晶體管產(chǎn)生與由第二晶體管輸出的所要輸入信號的放大版本同相的所要輸入信號的放大版本。由第四晶體管輸出的所要輸入信號的放大版本與由第二晶體管輸出的所要輸入信號的放大版本相加，且所得信號作為LNA的輸出信號而傳送到LNA的第二輸出引線。LNA的第一輸出引線和第二輸出引線上的輸出信號構成LNA的差動輸出信號。在一個實例中,第三晶體管和第四晶體管在第二模式中偏置于亞閾值區(qū)域中以減少LNA的功率消耗。所述LNA包括多路復用電路，如果以第一方式控制多路復用電路，則其耦合第一晶體管、第二晶體管、第三晶體管和第四晶體管，使得LNA可操作于第一模式中。如果以第二方式控制多路復用電路，則多路復用電路耦合第一晶體管、第二晶體管、第三晶體管和第四晶體管，使得LNA可操作于第二模式中。在一個有利方面中，新穎LNA可配置到第一模式和第二模式中的可選一者中而不加載具有過多電容的LNA輸入引線。在新穎LNA的一個特定實施例中，僅一個晶體管的柵極耦合到每一 LNA輸入引線。在另一有利方面中，在高線性模式中的新穎LNA的失真消除操作大體上不受LNA驅動的電路的輸入阻抗的改變影響。上面發(fā)生失真后消除的合并節(jié)點并非LNA的輸出引線，而是LNA的合并節(jié)點通過共源共柵晶體管而與輸出引線隔離。前述內(nèi)容為概要且因此有必要含有細節(jié)的簡化、概括和省略；因此，所屬領域的技術人員將了解，發(fā)明內(nèi)容僅為說明性的且不意味以任何方式而為限制性的。如僅由權利要求書界定的本文描述的裝置和/或過程的其它方面、發(fā)明性特征和優(yōu)點將在本文陳述的非限制性詳細描述中變得顯而易見。


圖1 (現(xiàn)有技術)為常規(guī)差動主動失真后LNA的圖。圖2為稱為交叉耦合修正型微分疊加(CCMDS) LNA的LNA的圖。圖3為根據(jù)一個新穎方面的一種特定類型的移動通信裝置100的高級框圖。圖4為在圖1的移動通信裝置中的RF收發(fā)器集成電路103的更詳細框圖。圖5為在圖4的RF收發(fā)器集成電路103中的新穎多模式LNAllO的電路圖。圖6A和圖6B為可實現(xiàn)圖5的新穎多模式LNA的多路復用電路的兩個示范性方式的電路圖。圖7為說明圖5的新穎多模式LNA如何經(jīng)配置并操作于第一操作模式中的圖。
圖8為說明圖5的新穎多模式LNA如何經(jīng)配置并操作于第二操作模式中的圖。圖9為陳述在LNA操作于第一操作模式中時且在LNA操作于第二操作模式中時圖5的多模式LNA的性能參數(shù)的圖表。圖10為圖4的多模式LNAl 10的替代實施例的圖。圖11為新穎方法的流程圖。
具體實施例方式圖3為根據(jù)一個新穎方面的一種特定類型的移動通信裝置100的非常簡化的高級框圖。在此實例中，移動通信裝置100為3G蜂窩式電話，其使用CDMA2000蜂窩式電話通信協(xié)議。蜂窩式電話(除未說明的若干其它部件之外)包括天線102和兩個集成電路103和104。集成電路104被稱為“數(shù)字基帶集成電路”或“基帶處理器集成電路”。集成電路103為RF收發(fā)器集成電路。RF收發(fā)器集成電路103被稱為“收發(fā)器”，因為其包括發(fā)射器以及接收器。圖4為RF收發(fā)器集成電路103的更詳細框圖。接收器包括稱為“接收鏈” 105的東西以及本機振蕩器(L0)106。當蜂窩式電話正接收時，在天線102上接收高頻RF信號107。來自信號107的信息通過雙工器108、匹配網(wǎng)絡109并穿過接收鏈105。信號107由低噪聲放大器(LNA) 110放大且由混頻器111下變頻轉換。所得下變頻轉換信號由基帶濾波器112濾波且傳遞到數(shù)字基帶集成電路104。數(shù)字基帶集成電路104中的模/數(shù)轉換器113將所述信號轉換成數(shù)字形式且所得數(shù)字信息由數(shù)字基帶集成電路104中的數(shù)字電路來處理。數(shù)字基帶集成電路104通過控制由本機振蕩器106供應給混頻器111的本機振蕩器信號(LO) 114的頻率而調(diào)諧接收器。如果蜂窩式電話正在發(fā)射，則待發(fā)射的信息由數(shù)字基帶集成電路104中的數(shù)/模轉換器115轉換成模擬形式且供應給“發(fā)射鏈” 116?；鶐V波器117歸因于數(shù)/模轉換過程而濾出噪聲。在本機振蕩器119的控制下的混頻器塊118接著將信號上變頻轉換成高頻信號。驅動放大器120和外部功率放大器121放大所述高頻信號以驅動天線102，使得從天線102發(fā)射高頻RF信號122。圖5為更詳細地展示LNAl 10的電路圖。LNAl 10包括兩個差動輸入信號端子200和201、偏置電路202、第一場效應晶體管(FET) 204、第二 FET205、第三FET206、第四FET207、第一共源共柵晶體管208、第二共源共柵晶體管209、包括兩個電感器211和212以及電容器213的LNA負載210、第一退化電感器L1214、第二退化電感器L2215、兩個電容器216和217、兩個多路復用電路218和219、兩個任選的退化電感器220和221，以及兩個差動輸出信號節(jié)點222和223。所有晶體管204-209為N溝道FET。第一 FET204和第二 FET205還稱為主晶體管，且第三FET206和第四FET207還稱為消除晶體管。電感器214、215、220和221以及電容器216和217為使用半導體制造制程形成于RF收發(fā)器集成電路103上的集成組件。另外，RF收發(fā)器集成電路103包括一個或一個以上串行總線端子231和相關聯(lián)的串行總線接口邏輯232。此實例中的串行總線端子231通過SPI串行總線而耦合到數(shù)字基帶集成電路104 (參見圖3)。數(shù)字基帶集成電路104經(jīng)由接口邏輯232在此SPI總線上傳送模式控制信息，并經(jīng)由信號導體233傳送到LNA110。模式控制信息以數(shù)字信號的形式存在于信號導體233上。如果數(shù)字模式控制信號具有數(shù)字邏輯低值，則LNAllO經(jīng)控制以操作于第一操作模式中，而如果數(shù)字模式控制信號具有數(shù)字邏輯高值，則LNAllO經(jīng)控制以操作于第二操作模式中。偏置電路202將DC偏置電壓VBIASl供應到共源共柵FET208和209的柵極上，且還將DC偏置電壓VBIAS2供應到第三FET216和第四FET217的柵極上，且還將DC偏置電壓VBIAS3供應到第一 FET204和第二 FET205的柵極上。VBIAS2經(jīng)設定以使得當LNA操作于第一操作模式中時第三FET206和第四FET207偏置于飽和區(qū)域中，且當LNA操作于第二操作模式中時第三FET206和第四FET207偏置于亞閾值區(qū)域中。亞閾值操作區(qū)域有時稱為弱反轉操作區(qū)域。VBIAS3經(jīng)設定以使得第一 FET204和第二 FET205偏置于飽和操作區(qū)域中。圖6A和圖6B為陳述可實現(xiàn)圖5的多路復用電路218和219的兩種方式的電路圖。在圖6A的實例中，多路復用電路為N溝道模擬多路復用器。在圖6B的實例中，多路復用電路為發(fā)射柵極模擬多路復用器。PDC 樽式:圖7說明在此處稱為“PDC模式”或“高線性模式”的第一操作模式中的圖5的新穎LNA電路110的操作。為將LNAllO置于此模式中，數(shù)字模式控制信號MODE經(jīng)設定以具有數(shù)字邏輯低值。將此數(shù)字邏輯低信號供應到如所示的多路復用電路218和219的選擇輸入引線上。多路復用電路218在節(jié)點N3處將第一 FET204的漏極電容性地耦合到第三晶體管206的柵極。在節(jié)點N4處將第二晶體管205的漏極與第三晶體管206的柵極去耦。同樣，多路復用電路219在節(jié)點N4處將第二 FET205的漏極電容性地耦合到第四晶體管207的柵極。在節(jié)點N3處將第一晶體管204的漏極與第四晶體管207的柵極去耦。在此配置中，第一晶體管、第二晶體管、第三晶體管和第四晶體管經(jīng)配置并經(jīng)互連以形成失真后消除(PDC)LNA。對于主動失真后消除的操作的詳細數(shù)學解釋，參見:1) 2007年10月4日公開的所公開的第2007/0229154號美國專利申請案，和2) 2007年2月8日公開的所公開的第2007/0030076號美國專利申請案。下文陳述失真后消除的略微簡化的概念性解釋。所有四個FET204-207均偏置于飽和區(qū)域中。主FET204與消除FET206的左手對操作如下。主FET204放大在輸入引線224上接收的輸入信號。所述輸入信號的放大版本產(chǎn)生于節(jié)點N3上。因為主FET204經(jīng)配置為共源極放大器，所以經(jīng)放大的信號相對于輸入引線224上的輸入信號具有大約180度的相移。失真分量還連同輸入信號的所要放大版本一起存在于節(jié)點N3上。圖7中的箭頭227表示連同失真分量一起的輸入信號的放大版本。節(jié)點N3上的相移信號經(jīng)由多路復用電路218和電容器216而施加到消除FET206的柵極輸入上。消除FET206還偏置于飽和區(qū)域中，但其經(jīng)設計為劣等放大器，劣等之處在于與經(jīng)放大的所要信號相比，比較來說其比主FET204產(chǎn)生更多的失真分量。圖7中的箭頭228表示所要信號的放大版本和由第三FET206輸出的失真分量。歸因于消除FET206從節(jié)點N3接收其輸入信號的方式，如從消除FET206輸出的所要放大信號的相位相對于如從主FET204輸出的所要放大信號有180度異相,且如從消除FET206輸出的失真分量的相位相對于如從主FET204輸出的失真分量也有180度異相。從主FET204和消除FET206輸出的信號相加于合并節(jié)點N3上。如果由消除FET206輸出的失真分量的量值經(jīng)設定為在量值上等于由主FET204輸出的失真分量，則失真分量將在合并節(jié)點N3上彼此消除。根據(jù)失真后消除技術，由主FET204輸出的所要信號中的一些將同時由消除FET206所輸出的所要信號消除，但歸因于消除FET206為劣等放大器的事實，如從主FET204輸出的所要信號中的一些將保留在合并節(jié)點N3上。此保留的所要信號為經(jīng)由共源共柵晶體管208輸出且輸出到差動輸出節(jié)點222上，并從TOC LNAllO輸出的信號。主FET205與消除FET207的另一互補對以類似方式工作且將所要信號的放大版本輸出到差動輸出節(jié)點223上。高增益.模式:圖8說明在此處稱為“高增益模式”的第二操作模式中的圖5的新穎LNA電路110的操作。為將LNAllO置于此模式中，數(shù)字模式控制信號MODE經(jīng)設定以具有數(shù)字邏輯高值。將此數(shù)字邏輯高信號供應到如所示的多路復用電路218和219的選擇輸入引線上。多路復用電路218在節(jié)點N4處將第二 FET205的漏極電容性地耦合到第三晶體管206的柵極。在節(jié)點N3處將第一晶體管204的漏極與第三晶體管206的柵極去耦。同樣，多路復用電路219在節(jié)點N3處將第一 FET204的漏極電容性地耦合到第四晶體管207的柵極。在節(jié)點N4處將第二晶體管205的漏極與第四晶體管207的柵極去耦。在此高增益配置中，第三FET206和第四FET207的主要用途并非為消除由第一FET204和第二 FET205輸出的失真，而是主要目的為補充如由第一主FET204和第二主FET205輸出的經(jīng)放大的所要信號，以增加LNA增益。結合第一 FET204和第三FET206更詳細地描述此操作。第一 FET204偏置于飽和區(qū)域中且在第一操作模式中經(jīng)配置為共源極放大器。因為主FET204經(jīng)配置為共源極放大器，所以如輸出到FET204的漏極上的所要信號的放大版本相對于輸入引線224上的輸入信號具有大約180度的相移。失真分量還連同輸入信號的所要放大版本一起存在于節(jié)點N3上。箭頭229表示連同失真分量一起的所要輸入信號的放大版本。不同于第三FET206的柵極上的所要信號的相位相對于第一 FET204的柵極上的所要信號有180度異相的第一操作模式，在第二操作模式中，第三FET206的柵極上的所要信號的相位相對于第一FET204的柵極上的所要信號同相。如此是因為第二差動輸入引線225上的所要信號VIN-相對于第一差動輸入引線224上的所要信號VIN+有180度異相。信號VIN-接著由涉及第二 FET205的共源極放大器放大，使得第二 FET205的漏極上的所要信號的版本相移另一 180度。節(jié)點N4上的所要信號的版本因此回過來相對于第一差動輸入引線224上的所要信號VIN+同相。第二 FET205的漏極上的此所要信號經(jīng)由多路復用電路218和電容器216而供應到第三FET206的柵極上。圖8中的箭頭230表示第三FET206的漏極上的所要信號和失真分量。因為第一FET204和第三FET206的柵極上的所要信號的相位相同，所以如由第三FET206輸出的所要信號的放大版本的相位與如由第一 FET204輸出的所要信號的放大版本的相位同相。因此，所要信號的兩個版本相加于合并節(jié)點N3上。節(jié)點N3上的所要信號經(jīng)由共源共柵FET208而供應到第一差動輸出節(jié)點222上。因此，第三FET206看來增加LNA的信號增益。第二FET205和第四FET207以類似于FET204和206工作的上述方式的方式而工作。第四FET207輸出與如由第二 FET205輸出的所要信號的放大版本同相的所要信號的版本。因為不管晶體管是偏置于飽和區(qū)域中還是偏置于亞閾值區(qū)域中，描述共源極放大器的輸出電流信號的跨導方程的線性分量的相位是相同的，所以第三FET206和第四FET207可偏置于飽和區(qū)域或亞閾值區(qū)域中。在圖8的實例中，因為與第三FET206和第四FET207偏置于飽和區(qū)域中的同一電路相比，將這些晶體管偏置于亞閾值區(qū)域中會減少LNA電流消耗，所以第三FET206和第四FET207被偏置于亞閾值區(qū)域中。代表性性能:圖9為陳述圖5的多模式LNAllO的代表性性能特性的表。與高增益模式(MODE =I)中的OdBm的IIP3截取點相比，在PDC模式(MODE = O)中，LNAllO具有IOdBm的IIP3截取點。與高線性模式中的118mS的增益相比，在高增益模式中，LNAllO具有132mS的增益。通過增加接收鏈內(nèi)的LNA的增益，接收鏈的總噪聲指數(shù)得以改進。表中的NF(0F LNA)列指示LNA的噪聲指數(shù)，而表中的NF (OF RxFE)列指示LNA為其一部分的整個接收鏈的噪聲指數(shù)。在一個有利方面中，新穎多模式LNAllO可配置到第一模式和第二模式中的可選一者中而不加載具有過多電容的LNA輸入引線。在圖5中所說明的特定實施例中，僅一個晶體管的柵極耦合到每一 LNA輸入引線。僅存在一個晶體管(FET204)，其柵極耦合到LNA輸入引線224。僅存在一個晶體管(FET205)，其柵極耦合到LNA輸入引線225。輸入引線224和225上的所得的減少電容為優(yōu)于圖2的多模式CCMDS LNA的優(yōu)點。在另一有利方面中，在高線性模式中的新穎LNAllO的失真消除操作大體上不受LNA驅動的電路的輸入阻抗的改變影響。上面發(fā)生失真后消除的合并節(jié)點并非LNA的輸出引線，而是LNA的輸出引線被共源共柵晶體管隔離。消除對負載阻抗的改變的相對免疫性為優(yōu)于其中合并節(jié)點為LNA的輸出節(jié)點的圖2的多模式CCMDS LNA的另一優(yōu)點。圖1的常規(guī)roc LNA具有高線性模式和在其LNA輸入引線上的低輸入電容。然而，在其其它操作模式(不同于高線性模式)中，圖1的常規(guī)roc LNA具有相對差的增益性能，至少部分因為其消除晶體管消除由其主晶體管輸出的所要信號中的一些。圖5的新穎多模式LNAl 10在至少一個方面中優(yōu)于圖1的常規(guī)I3DC LNA，原因在于在高增益模式中，第三FET206和第四FET207有助于LNA增益。此外，在如上文所述不將電容性負載添加到LNA輸入引線的情況下，實現(xiàn)支持這兩種操作模式。圖10為圖4的新穎多模式LNAllO的替代實施例的圖。第三FET206的柵極電容性地耦合到第一 FET204的漏極。多路復用電路218 (在此情況下，其為多路分用器)將第二FET206的漏極耦合到第一 FET204的漏極或第二 FET205的漏極中的可選一者。第四FET207的柵極電容性地耦合到第二 FET205的漏極。多路復用電路219 (在此情況下，其為多路分用器)將第四FET207的漏極耦合到第二 FET205的漏極或第一 FET204的漏極中的可選一者。圖11為根據(jù)一個新穎方面的方法300的簡化流程圖。將數(shù)字邏輯控制信號接收到LNA上(步驟301)。LNA涉及四個晶體管。如果控制信號具有第一數(shù)字邏輯值(如步驟302中所確定)，則所述四個晶體管經(jīng)配置以作為TOC LNA而操作。所述晶體管中的第三者產(chǎn)生用于根據(jù)失真后消除技術來消除由所述晶體管中的第一者產(chǎn)生的失真的失真分量。類似地，所述晶體管中的第四者產(chǎn)生用于根據(jù)失真后消除技術來消除由所述晶體管中的第二者產(chǎn)生的失真的失真分量。然而，如果控制信號具有第二數(shù)字邏輯值(如步驟302中所確定)，則所述四個晶體管經(jīng)配置以操作于高增益模式中。第三晶體管輸出所要信號的放大版本且將此輸出添加到如由第一晶體管輸出的所要信號的放大版本。類似地，第四晶體管輸出所要信號的放大版本且將此輸出添加到如由第二晶體管輸出的所要信號的放大版本。第三晶體管和第四晶體管有助于LNA的增益。LNA可通過改變控制信號的數(shù)字邏輯值而在PDC模式與高增益模式之間來回切換。在一個實例中，數(shù)字基帶IC(例如，圖3中的IC104)通過在總線上將控制信息發(fā)送到RF收發(fā)器IC(例如，圖3中的IC103)而控制LNA操作于所述兩種模式中的哪一者。RF收發(fā)器IC中的總線接口邏輯(例如，圖5中的塊232)接收控制信息且以數(shù)字控制信號(例如，參見圖5中的信號MODE)的形式將其供應給LNA。盡管出于指導目的而在上文描述某些特定實施例，但本專利文獻的教示具有一般適用性且不限于上文描述的特定實施例。因此，在不脫離上文陳述的權利要求書的范圍的情況下，可實踐所描述的特定實施例的各種特征的各種修改、調(diào)適和組合。
權利要求
1.一種差動低噪聲放大器(LNA)，其接收所要信號，所述LNA包含: 第一晶體管，其偏置于飽和區(qū)域中，其中所述第一晶體管產(chǎn)生所述所要信號的第一放大版本和第一失真信號； 第二晶體管，其偏置于所述飽和區(qū)域中，其中所述第二晶體管產(chǎn)生所述所要信號的第二放大版本和第二失真信號； 第三晶體管； 第四晶體管；以及 用于將所述第一、第二、第三和第四晶體管配置在一起以使得所述LNA操作于兩種模式中的可選一者中的裝置，其中在所述兩種模式中的第一者中，失真后消除用以消除所述第一和第二失真信號中的至少一些，且其中在所述兩種模式中的第二者中，所述第三晶體管產(chǎn)生所述所要信號的第三放大版本，所述第三放大版本與所述所要信號的所述第一放大版本同相并與所述所要信號的所述第一放大版本相加，且其中在所述兩種模式中的所述第二者中，所述第四晶體管產(chǎn)生所述所要信號的第四放大版本，所述第四放大版本與所述所要信號的所述第二放大版本同相并與所述所要信號的所述第二放大版本相加。
2.根據(jù)權利要求1所述的LNA，其中所述裝置包含第一多路復用器和第二多路復用器，其中所述第一多路復用器的輸出引線電容性地耦合到所述第三晶體管的柵極，且其中所述第二多路復用器的輸出引線電容性地耦合到所述第四晶體管的柵極。
3.根據(jù)權利要求1所述的LNA，其中所述裝置包含第一多路復用器和第二多路復用器，其中所述第一多路復用器的輸出引線耦合到所述第三晶體管的漏極，且其中所述第二多路復用器的輸出引線耦合到所述第四晶體管的漏極。
4.根據(jù)權利要求1所述的LNA，其中在所述第一模式中，所述第三晶體管的柵極電容性地耦合到所述第一晶體管的漏極，其中在所述第一模式中，所述第四晶體管的柵極電容性地耦合到所述第二晶體管的漏極，其中在所述第二模式中，所述第三晶體管的所述柵極電容性地耦合到所述第二晶體管的所述漏極，且其中在所述第二模式中，所述第四晶體管的所述柵極電容性地耦合到所述第一晶體管的所述漏極。
5.根據(jù)權利要求1所述的LNA，其中所述LNA接收數(shù)字邏輯信號，其中如果所述數(shù)字邏輯信號具有第一數(shù)字邏輯值，則所述LNA被配置于所述第一模式中，而如果所述數(shù)字邏輯信號具有第二數(shù)字邏輯值，則所述LNA被配置于所述第二模式中。
6.一種方法，其包含: 提供可配置以操作于兩種模式中的可選一者中的低噪聲放大器(LNA)，其中在第一模式中，所述LNA采用失真后消除技術以消除在所述LNA中產(chǎn)生的失真，其中當所述LNA正操作于所述第一模式中時，所述LNA展現(xiàn)信號第一增益，其中在第二模式中，所述LNA具有高于所述第一增益的第二增益，且其中在所述第二模式中，與所述LNA正操作于所述第一模式中時其線性情況相比，所述LNA不夠線性。
7. 根據(jù)權利要求6所述的方法，其中所述LNA包括第一晶體管、第二晶體管、第三晶體管和第四晶體管，其中如果所述LNA正操作于所述第一模式中，則所述第三晶體管的柵極電容性地耦合到所述第一晶體管的漏極且所述第四晶體管的柵極電容性地耦合到所述第二晶體管的漏極，其中如果所述LNA正操作于所述第二模式中，則所述第三晶體管的所述柵極電容性地耦合到所述第二晶體管的漏極且所述第四晶體管的柵極電容性地耦合到所述第一晶體管的漏極。
8.根據(jù)權利要求6所述的方法，其中所述LNA包括第一晶體管、第二晶體管、第三晶體管和第四晶體管，其中如果所述LNA正操作于所述第一模式中，則所述第三晶體管的漏極耦合到所述第一晶體管的漏極且所述第四晶體管的漏極耦合到所述第二晶體管的漏極，其中如果所述LNA正操作于所述第二模式中，則所述第三晶體管的所述漏極電容性地耦合到所述第二晶體管的漏極且所述第四晶體管的漏極電容性地耦合到所述第一晶體管的漏極。
9. 根據(jù)權利要求6所述的方法，其進一步包含: 提供用于接收控制信息的機構，其中如果所述控制信息具有第一值，則所述LNA經(jīng)配置以操作于所述第一模式中，而如果所述控制信息具有一值，則所述LNA經(jīng)配置以操作于所述第二模式中。
全文摘要
本發(fā)明揭示一種差動低噪聲放大器(LNA)，其可在兩種模式中的可選一者中操作。所述LNA包括第一晶體管(204)、第二晶體管(205)、第三晶體管(206)和第四晶體管。在第一模式(PDC模式)中，所述第四晶體管經(jīng)配置以作為失真后消除(PDC)LNA而操作。所述第三晶體管(206)和第四晶體管(207)作為改進線性但略微減小LNA增益的消除晶體管而操作。在第二模式(高增益模式)中，所述第三晶體管(206)和第四晶體管(207)經(jīng)配置以使得其輸出的LNA輸入信號的放大版本被添加到由第一和第二主晶體管(204、205)輸出的所述LNA輸入信號的放大版本，從而產(chǎn)生增加的增益。多路復用電路提供于所述LNA內(nèi)，使得可通過控制供應給所述LNA的數(shù)字模式控制信號而將所述LNA配置到所述兩種模式中的可選一者中。
文檔編號H03F3/193GK103199803SQ20131006317
公開日2013年7月10日 申請日期2009年2月6日 優(yōu)先權日2008年2月6日
發(fā)明者克里斯琴·霍倫斯泰因, 鄧君雄, 金那蘇 申請人:高通股份有限公司