專利名稱：助聽器的輸出級及驅(qū)動輸出級的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及助聽器。本發(fā)明更具體地涉及一種用于助聽器的輸出級以及驅(qū)動用于助聽器的輸出換能器的方法。本發(fā)明更加具體地涉及用于驅(qū)動助聽器中輸出換能器的輸出級。
背景技術(shù)：
US 5 578 963公開了一種改進(jìn)型B類驅(qū)動電路(所謂推拉式驅(qū)動器)。這是一種模擬驅(qū)動器，可用在帶有數(shù)字處理器的助聽器中，只要該處理器后接DAC(數(shù)模轉(zhuǎn)換器)以將發(fā)自信號處理器的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為控制輸出驅(qū)動器的模擬輸出信號。
US 5 878 146涉及一種數(shù)字式助聽器，其帶有特殊類型被稱為Sigma-Delta(∑-Δ)轉(zhuǎn)換器的輸出級。在Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器中，Sigma-Delta調(diào)制器受數(shù)字輸入控制并產(chǎn)生高速脈沖調(diào)制二進(jìn)制信號，該信號被饋送到串聯(lián)的低通濾波器，其中所述信號被轉(zhuǎn)換成低頻模擬信號。在該轉(zhuǎn)換器的一個(gè)實(shí)施例中，對來自Sigma-Delta(S-D)轉(zhuǎn)換器的高比特率輸出信號的低通濾波是由輸出換能器中的驅(qū)動器線圈提供的，換能器驅(qū)動器線圈以這種方式執(zhí)行雙重功能。當(dāng)依賴輸出換能器進(jìn)行低通濾波時(shí)，可以說轉(zhuǎn)換器包括了調(diào)制器、輸出驅(qū)動電路與輸出換能器。描述這種設(shè)計(jì)的另一種方式是說輸出級為直接數(shù)字輸出級，因?yàn)樵谥犉髦胁粓?zhí)行一般意義上的數(shù)模轉(zhuǎn)換。在這樣的裝置中，DAC為S-D調(diào)制器所取代，該調(diào)制器將來自信號處理器的數(shù)字輸出轉(zhuǎn)換成適于驅(qū)動數(shù)字(切換)輸出驅(qū)動器的二進(jìn)制信號。
對于這種系統(tǒng)來說不利的是，對低振幅輸入信號的功耗相對地高。這起因于這樣的事實(shí)，當(dāng)來自Sigma-Delta調(diào)制器的高比特率輸出被用在推拉式驅(qū)動器，例如基于FET(場效應(yīng)晶體管)驅(qū)動器中的時(shí)候，低振幅信號是由以高速率持續(xù)地切換于兩個(gè)狀態(tài)之間的二進(jìn)制信號來表示的，導(dǎo)致輸出驅(qū)動器中的晶體管頻繁地再充電。高功耗是個(gè)缺點(diǎn)，因其縮短了電池壽命。
WO03/047309-A1公開了一種S-D數(shù)模轉(zhuǎn)換器。在這一被建議用在助聽器內(nèi)的現(xiàn)有技術(shù)系統(tǒng)中，采用了能夠以三個(gè)輸出狀態(tài)工作的S-D調(diào)制器。這種三態(tài)信號控制推拉式輸出驅(qū)動器——所謂的H形橋路(H-bridge)，其輸出在低通濾波器中進(jìn)行濾波。
由于相當(dāng)復(fù)雜的設(shè)計(jì)，此系統(tǒng)不適合用在助聽器中。
現(xiàn)有技術(shù)還有關(guān)于輸出驅(qū)動器的示例，其利用驅(qū)動器電路中兩個(gè)以上的狀態(tài)。這樣做的優(yōu)點(diǎn)是減少了驅(qū)動器級內(nèi)的功耗。不過迄今尚未提出過，相應(yīng)的三電平控制信號能夠從簡單的1比特S-D調(diào)制器導(dǎo)出。

發(fā)明內(nèi)容
因此，在本領(lǐng)域需要帶有降低功耗的簡單輸出級。
根據(jù)本發(fā)明第一方面，通過提供根據(jù)權(quán)利要求1的一種輸出級滿足了這一需要。
在這種輸出級中，來自Sigma-Delta調(diào)制器的高速單比特(即兩態(tài))比特流在輸出驅(qū)動器內(nèi)被轉(zhuǎn)換成時(shí)間平均三態(tài)驅(qū)動條件，該驅(qū)動條件代表要被驅(qū)動通過輸出換能器的電流。
本發(fā)明在第二方面提供了一種如權(quán)利要求8所述的助聽器。
本發(fā)明在第三方面提供了一種如權(quán)利要求9所述的方法。
由從屬權(quán)利要求可引出更多的實(shí)施例。


在以下文本中，將聯(lián)系本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的描述，來公開本發(fā)明的各種實(shí)施例。此描述將要參考附圖，其中 圖1展示現(xiàn)有技術(shù)中帶有DAC和模擬輸出驅(qū)動器的助聽器； 圖2展示現(xiàn)有技術(shù)中帶有數(shù)字輸出級的助聽器； 圖3a展示圖2中現(xiàn)有技術(shù)輸出驅(qū)動器的配置； 圖3b展示根據(jù)本發(fā)明的輸出驅(qū)動器的配置； 圖4展示根據(jù)本發(fā)明的助聽器； 圖5a展示S-D調(diào)制器輸出； 圖5b展示延遲一個(gè)時(shí)鐘脈沖的S-D調(diào)制器輸出；而 圖5c展示輸出驅(qū)動器的三態(tài)驅(qū)動條件。
具體實(shí)施例方式首先參看圖1，該圖例示帶有模擬輸出級的數(shù)字式助聽器11。此助聽器11基本包括麥克風(fēng)12、模數(shù)轉(zhuǎn)換器13、數(shù)字信號處理器DSP 14、數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC 15、模擬輸出驅(qū)動器16以及接收器17。各部件12、13和14是本技術(shù)領(lǐng)域內(nèi)的標(biāo)準(zhǔn)部件。特殊的是，麥克風(fēng)12可被麥克風(fēng)陣列取代，這可能包括用于給助聽器提供定向聲音接收特性的模擬裝置。此外，DSP可具有任何已知結(jié)構(gòu)，尤其是，它可以是通過利用配置/參數(shù)RAM存儲器而可控/可編程的硬連線ASIC。在本發(fā)明的說明中，足以表明所述處理器輸出適于在DAC 15內(nèi)處理的串行或并行序列的二進(jìn)制數(shù)字。適當(dāng)?shù)膶?shí)施方案對技術(shù)人員來說將是顯而易見的。
在DAC 15中，輸入比特流18被轉(zhuǎn)換成低通濾波的模擬輸出信號19，該信號控制模擬輸出驅(qū)動器16，驅(qū)動器16依次饋電至輸出換能器17。在圖1的設(shè)計(jì)中，輸出驅(qū)動器可以是具有電壓增益“1”的B類放大級，有時(shí)稱之為阻抗變換器。例如，US 5 578 963即公開了一種改進(jìn)型B類驅(qū)動器電路(所謂推拉式驅(qū)動器)。
圖2展示了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)帶有H形橋路數(shù)字輸出級的助聽器。此助聽器61基本包括部件12、13、14以及17，其類似于以上聯(lián)系圖1的說明所描述的那些部件。但是，在如圖1中所示DAC 15和輸出驅(qū)動器16的位置，圖2中的裝置采用了H形橋路數(shù)字輸出級20。此級包括S-D調(diào)制器21和切換輸出驅(qū)動器22。S-D調(diào)制器21是一階單比特S-D調(diào)制器，它產(chǎn)生脈沖密度調(diào)制的單比特輸出信號23。輸出驅(qū)動器是D類驅(qū)動器，也稱為切換的H形橋路，它由S-D調(diào)制器21的輸出23控制。該驅(qū)動器詳細(xì)示于圖3a。
圖3a以示例方式展示了切換輸出驅(qū)動器22，其作為帶有左側(cè)和右側(cè)支路的橋式結(jié)構(gòu)中雙極型晶體管的切換D類級。左側(cè)支路包括NPN型晶體管30和PNP型晶體管31，它們以推拉式(push-pull)結(jié)構(gòu)連接用于控制左側(cè)輸出端子TL的電壓。右側(cè)支路包括PNP型晶體管32和NPN型晶體管33，它們以推拉式結(jié)構(gòu)連接用于控制右側(cè)輸出端子TR的電壓。接收器17被跨接到輸出端子TL、TR上并由所述輸出端子上的電壓差來驅(qū)動。
目前技術(shù)水平的助聽器芯片優(yōu)選是以某種FET(場效應(yīng)晶體管)技術(shù)，例如CMOS(互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體)技術(shù)來實(shí)施的。為此目的，NPN型晶體管30、33可用適當(dāng)形式的器件例如n溝道FET來實(shí)施，而PNP型晶體管31、32可用適當(dāng)形式的器件例如p溝道FET來實(shí)施。輸入23的高狀態(tài)將導(dǎo)致電流以一個(gè)方向被驅(qū)動通過換能器17，而輸入23的低狀態(tài)將導(dǎo)致電流以相反方式被驅(qū)動。因此，沒有其中無電流被驅(qū)動通過換能器17的可能狀態(tài)。所以，到輸入換能器12的低電平輸入信號需要由S-D調(diào)制器輸出23中迅速移位的比特序列來表示，其被配置成提供接近于零的平均脈沖密度值。這點(diǎn)就功耗來說是不好的，因?yàn)镕ET器件中輸入電容器的快速充電將會導(dǎo)致可觀的功率損耗。顯然對于雙極實(shí)施方案，快速振蕩序列將會導(dǎo)致比低電平信號的零狀態(tài)表示更高的功耗。
圖4展示根據(jù)本發(fā)明一實(shí)施例的助聽器62。此助聽器62具有部件1、13以及14，其類似于以上聯(lián)系圖2的說明所描述的那些部件，而在數(shù)字輸出級20的位置，是包括S-D調(diào)制器21和平均輸出驅(qū)動器42的時(shí)間平均數(shù)字輸出級63。Sigma-Delta調(diào)制器21類似于圖2中的Sigma-Delta調(diào)制器21。平均輸出驅(qū)動器42引入了針對圖3a所示驅(qū)動器一個(gè)修改版本。這一時(shí)間平均輸出驅(qū)動器將來自S-D調(diào)制器21的兩態(tài)輸出轉(zhuǎn)換成換能器驅(qū)動條件的三態(tài)集合。這是通過從S-D調(diào)制器輸出23導(dǎo)出兩個(gè)比特流，一個(gè)是與流23相同、用于控制橋路左側(cè)支路30、31的流43a，而另一個(gè)是與流23相同但是被時(shí)鐘延遲裝置40延遲了一個(gè)時(shí)鐘脈沖、用于控制橋路右側(cè)支路32、33的流43b，來實(shí)現(xiàn)的。適當(dāng)?shù)臅r(shí)鐘電路的實(shí)施方案對技術(shù)人員來說將會是顯而易見的。
通過用這兩個(gè)比特流來控制平均輸出驅(qū)動器42的晶體管，每次在比特流23包含從一個(gè)狀態(tài)到另一狀態(tài)的轉(zhuǎn)變時(shí)，便得到輸出換能器17的零-驅(qū)動條件。這種效應(yīng)以圖5a、5b和5c來說明；圖5a顯示左側(cè)比特流43a，其與S-D調(diào)制器輸出比特流23相同；圖5b顯示右側(cè)比特流43b，其與被延遲一個(gè)時(shí)鐘脈沖的S-D調(diào)制器輸出相同；而圖5c顯示輸出換能器17的驅(qū)動狀態(tài)的表示53以及相應(yīng)的輸出換能器電流51，該電流是通過對驅(qū)動狀態(tài)信號53進(jìn)行低通濾波得到的。
因此，在圖5c上，曲線53表示邏輯計(jì)算(B-1-B’)(B*B’)-1的結(jié)果，其中*是異或(XOR)算子，B是控制信號43a的狀態(tài)，而B’是控制信號43b的狀態(tài)，它實(shí)際上是輸出信號23的延遲版本。
這種計(jì)算應(yīng)得到進(jìn)一步說明信號B與B’之間的XOR運(yùn)算確保每當(dāng)這些信號不同時(shí)，該運(yùn)算即產(chǎn)生“1”。這一結(jié)果被否定或被“非”操作，因此當(dāng)這兩個(gè)信號的狀態(tài)不同時(shí)，便得到“0”結(jié)果，而當(dāng)這兩個(gè)狀態(tài)相同時(shí)得到“1”結(jié)果。當(dāng)B’為“0”時(shí)(B-1-B’)項(xiàng)產(chǎn)生符號“+”，而當(dāng)B’為“1”時(shí)產(chǎn)生符號“-”，從而使得計(jì)算結(jié)果落在集合{1，0，-1}即三狀態(tài)集合內(nèi)，其中“1”狀態(tài)表示表達(dá)式BB’為真時(shí)電流在一個(gè)方向的換能器驅(qū)動條件，且“-1”狀態(tài)表示表達(dá)式(B)-1(B’)-1為真時(shí)電流在另一方向中，而“0”狀態(tài)表示表達(dá)式B(B’)-1或(B)-1B’為真時(shí)沒有電流。
也許通過研究圖4可更好地說明這一點(diǎn)當(dāng)考慮到H形橋路的反相特性，即控制信號43a、43b均將有效地處于同一狀態(tài)時(shí)，B(43a)中從“1”到“0”的轉(zhuǎn)變將導(dǎo)致在驅(qū)動器兩側(cè)的“0”狀態(tài)控制信號；因此驅(qū)動器的每一側(cè)將會試圖反抗來自另一側(cè)的電流，結(jié)果是沒有電流。類似的是從“0”到“1”的轉(zhuǎn)變。然而，當(dāng)B與B’相同時(shí)，電流將會在換能器內(nèi)流動，其方向由B值是否為“0”或“1”來決定。這可通過比較圖5a、5b和5c看到。因?yàn)樗龈鲌D在時(shí)間上對準(zhǔn)，圖5a中為“1”狀態(tài)且圖5b中為“1”狀態(tài)的時(shí)間樣本將會轉(zhuǎn)變成圖5c中曲線53上的“1”狀態(tài)，而這二者的“0”狀態(tài)將會轉(zhuǎn)變成“-1”狀態(tài)。
控制信號23與輸出換能器電流51之間的關(guān)系可被以表格概括如下
因此，通過適當(dāng)?shù)乜刂瓶刂菩盘?，?qū)動器即能夠在任一方向輸出脈沖和穩(wěn)定狀態(tài)信號以及零輸出。
由根據(jù)本發(fā)明的驅(qū)動器級的描述，顯然獲得了時(shí)間平均功能，因?yàn)楸忍亓?3中的轉(zhuǎn)變導(dǎo)致零驅(qū)動電流狀況，而為了出現(xiàn)驅(qū)動電流條件需要兩個(gè)或更多個(gè)連續(xù)的相同比特。根據(jù)本發(fā)明的平均輸出驅(qū)動器利用標(biāo)準(zhǔn)S-D調(diào)制器并實(shí)現(xiàn)了所希望的輸出換能器的驅(qū)動，但是降低了驅(qū)動器晶體管的有效切換速率且因此而不完全依賴換能器驅(qū)動器線圈來平均驅(qū)動電流。
因此，如圖5a進(jìn)一步顯示的，由比特流23中的快速振蕩來表示的低電平輸入信號將會由輸出驅(qū)動器轉(zhuǎn)換成換能器電流中的慢速振蕩，從而節(jié)省功率。為了對圖5a進(jìn)行詳細(xì)說明，用圖5a上的曲線50來表示輸入信號。同樣顯示了S-D調(diào)制器輸出比特流23、43a中的該信號的表示。對于標(biāo)記為序列1的相對高的正輸入電平，平均脈沖密度超過50％，而被標(biāo)記為序列3的高負(fù)輸入電平則導(dǎo)致平均脈沖密度低于50％。被標(biāo)記為序列2的零或低電平輸入導(dǎo)致脈沖密度為50％。在圖5c上，相應(yīng)的輸出換能器電流是以曲線51表示的(假定換能器提供濾波，且驅(qū)動條件狀態(tài)以曲線53表示)。對于被標(biāo)記為序列1的正驅(qū)動電流，在一基本時(shí)間段中驅(qū)動條件處于狀態(tài)“+1”，而對于被標(biāo)記為序列3的負(fù)驅(qū)動電流，在一基本時(shí)間段中驅(qū)動條件處于狀態(tài)“-1”，且被標(biāo)記為序列2接近于零的驅(qū)動電流由這樣的驅(qū)動條件表示其在一基本時(shí)間段中處于狀態(tài)“0”。
在圖3b上，驅(qū)動器級33、32右側(cè)上的NPN與PNP型晶體管序列被顛倒了。晶體管的顛倒排列使得相應(yīng)控制信號43b的電平與相應(yīng)輸出端子TR的電壓之間的關(guān)系反相。假定控制信號34a與34b之間的延遲基本為零，通過在控制信號34b的線路內(nèi)結(jié)合反相器34，反相的關(guān)系即可被抵消從而避免改變性能。這對技術(shù)人員來說是顯而易見的。
在本發(fā)明一實(shí)施例中，是通過采用定時(shí)反相器，由此通過該反相器中固有的一個(gè)時(shí)鐘脈沖延遲來獲得所需延遲，從而取得輸出驅(qū)動器的時(shí)間平均功能。
在本發(fā)明的另一實(shí)施例中，是通過采用定時(shí)反相觸發(fā)器，由此通過該觸發(fā)器中固有的一個(gè)時(shí)鐘脈沖延遲來獲得所需延遲，從而取得輸出驅(qū)動器的時(shí)間平均功能。
在以上討論中已提及，時(shí)間平均功能可通過延遲或反相器與延遲的組合來取得，這取決于H形橋路是否是反相的或非反相的。技術(shù)人員當(dāng)然能夠提出其它解決方案，例如用所謂觸發(fā)器——或反相觸發(fā)器來替代延遲。同樣也可提出其它類型的平均裝置，例如平均濾波器。類似地，技術(shù)人員將認(rèn)識到，S-D調(diào)制器可以用更高階的調(diào)制器取代。
以上描述了本發(fā)明的多個(gè)實(shí)施例。然而，本發(fā)明的范圍不應(yīng)被認(rèn)為是由這些示例來限定的，因?yàn)楸绢I(lǐng)域技術(shù)人員將能提出與所述實(shí)施例等效的多種替代性解決方案。反之，本發(fā)明的范圍應(yīng)由所附權(quán)利要求來界定。
權(quán)利要求
1.一種用于助聽器的輸出級，所述助聽器包括輸入換能器裝置、模數(shù)轉(zhuǎn)換器、數(shù)字信號處理器、單比特Sigma-Delta調(diào)制器、時(shí)間平均輸出驅(qū)動器以及輸出換能器。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的輸出級，其中所述時(shí)間平均輸出驅(qū)動器包括帶有兩個(gè)支路的H形橋路，每個(gè)支路有相應(yīng)的輸出端子以連接到所述輸出換能器，所述支路中的第一支路是由第一二進(jìn)制控制信號控制的，而所述支路中的第二支路是由第二二進(jìn)制控制信號控制的，該第二二進(jìn)制控制信號是作為所述第一控制信號的時(shí)間延遲版本生成的。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的輸出級，其中所述輸出驅(qū)動器是以互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體技術(shù)實(shí)施的。
4.根據(jù)權(quán)利要求1或權(quán)利要求2所述的輸出級，其中所述輸出驅(qū)動器的時(shí)間平均功能是通過采用定時(shí)延遲裝置取得的。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的輸出級，其中所述定時(shí)延遲裝置包括定時(shí)反相器。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的輸出級，其中所述時(shí)鐘延遲裝置包括定時(shí)反相觸發(fā)器。
7.根據(jù)權(quán)利要求1或權(quán)利要求2所述的輸出級，其中所述輸出驅(qū)動器的時(shí)間平均功能是通過采用濾波裝置取得的。
8.一種助聽器，包括輸入換能器裝置、模數(shù)轉(zhuǎn)換器、數(shù)字信號處理器以及輸出級，所述輸出級包括單比特Sigma-Delta調(diào)制器和輸出換能器，所述輸出級還包括時(shí)間平均輸出驅(qū)動器。
9.一種驅(qū)動助聽器中輸出換能器的方法，包括產(chǎn)生第一二進(jìn)制控制信號；以所述第一控制信號的延遲版本的形式，產(chǎn)生第二二進(jìn)制信號；選擇帶有兩個(gè)支路的H形橋路；將每個(gè)支路的相應(yīng)輸出端子與所述輸出換能器的相應(yīng)端子連接；通過所述第一二進(jìn)制控制信號控制所述支路中的第一支路；及通過所述第二二進(jìn)制控制信號控制所述支路中的第二支路。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其中所述控制信號的延遲版本被延遲一個(gè)時(shí)鐘脈沖。
11.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其中所述H形橋路包括反相和非反相支路，所述支路包括采用反相器與延遲的組合來使所述反相支路的控制信號反相和延遲。
全文摘要
一種用于助聽器(62)的輸出級，其中通過采用時(shí)間平均輸出驅(qū)動器(42)，由此使輸出換能器服從三個(gè)不同的工作條件，實(shí)現(xiàn)低電平輸入信號的功耗減少，這是通過產(chǎn)生用于控制H形橋路的三態(tài)控制信號來實(shí)現(xiàn)的。三態(tài)控制信號是這樣產(chǎn)生的通過采用時(shí)間平均裝置，由此使單比特Sigma－Delta調(diào)制器(21)的兩電平輸出被轉(zhuǎn)換成控制信號集合，從而在任一給定時(shí)間可假定三狀態(tài)其中之一。在優(yōu)選實(shí)施例中所述時(shí)間平均裝置是延遲裝置(40)。
文檔編號H03F3/217GK1914951SQ200580004023
公開日2007年2月14日 申請日期2005年2月4日 優(yōu)先權(quán)日2004年2月8日
發(fā)明者L·B·杰森 申請人:唯聽助聽器公司