專利名稱：具有分離的ac及dc電流感測路徑的開關(guān)電源的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及DC/DC轉(zhuǎn)換器，且特定而言，涉及在電流模式控制開關(guān)電源中感測電流。
背景技術(shù)：
圖I說明現(xiàn)有技術(shù)電流模式DC/DC開關(guān)電源的一種類型，其也被稱作電流模式DC/DC轉(zhuǎn)換器。許多其它轉(zhuǎn)換器配置也可受益于本發(fā)明。圖I所示的轉(zhuǎn)換器類型是峰值電流模式轉(zhuǎn)換器。所述轉(zhuǎn)換器的操作是常規(guī)的且如下所述。將時鐘(Clk)信號施加到RS觸發(fā)器20的設(shè)置輸入。RS觸發(fā)器20的設(shè)置在其Q輸出端處產(chǎn)生高信號。作為響應(yīng)，邏輯電路24接通晶體管開關(guān)26且關(guān)閉同步整流器開關(guān)28。兩個開關(guān)均可為MOSFET或其它晶體管。二極管可替換同步整流器開關(guān)28。邏輯電路24確保開關(guān)26及28不存在交叉?zhèn)鲗АＭㄟ^開關(guān)26施加到電感器LI的輸入電壓Vin造成斜變電流流過電感器LI，且此電流流過低值感測電阻器32。斜變電流由輸出電容器36進行濾波且將電流供應(yīng)到負載38。輸出電容器36相對大以消除波紋。將輸出電壓Vo施加到分壓器42，且將已分壓的電壓施加到跨導誤差放大器44的負輸入端。注意，此放大器44可為電流輸出型跨導放大器或電壓輸出型放大器。電容器可跨越分壓器42中的電阻器而連接以進一步補償反饋電壓。將參考電壓Vref施加到放大器44的正輸入端。放大器44的輸出電流對應(yīng)于實際輸出電壓Vo與所需輸出電壓之間的差?；诜糯笃?4的正或負電流輸出而上升或下降調(diào)整在放大器44的輸出端處跨越電容器46的電壓(控制電壓Vc)。電容器46處的控制電壓Vc尤其設(shè)置開關(guān)26的工作循環(huán)，且控制電壓Vc的電平是使進入放大器44的輸入均衡所需要的電平。眾所周知，電阻器及電容器可與電容器46并聯(lián)連接以用于控制及最優(yōu)化相位及回路穩(wěn)定性。將控制電壓Vc施加到脈寬調(diào)制(PWM)比較器50。當開關(guān)26接通時，由具有某一增益的差動放大器52感測跨越感測電阻器32的斜變電壓，且當放大器52的輸出超過控制電壓Vc時，觸發(fā)PWM比較器50以將重置信號輸出到RS觸發(fā)器20。這會關(guān)閉開關(guān)26且接通同步整流器開關(guān)28以使電感器LI放電，從而造成向下斜變電流。以此方式，調(diào)節(jié)在每一循環(huán)內(nèi)通過電感器LI的峰值電流以產(chǎn)生所需輸出電壓Vo。通過感測電阻器32的電流包含DC分量(較低頻率，平均電流)及AC分量(較高頻率，波紋電流)。圖I還說明常規(guī)的傾斜補償電路59，這對于電流模式電力轉(zhuǎn)換器是眾所周知的。在高工作循環(huán)(通常大于50%)時，傾斜補償電路59在電感器電流斜坡超過控制電壓Vc之前關(guān)閉開關(guān)26，以減少在高工作循環(huán)時可發(fā)生在電流回路中的次諧振蕩。傾斜補償電路59的效應(yīng)與本發(fā)明無關(guān)。如將關(guān)于圖3所描述，由接通或關(guān)閉開關(guān)26引起的開關(guān)噪聲(例如，聞頻率尖峰及振蕩)耦合到電流感測電路且造成對PWM比較器50的誤觸發(fā)，從而引起抖動及輸出電壓Vo上的波紋增大。隨著電流變高及輸出電壓變低，跨越低值感測電阻器32的電壓降及功率耗散變得越來越顯著。需要使用小值感測電阻器以減少其功率耗散。不幸地，提供極低值感測電阻器32會引起感測信號的低信噪比，從而除了造成開關(guān)噪聲問題之外，還造成不精確的開關(guān)。此外，需要甚至完全地消除感測電阻器以節(jié)省功率損耗且改進轉(zhuǎn)換器效率。代替檢測通過感測電阻器的電感器電流，可通過檢測跨越開關(guān)26 (例如，M0SFET)的電壓降而感測通過電感器LI的電流。此類MOSFET的接通電阻可為幾毫歐姆。然而，此類感測除了引起開關(guān)噪聲問題之外，仍引起感測信號的低信噪比及不精確的開關(guān)。圖2說明使用電感器LI的固有DC繞組電阻(DCR)以檢測電感器電流。電感器繞組可具有大約幾毫歐姆到小于I毫歐姆的DC電阻。包括串聯(lián)連接的電阻器R及電容器C(跨越電感器LI而連接)的RC網(wǎng)絡(luò)經(jīng)選擇成具有與所述電感器及DCR的時間常數(shù)實質(zhì)上相同的時間常數(shù)，使得RC=L1/DCR。因此，跨越電阻器C的斜變電壓將跟蹤通過電感器LI的斜變電流。接著由差動放大器52感測跨越電容器C的電壓，且操作的剩余部分與關(guān)于圖
I所描述的操作相同?？缭诫娙萜鰿的經(jīng)感測電壓包含DC分量(對應(yīng)于較低的頻率，平均電流)及AC分量(對應(yīng)于較高頻率，波紋電流)。在具有極低電感器DCR值的應(yīng)用中，圖2的轉(zhuǎn)換器遭受與關(guān)于圖I所描述的開關(guān)噪聲問題及信噪比問題相同的開關(guān)噪聲問題及信噪比問題。因為RC時間常數(shù)必須匹配用于適當操作的L1/DCR時間常數(shù)，所以使用圖2的技術(shù)不能改進信噪比。圖3說明開關(guān)噪聲的問題。時鐘脈沖62(圖I及2的Clk)接通開關(guān)26且關(guān)閉開關(guān)28。歸因于系統(tǒng)中的各種寄生電容及電感，開關(guān)會造成高頻率振蕩。當經(jīng)感測的電感器電流信號上升到超過控制電壓Vc而觸發(fā)PWM比較器50時，開關(guān)26關(guān)閉，從而產(chǎn)生開關(guān)噪聲。由此引起的尖峰及振蕩可造成對比較器50的誤觸發(fā)，從而引起比較器50的輸出的抖動。此抖動是由開關(guān)26的接通時間64中的可變性63所示。這不利地影響工作循環(huán)控制精確度及對輸出電壓Vo的調(diào)節(jié)。在開關(guān)噪聲可在各相位之中耦合的多相并聯(lián)轉(zhuǎn)換器中，所述問題可變得差得多。需要一種用于開關(guān)電源的電流感測技術(shù)，所述技術(shù)減少源于開關(guān)噪聲的抖動且還改進具有極低電阻值電流感測元件的電流感測反饋回路的信噪比。

發(fā)明內(nèi)容
在電流模式控制開關(guān)電源中，由電流反饋回路感測通過電感器的電流以確定何時關(guān)閉開關(guān)晶體管。優(yōu)選低電阻值電流感測元件以最小化感測元件中的功率耗散。在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，電流反饋回路既增大斜變電流感測信號的信噪比，又減少開關(guān)噪聲對工作循環(huán)控制的影響。經(jīng)感測電流的DC(較低頻率，平均電流)分量及經(jīng)感測電流的AC(較高頻率，波紋電流)分量是使用分離的路徑加以測量。與DC路徑相比，AC路徑具有較高的信噪比(對于斜變電流電平的更精確檢測)，且DC路徑包含低通濾波器以濾出開關(guān)噪聲。向上調(diào)整DC感測信號的增益，使得DC感測信號與AC感測信號成適當比例以在PWM比較器的輸入端處準確地再生整個電感器電流信號。在一個實施例中，對于AC感測路徑，跨越電感器(LI)而連接的第一 RC電路具有低于L1/DCR的時間常數(shù)，使得與圖2的現(xiàn)有技術(shù)實例相比，電容器充電到較高的AC電壓，在圖2的現(xiàn)有技術(shù)實例中，要求RC電路的時間常數(shù)匹配L1/DCR。這使能夠更準確地檢測經(jīng)感測的電流斜坡何時超過控制電壓Vc。對于DC路徑，第二 RC電路是跨越電感器而連接且具有等于或大于L1/DCR的時間常數(shù)(信噪比未得到改進)。將DC感測信號施加到低通濾波器以進一步消除開關(guān)噪聲。DC感測信號的增益受到低電壓偏移放大器控制，使得DC感測信號與AC感測信號成適當比例，因而不存在失真。接著對AC感測信號與DC感測信號進行求和。將經(jīng)求和信號施加到PWM比較器以與控制電壓Vc進行比較。經(jīng)求和信號具有高信噪比(歸因于AC路徑)及減少的開關(guān)噪聲(歸因于DC路徑)。因此，工作循環(huán)受到更精確地控制。放大器可通過使用負反饋回路中的電容器而自身充當?shù)屯V波器，或所述濾波器可為分離的組件。在另一實施例中，取樣及保持DC感測信號，從而進一步減少開關(guān)噪聲的效應(yīng)。在另一實施例中，通過測量跨越電感器的電壓而檢測及產(chǎn)生AC感測信號，且如在其它實例中所描述而檢測DC感測信號。對DC感測信號進行增益調(diào)整且與AC感測信號進行求和。
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在另一實施例中，如在其它實例中所描述而由第一 RC電路檢測AC感測信號，且跨越第一 RC電路中的電容器獲取DC感測信號并接著對DC感測信號進行濾波以移除開關(guān)噪聲。對DC感測信號進行增益調(diào)整且與AC感測信號進行求和。還可跨越分離的感測電阻器或跨越電源開關(guān)檢測DC或AC感測信號。 可使用模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器及數(shù)字求和電路或方法而數(shù)字地處理DC及/或AC感測信號。在各種實例中，在對AC感測信號與DC感測信號進行求和之前，歸因于低通濾波器或取樣保持電路而在DC路徑中實際上消除開關(guān)噪聲，以便減少開關(guān)噪聲在經(jīng)求和的電流感測信號中的效應(yīng)。為了進一步改進性能，還增大了 AC路徑的信噪比。本發(fā)明描述了各種其它實施例。


圖I說明使用感測電阻器以檢測電感器電路的現(xiàn)有技術(shù)DC/DC轉(zhuǎn)換器。圖2說明使用電感器繞組的DCR以檢測電感器電路的另一現(xiàn)有技術(shù)DC/DC轉(zhuǎn)換器。圖3說明開關(guān)噪聲對開關(guān)接通時間抖動的影響。圖4說明對于AC感測路徑及DC感測路徑使用不同RC電路的本發(fā)明的第一實施例。圖5說明在DC感測路徑中使用取樣保持電路的本發(fā)明的第二實施例。圖6說明本發(fā)明的第三實施例，其中通過檢測跨越電感器的電壓而感測及產(chǎn)生AC電流信號。圖7說明本發(fā)明的第四實施例，其中AC及DC路徑使用同一 RC電路，且由低通濾波器對DC感測信號進行濾波以濾出開關(guān)噪聲及過度放大的AC信號。圖8說明本發(fā)明的第五實施例，其中跨越感測電阻器而感測DC電流。圖9說明本發(fā)明的第六實施例，其中跨越同步整流器而感測DC電流且使用取樣保持電路而在電源開關(guān)接通時間期間保持DC電流。
圖10說明本發(fā)明的第七實施例，其中數(shù)字地執(zhí)行AC及DC路徑信號處理。相同或等效的元件是用相同的數(shù)字標注。
具體實施例方式在圖4到圖10所示的本 發(fā)明的各種實施例中，為了簡單起見，僅僅展示與圖I的轉(zhuǎn)換器不同的轉(zhuǎn)換器的方面。因此，圖4到圖10的PWM比較器50的輸出端耦合到圖I所示的開關(guān)電路，電感器LI的輸出端子連接到圖I的輸出電路，且用于產(chǎn)生控制電壓Vc的電壓反饋路徑是圖I所示的電壓反饋路徑?？山Y(jié)合本發(fā)明而使用其它合適電路代替圖I所示的電路。圖4說明對于AC感測路徑及DC感測路徑使用不同RC電路的本發(fā)明的第一實施例。電阻器Rl及電容器Cl跨越電感器LI串聯(lián)連接。電阻DCR表示電感器繞組DC電阻。與現(xiàn)有技術(shù)圖2 (其中RC時間常數(shù)應(yīng)匹配L1/DCR時間常數(shù)以獲得準確的電流感測)對比，R1*C1時間常數(shù)顯著地小于L1/DRC以產(chǎn)生經(jīng)擴大的AC波紋信號且因此增大跨越電容器Cl的AC電壓的信噪比。所有AC電壓是跨越電容器Cl的端子被感測，但為了簡單起見，在實例中僅僅展示一個AC引線。R1*C1時間常數(shù)可為低于用于適當操作的L1/DCR的任何時間常數(shù)，這是因為DC路徑的增益經(jīng)調(diào)整以避免失真。Rl值或Cl值或兩者可從圖2的Rl值或Cl值或兩者減少以降低時間常數(shù)。通過降低R1*C1的時間常數(shù)，隨著通過電感器LI的電流斜升，與圖2的AC波紋電壓量值相比，跨越電容器Cl的AC波紋電壓量值可極大地增大。此增大的電壓信號增大了 AC感測信號的信噪比，從而使對PWM比較器50的觸發(fā)在時間上更準確。因為任何開關(guān)噪聲均含有比開關(guān)頻率大得多的頻率，所以大部分開關(guān)噪聲將由電容器Cl濾出，因而，R1*C1的時間常數(shù)的減少不會不利地影響開關(guān)噪聲在AC路徑中的效應(yīng)。第二電流感測路徑是由跨越電感器LI串聯(lián)連接的電阻器R2及電容器C2形成。R2*C2的時間常數(shù)等于或大于L1/DCR，但優(yōu)選地大于L1/DCR，以便進一步減少DC路徑中波紋及噪聲的效應(yīng)。跨越電容器C2的電壓被施加到具有增益K的低偏移電壓(Vos)差動放大器68的差動輸入。放大器68的輸出被施加到低通濾波器70。濾波器70實際上濾出所有高頻率開關(guān)噪聲。DC感測電壓為K*Vsen (dc)。低通濾波器70可為連接到地面的電容器或可為在差動放大器68中的負反饋路徑中的電容器。因此，低通濾波器70是以虛線輪廓繪制。在DC路徑中展示分離的低通濾波器及放大器的所有圖式中，可反轉(zhuǎn)所述濾波器及放大器的相對位置。接著將使用差動濾波器。由常規(guī)求和器72對AC感測信號(Vsen (ac))與DC感測信號(K*Vsen (dc))進行求和以產(chǎn)生復合電流感測信號(kl*vsense)，其中kl是組合電流感測信號的總信號增益，且Vsense是跨越DCR的實際電壓。(kl*Vsense)的值將與ijDCR成比例，其中L是通過電感器LI的電流。設(shè)置放大器68的增益(大于I)，使得DC感測信號與AC感測信號成適當比例以準確地輸送通過電感器LI的電流。歸因于跨越Cl的AC波紋電壓增大，減小的時間常數(shù)R1*C1要求放大器68的增益增大?？赏ㄟ^模擬或頻域分析來確定適當增益。因此，與圖2的電流感測信號相比，復合電流感測信號具有較高的信噪比且具有較小的開關(guān)噪聲及抖動。
復合電流感測信號還可用于電流限制、電流共享及其它用途。此技術(shù)還可用在相控轉(zhuǎn)換器中，其中每一相位產(chǎn)生輸出電流的一部分。在各種實施例中，雖然術(shù)語“DC”用于識別所述路徑之一，但DC信號可隨著負載電流變化而以相對較低的頻率變化，表示平均電流。術(shù)語“DC”及“AC”意在區(qū)別兩個路徑且并不意在限制兩個路徑。圖5說明本發(fā)明的第二實施例，其類似于圖4，但在DC感測路徑中使用取樣保持電 路76。取樣保持電路76通過在電壓是電壓斜坡的中點(表示平均電流)時取樣跨越電容器C2的電壓而進一步減少噪聲及波紋。當取樣傳感器78檢測到跨越電容器C2的電壓處于其兩個峰值之間的中間時觸發(fā)取樣時鐘脈沖。此感測可使用已知技術(shù)加以實施。經(jīng)取樣信號被保持直到下一個開關(guān)循環(huán)開始為止。因此，開關(guān)噪聲從DC路徑被消除。在一個實施例中，當取樣DC信號時不使用低通濾波器70。圖6說明本發(fā)明的第三實施例，其中通過直接檢測跨越電感器的電壓(Vsw-V0)而感測AC電流。通過電感器LI的di/dt是(Vsw-V0)/LI。當開關(guān)26 (圖I)接通時，Vsw將大約為輸入電壓Vin。將Vsw及Vo電壓施加到跨導放大器80的輸入端。由放大器80輸出的電流使電容器82充電以產(chǎn)生變化的感測電壓Vsen (ac)。電容器82的值可減少以擴大AC波紋信號以增大信噪比。R2C2電路可與圖4所示的R2C2電路相同，只是放大器68的增益可不同以產(chǎn)生準確的復合信號除外。因此，AC路徑中的信噪比增大，且開關(guān)噪聲在DC路徑中降低，以產(chǎn)生更精確的轉(zhuǎn)換器。圖7說明本發(fā)明的第四實施例，其中AC及DC路徑使用同一RlCl電路，且由低通濾波器70對DC感測信號進行濾波以濾出開關(guān)噪聲及AC波紋。RlCl電路相似于圖4的RlCl電路，其中時間常數(shù)小于L1/DCR的時間常數(shù)以獲得較高的信噪比。如同在圖4中，跨越電容器Cl獲取AC感測信號。通過以下操作來獲得DC感測信號檢測跨越電容器Cl的電壓，然后通過低通濾波器70對所述信號進行濾波以移除開關(guān)噪聲及AC波紋，接著為了消除失真，通過放大器68放大所述信號以使DC感測信號與AC感測信號成適當比例。如先前所提至IJ，放大器68還可執(zhí)行濾波功能。圖7的電路的優(yōu)勢是容納控制電路的IC封裝僅僅使用兩個弓I腳來接取外部Cl端子以進行電流感測，正如圖I及2的現(xiàn)有技術(shù)控制器中所需要的兩個端子。因此，可使用相同封裝。另外，在外部僅僅需要一個RC網(wǎng)絡(luò)進行電流感測。圖8說明本發(fā)明的第五實施例，其中跨越低值感測電阻器Rsense而感測DC電流，與電感器DCR相比，低值感測電阻器Rsense通常是按照較精密的公差形成。AC感測路徑與圖4的AC感測路徑相同，只是RlCl是跨越電感器LI及Rsense而連接除外。將跨越Rsense所檢測的電壓施加到放大器68且接著對所述電壓進行濾波以移除開關(guān)噪聲及波紋。如同在先前實施例中，放大器68的增益K經(jīng)設(shè)置以使DC感測信號與AC感測信號成正確比例以獲得準確的復合電流感測信號。圖9說明本發(fā)明的第六實施例，其中跨越開關(guān)而感測DC電流。圖9相似于圖8之處在于跨越與電感器LI串聯(lián)的電阻而感測DC電流。在此情況下，所述電阻是同步整流器MOSFET 86的接通電阻。當同步整流器MOSFET 86接通時向下傾斜電流斜坡的中點將與當電源MOSFET 88接通時向上傾斜電流斜坡的中點相同。因此，取樣保持電路76受到取樣傳感器78控制以對中間點處跨越MOSFET 86的電壓進行取樣且在電源MOSFET 88接通的時間期間保持所述電壓。經(jīng)取樣電壓在經(jīng)放大及濾波之后接著在電源MOSFET 88接通的時間期間與AC感測信號進行求和以產(chǎn)生復合電流感測信號。開關(guān)噪聲及波紋由取樣保持電路76有效地移除。在所述實施例中，在使用取樣保持電路的情況下，低通濾波器70是任選的。相似地，還可跨越頂側(cè)電源開關(guān)88感測DC電流信號，其中取樣保持電路感測在向上傾斜電感器電流斜坡的中點處的電流。圖10說明本發(fā)明的第七實施例，其中數(shù)字地執(zhí)行AC及DC路徑信號處理。代替在所有實施例中的純粹模擬感測、放大及求和，由模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC) 90及92將經(jīng)檢測電壓轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號且接著數(shù)字地處理經(jīng)檢測電壓。在一個實施例中，數(shù)字地執(zhí)行所述求和，且數(shù)字地執(zhí)行與控制電壓Vc (經(jīng)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號)的比較。在此種狀況下，PWM比較器50被實施為數(shù)字比較器。圖10的特定實施方案僅僅是所述實施例中的任一者可如何經(jīng)轉(zhuǎn)換以在數(shù)字域中執(zhí)行各種過程的實例。本文所描述的各種實施例可以使得存在分離的AC及DC感測路徑的任何方式進行組合，其中DC路徑移除開關(guān)噪聲及波紋，及/或AC路徑具有增大的信噪比。另外，雖然在
DC路徑中已展示具有大于I的增益的放大器以調(diào)整DC感測信號的量值以使DC感測信號與AC感測信號成適當比例，但所述放大器可改為插入到AC路徑中，其中增益小于I。雖然已展示及描述了本發(fā)明的特定實施例，但所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將明顯看出，在本發(fā)明的較廣方面中可進行改變及修改而不背離本發(fā)明的范圍，且因此，所附權(quán)利要求書應(yīng)在其范圍內(nèi)涵蓋屬于本發(fā)明的實際精神及范圍的所有此類改變及修改。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源，它包括 開關(guān)，其以開關(guān)頻率進行開關(guān)，所述開關(guān)具有用于耦合到輸入電壓的輸入端子； 電感器，其具有第一端子，所述第一端子耦合到所述開關(guān)的輸出端子，以便在所述開關(guān)的接通時間期間將電流傳導到所述電感器的第二端子，通過所述電感器的電流在所述開關(guān)的所述接通時間期間斜升，通過所述電感器的電流具有低頻率DC分量及較高頻率AC分量; 電流檢測電路，其用于檢測通過所述電感器的所述電流，所述電流檢測電路包括 第一檢測電路，其產(chǎn)生對應(yīng)于通過所述電感器的電流的所述AC分量的第一電壓信號； 第二檢測電路，其產(chǎn)生對應(yīng)于通過所述電感器的電流的所述DC分量的第二電壓信號；及 求和電路，其對所述第一電壓信號與所述第二電壓信號進行求和以產(chǎn)生對應(yīng)于通過所述電感器的所述電流的第三電壓信號； 脈寬調(diào)制PWM比較器，其比較所述第三電壓信號與對應(yīng)于所述電源的輸出電壓的控制電壓，所述PWM比較器的輸出控制所述開關(guān)的工作循環(huán)以產(chǎn)生所述電源的經(jīng)調(diào)節(jié)輸出電壓。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的電源，其特征在于，第一電壓信號及第二電壓信號是模擬信號。
3.根據(jù)權(quán)利要求I所述的電源，其特征在于，所述第一電壓信號及所述第二電壓信號中的至少一個是數(shù)字信號。
4.根據(jù)權(quán)利要求I所述的電源，其特征在于，所述第三電壓信號及所述控制電壓是模擬信號。
5.根據(jù)權(quán)利要求I所述的電源，其特征在于，所述電感器具有繞組，所述繞組具有DC電阻DCR及電感L，L/DCR是第一時間常數(shù)， 所述第一檢測電路包括 第一電阻器，其具有電阻Rl，所述第一電阻器至少跨越所述電感器而與具有電容Cl的第一電容器串聯(lián)連接，R1*C1是小于所述第一時間常數(shù)的第二時間常數(shù)。
6.根據(jù)權(quán)利要求I所述的電源，其特征在于，所述第二檢測電路包括 第二電阻器，其具有電阻R2，所述第二電阻器跨越所述電感器而與具有電容C2的第二電容器串聯(lián)連接，R2*C2是等于或大于所述第一時間常數(shù)的第二時間常數(shù) '及低通濾波器，其耦合在所述求和電路與所述第二電容器之間。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的電源，其特征在于，所述第二檢測電路還包括連接在所述第二電容器與所述求和電路之間的放大器。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的電源，其特征在于，所述第二檢測電路還包括經(jīng)控制以取樣平均電感器電流的取樣保持電路。
9.根據(jù)權(quán)利要求5所述的電源，其特征在于，所述第二檢測電路包括耦合在所述第一電容器與所述求和電路之間的低通濾波器及放大器。
10.根據(jù)權(quán)利要求5所述的電源，其特征在于，所述第二檢測電路包括 差動放大器，其跨越所述第一電容器而耦合 '及 低通濾波器，其耦合在所述第一電容器與所述求和電路之間。
11.根據(jù)權(quán)利要求5所述的電源，它還包括與所述電感器串聯(lián)連接的感測電阻器，其特征在于，所述第二檢測電路包括 差動放大器，其跨越所述感測電阻器而耦合 '及 低通濾波器，其耦合在所述感測電阻器與所述求和電路之間。
12.根據(jù)權(quán)利要求5所述的電源，其特征在于，所述開關(guān)包括第一開關(guān)，所述電源還包括經(jīng)連接為同步整流器的第二開關(guān)，所述第二開關(guān)具有耦合到所述電感器的第一端子及耦合到參考電壓的第二端子，所述第二檢測電路檢測跨越所述第二開關(guān)的電壓。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的電源，其特征在于，所述第二檢測電路包括跨越所述第二開關(guān)而連接的取樣保持電路，所述取樣保持電路的輸出由低通濾波器進行濾波。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的電源，它還包括耦合在所述取樣保持電路與所述求和電路之間的放大器。
15.根據(jù)權(quán)利要求I所述的電源，其特征在于，所述第一檢測電路包括差動放大器，所述差動放大器具有耦合到所述開關(guān)的所述輸出端子及所述電源的所述輸出電壓的輸入端，所述放大器具有耦合到所述求和電路的輸出端。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的電源，其特征在于，所述放大器是跨導放大器。
17.一種操作開關(guān)電源的方法，它包括 使開關(guān)以開關(guān)頻率進行開關(guān)，所述開關(guān)具有用于耦合到輸入電壓的輸入端子； 使電流傳導通過電感器，所述電感器具有第一端子，所述第一端子耦合到所述開關(guān)的輸出端子，以便在所述開關(guān)的接通時間期間將所述電流傳導到所述電感器的第二端子，通過所述電感器的電流在所述開關(guān)的所述接通時間期間斜升，通過所述電感器的電流具有低頻率DC分量及較高頻率AC分量； 檢測通過所述電感器的所述電流，其包括以下步驟 由第一檢測電路產(chǎn)生對應(yīng)于通過所述電感器的電流的所述AC分量的第一電壓信號； 由第二檢測電路產(chǎn)生對應(yīng)于通過所述電感器的電流的所述DC分量的第二電壓信號；及 由求和電路對所述第一電壓信號與所述第二電壓信號進行求和以產(chǎn)生對應(yīng)于通過所述電感器的所述電流的第三電壓信號； 由脈寬調(diào)制PWM比較器比較所述第三電壓信號與對應(yīng)于所述電源的輸出電壓的控制電壓，所述PWM比較器的輸出控制所述開關(guān)的所述接通時間以產(chǎn)生所述電源的經(jīng)調(diào)節(jié)輸出電壓。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，所述電感器具有繞組，所述繞組具有DC電阻DCR及電感L，L/DCR是第一時間常數(shù)， 所述第一檢測電路包括 第一電阻器，其具有電阻Rl，所述第一電阻器跨越所述電感器而與具有電容Cl的第一電容器串聯(lián)連接，R1*C1是小于所述第一時間常數(shù)的第二時間常數(shù)。
19.根據(jù)權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，所述第二檢測電路包括 第二電阻器，其具有電阻R2，所述第二電阻器跨越所述電感器而與具有電容C2的第二電容器串聯(lián)連接，R2*C2是等于或大于所述第一時間常數(shù)的第二時間常數(shù) '及 低通濾波器，其連接在所述第二電容器與所述求和電路之間。
20.根據(jù)權(quán)利要求19所述的方法，其特征在于，所述第二檢測電路還包括連接在所述第二電容器與所述求和電路之間的放大器。
全文摘要
在電流模式控制開關(guān)電源中，感測通過電感器的電流以確定何時關(guān)閉或接通開關(guān)晶體管。電感器電流具有較高頻率AC分量及較低頻率DC分量。感測斜變波紋電流的AC電流反饋路徑是與感測較低頻率平均電流的DC電流路徑分離的。分離電流感測路徑允許增大AC感測信號的信噪比且允許從DC感測信號中濾掉開關(guān)噪聲。調(diào)整DC感測信號的增益，使得DC感測信號與AC感測信號成適當比例。通過求和電路組合AC感測信號與DC感測信號。將復合感測信號施加到PWM比較器以控制開關(guān)的工作循環(huán)。
文檔編號H02M3/155GK102882372SQ20121023793
公開日2013年1月16日 申請日期2012年7月9日 優(yōu)先權(quán)日2011年7月11日
發(fā)明者張金東 申請人:凌力爾特公司