專利名稱:鏈路電壓測量方法
技術領域:
本發(fā)明涉及電壓測量技術,尤其涉及對將電流型變換器和電壓型逆變器結合起來的直流鏈路的電壓進行測量的技術。
背景技術:
作為所謂的直接型交流電變換電路,公知有間接矩陣變換器(Indirect matrixconverter).間接矩陣變換器具有進行交流/直流(AC/DC)變換的電流型變換器、進行直流/交流(DC/AC)變換的電壓型逆變器以及將電流型變換器和電壓型逆變器結合起來的直流鏈路。對于電壓型逆變器的控制,在采用瞬時空間電壓矢量調(diào)制時,調(diào)制率被用作電壓型逆變器輸出的交流電壓相對于輸入至電壓型逆變器的直流電壓的線間電壓波高值的比。在例如專利文獻I中,介紹了對所謂d軸電壓指令和q軸電壓指令進行極坐標變換而求出調(diào)制率的技術。在間接矩陣變換器中,從電流型變換器施加給直流鏈路的電壓(以下稱為“鏈路電壓”)作為輸入至電壓型逆變器的直流電壓。然而,間接矩陣變換器是直接型交流電變換電路,雖然具有直流鏈路,但是在直流鏈路中并不具備實質(zhì)的平滑電路。因此,輸入至電壓型逆變器的直流電壓隨著電流型變換器的開關而大幅變動。不考慮該變動而求取電壓型逆變器的調(diào)制率的方法在精度上非優(yōu)選。根據(jù)上述背景,在直接型交流電變換電路中,提出了專利文獻2、3所介紹的技術。專利文獻2例示了根據(jù)電流型變換器的開關模式來檢測直流電壓的瞬時值的技術。在專利文獻3中,例示了這樣的技術使用如下平均值來求取直流電壓,該平均值是在電流型變換器的開關周期內(nèi)對鏈路電壓進行平均而得到的第I平均直流電壓的、在輸入至電流型變換器的交流電壓的周期的1/12的區(qū)間中的平均值。另外,作為下述文獻,列舉了專利文獻4到6以及非專利文獻I?,F(xiàn)有技術文獻專利文獻專利文獻1:日本特開2000-14200號公報專利文獻2:日本特開2009-213252號公報專利文獻3:日本特開2010-98848號公報專利文獻4:日本特開2007-312589號公報專利文獻5:日本專利第4067021號公報專利文獻6:日本特開2009-106110號公報非專利文獻非專利文獻1:L. wei, T. A. Lipo, "A Novel Matrix converter Topology withSimple Commutation", IEEE ISA2001,vol3,ppl749_1754,200
發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明所要解決的問題專利文獻3中介紹的技術雖然通過進行復雜的平均化而難以受到開關噪聲的影響,但是對電源電壓變動的響應性惡化。專利文獻2中介紹的技術雖然響應性好,但是沒有考慮電壓型逆變器開關的定時,容易受到該開關所產(chǎn)生的噪聲(開關噪聲)的影響。因此,本發(fā)明的目的是提供一種提高對開關噪聲的耐受性和響應性而對鏈路電壓進行測量的技術。用于解決問題的手段本發(fā)明的鏈路電壓測量方法的第I方式是在直接型交流電變換電路中測量鏈路電壓的方法。該直接型交流電變換電路包含施加了所述鏈路電壓(Vdc)的直流鏈路(3)、電流型變換器(I)以及電壓型逆變器(2)。所述電流型變換器(I)具有按每一相輸入三相交流電壓(Vr、Vs、Vt)的三個輸入端(Pr、Ps、Pt),所述電流型變換器(I)按照劃分為第I期間(drfTO)與第2期間(dst ·Τ0)的周期(TO)對從所述輸入端供給的電流進行換相,向所述直流鏈路施加作為直流電壓的鏈路電壓(Vdc)。所述第I期間是將在所述三個輸入端中的第I對(Pr、Pt)中流動的電流提供給所述直流鏈路的期間,其中,所述第I對(Pr、Pt)被施加了所述三相交流電壓中的呈最大相的電壓以及呈最小相的電壓,所述第2期間是將在所述三個輸入端中的第2對(Ps、Pt)中流動的電流提供給所述直流鏈路的期間,其中,所述第2對(Ps、Pt)被施加了所述三相交流電壓中的呈中間相的電壓以及呈所述最小相的電壓。所述電壓型逆變器(2)以基于脈寬調(diào)制的開關模式對所述鏈路電壓進行開關,輸出多相交流電。并且,該方法具備以下步驟(a)在所述第I期間中,測量第I測量值(Vmaxl),該第I測量值(Vmaxl)是在最長且僅采用第I所述開關模式的第I區(qū)間的中央處測量的所述鏈路電壓;(b)在所述第I期間中,測量第2測量值(Vmax2),該第2測量值(Vmax2)是在第2區(qū)間的中央處測量所述鏈路電壓,所述第2區(qū)間具有與所述第I區(qū)間相同的長度或僅次于所述第I區(qū)間的長度、且僅采用單一的所述開關模式;(c)通過所述第I測量值與所述第2測量值的內(nèi)插,求出包含所述第I期間的一個所述周期中的所述鏈路電壓的代表值(Vmax)。本發(fā)明的鏈路電壓測量方法的第2方式是在該第I方式中,所述第I期間(drt · T0)比所述第2期間(dst · T0)長。本發(fā)明的鏈路電壓測量方法的第3方式是在該第I或第2方式中還具備步驟(d):在所述第I區(qū)間的前后均設置了僅采用與所述第I所述開關模式不同的第2所述開關模式的區(qū)間的情況下,代替所述步驟(b)、(c),將所述第I測量值作為包含所述第I期間的所述周期中所述鏈路電壓的代表值。
本發(fā)明的鏈路電壓測量方法的第4方式是在或第2方式中,所述開關模式根據(jù)呈現(xiàn)為斜率絕對值相等的三角波的載波、與在所述第I期間內(nèi)取固定值的信號波之間的比較結果來決定。而且,在所述第I區(qū)間中采用的所述開關模式與所述第2區(qū)間中采用的所述開關模式相同的情況下,采用算術平均作為所述步驟(c)中的所述內(nèi)插。本發(fā)明的鏈路電壓測量方法的第5方式是在該第4方式中,根據(jù)所述載波取單一規(guī)定值的定時,決定測量所述第I測量值的定時以及測量所述第2測量值的定時。本發(fā)明的鏈路電壓測量方法的第6方式是在第I至第5方式的任意一個中,將所述三相交流電壓的兩個電壓變?yōu)橄嗟鹊臅r刻的所述三相交流電壓的相對于周期的相位(Θ)設為π/3,將所述相位取-π/6到π/6的區(qū)間中的所述鏈路電壓的所述代表值除以所述相位的余弦值,求出所述鏈路電壓的最大值。發(fā)明效果根據(jù)本發(fā)明的鏈路電壓測量方法的第I方式,由于在距離開關逆變器的定時較遠的定時來測量鏈路電壓,所以測量出的鏈路電壓不易受到逆變器的開關噪聲的影響。而且由于不對測量出的鏈路電壓進行復雜的平均化,所以響應性好。而且,在電流型變換器的輸入端設置有濾波器電路,通過該濾波器電路,即使施加到輸入端的三相電壓發(fā)生變動,也能夠消除該影響而求出鏈路電壓的代表值。該代表值有利于使用調(diào)制率來控制電壓型逆變器的輸出電壓。根據(jù)本發(fā)明的鏈路電壓測量方法的第2方式,由于提高了電流型變換器中以最大相流動的電流相對于以中間相流動的電流的通流比,所以輸入到直接型交流電變換電路的電流接近正弦波。根據(jù)本發(fā)明的鏈路電壓測量方法的第3到第5方式,能夠更簡便地求出鏈路電壓的代表值。根據(jù)本發(fā)明的鏈路電壓測量方法的第6方式,通過求出鏈路電壓的最大值,易于使用調(diào)制率來控制電壓型逆變器的輸出電壓。本發(fā)明的目的、特征、方面以及優(yōu)點通過以下的詳細說明和附圖,變得更加清楚。
圖1是示出可應用本發(fā)明的直接型交流電變換裝置的概念性結構一例的電路圖。圖2是示出直接型交流電變換裝置、負載以及三相交流電源之間的連接關系的一例的電路圖。圖3是示出開關元件的一例的電路圖。圖4是示出開關元件的一例的電路圖。圖5是說明電流型變換器中的動作的曲線圖。圖6是示出在直接型交流電變換裝置、負載以及三相交流電源之間流動的電流的電路圖。圖7是示出在直接型交流電變換裝置、負載以及三相交流電源之間流動的電流的電路圖。圖8是示出直接型交流電變換裝置的動作的曲線圖。圖9是示出直接型交流電變換裝置的動作的曲線圖。
圖10是示出直接型交流電變換裝置的動作的曲線圖。圖11是示出直接型交流電變換裝置的動作的曲線圖。圖12是示出直接型交流電變換裝置的動作的曲線圖。圖13是示出直接型交流電變換裝置的動作的曲線圖。圖14是示出時間比率的曲線圖。圖15是示出時間比率的曲線圖。圖16是示出控制部的具體內(nèi)部結構的概念性一例的框圖。圖17是示出在載波中使用鋸齒波時的直接型交流電變換裝置的動作的曲線圖。圖18是示出使用對稱三角波作為載波時的直接型交流電變換裝置的動作的曲線圖。圖19是示出使用鋸齒波作為載波時的直接型交流電變換裝置的動作的曲線圖。圖20是示出對電壓型逆變器的開關進行控制的控制部的框圖。
具體實施例方式圖1示出了直接型交流電變換裝置的概念性結構的一例。直接型交流電變換裝置具備電流型變換器1、電壓型逆變器2以及直流鏈路3。電流型變換器I具有三個輸入端Pr、Ps、Pt。輸入端Pr、Ps、Pt例如與三相交流電源連接,按每一相輸入三相交流電壓。電流型變換器I按照劃分為第I期間和第2期間的周期對從輸入端Pr、Ps、Pt供給的線電流ir、is、it進行換相,對直流鏈路3施加鏈路電壓Vdc0第I期間是將在輸入端Pr、Ps、Pt中的、施加了呈最大相的交流電壓以及呈最小相的交流電壓的一對輸入端中流動的電流提供給直流鏈路3的期間。此外,第2期間是將在輸入端Pr、Ps, Pt中的、施加了呈中間相的交流電壓以及呈最小相的交流電壓的一對輸入端中流動的電流提供給直流鏈路3的期間。直流鏈路3具有直流電源線LH、LL。由于鏈路電壓Vdc的施加,直流電源線LH的電位比直流電源線LL高。以下,以線電流ir、is、it從輸入端Pr、Ps、Pt流向電壓型逆變器2的方向為正方向進行說明。電壓型逆變器2具有輸出端Pu、Pv, Pw。電壓型逆變器2以基于脈寬調(diào)制的開關模式對鏈路電壓Vdc進行開關,向輸出端Pu、Pv, Pw輸出多相交流電。圖2示出了上述直接型交流電變換裝置、負載4以及三相交流電源5之間的連接關系的一例。其中,在圖2中,電流型變換器I以比圖1更詳細的構造示出,電壓型逆變器2以比圖1更簡單的等價電路示出。此處,負載4等價地表示為電流源,實際上其為與輸出端Pu、Pv、Pw連接的負載,例如電感性負載(三相電動機等)。電壓型逆變器2以及負載4均簡略描繪為單相。電壓型逆變器2等價地表示為設置在直流電源線LH上的開關M以及經(jīng)由開關M與直流鏈路3連接的二極管D。此處,二極管D的陽極以及陰極分別配置在直流電源線LL、LH側(cè)。三相交流電源5輸出三相交流電壓Vr、Vs、Vt,并經(jīng)由例如三相濾波器6與電流型變換器I連接。三相濾波器6具有按每一相設置的電感器Lr、Ls, Lt以及電容器Cr、Cs、Ct,并構成低通濾波器。各電容器Cr、Cs、Ct的一端均與連接點N連接。這樣,設置在電流型變換器I中的濾波器是公知的(參照例如專利文獻2),所以省略對其結構的更詳細的說明。電流型變換器I具備開關元件Sxp、Sxn (其中,x代表r、S、t。以下同樣)。開關元件Sxp設置在輸入端Px與直流電源線LH之間。開關元件Sxn分別設置在輸入端Px與直流電源線LL之間。開關元件Sxp、Sxn均具有反向阻斷能力,在圖2中,它們例示為反向阻斷IGBT(反向阻斷絕緣柵雙極型晶體管)。或者,這些開關元件也可以通過絕緣柵雙極型晶體管與二極管的串聯(lián)連接來實現(xiàn)。圖3示出了開關元件Sxp、Sxn的一例。開關元件Sxp具備晶體管Txp以及二極管Dxp。二極管Dxp的陽極和陰極分別朝向直流電源線LL側(cè)和直流電源線LH側(cè)而與晶體管Txp串聯(lián)連接。開關元件Sxn具備晶體管Txn以及二極管Dxn。二極管Dxn的陽極和陰極分別朝向直流電源線LL側(cè)和直流電源線LH側(cè)而與晶體管Txn串聯(lián)連接。關于晶體管Txp、Txn,例如可采用絕緣柵雙極型晶體管。開關元件Srp、Sm、Ssp、Ssn、Stp> Stn 中分別輸入了開關信號 SSrp、SSrn> SSsp、SSsn、SStp、SStn。此處,根據(jù)開關信號SSxp的激活/非激活,開關元件Sxp分別導通/不導通,根據(jù)開關信號SSxn的激活/非激活,開關元件Sxn分別導通/不導通。關于開關信號 SSrp、SSrn, SSsp、SSsn、SStp、SStn 的生成,將在后面描述。電壓型逆變器2具備開關元件Syp、Syn (其中,y代表U、V、W。以下同樣)。開關元件Syp設置在輸出端Py與直流電源線LH之間。開關元件Syn分別設置在輸出端Py與直流電源線LL之間。圖4示出了開關元件Syp、Syn的一例。開關元件Syp具備晶體管Typ以及二極管Dyp。二極管Dyp的陽極和陰極分別朝向直流電源線LL側(cè)和直流電源線LH側(cè)而與晶體管Typ并聯(lián)連接。開關元件Syn具備晶體管Tyn以及二極管Dyn。二極管Dyn的陽極和陰極分別朝向直流電源線LL側(cè)和直流電源線LH側(cè)而與晶體管Tyn并聯(lián)連接。關于晶體管Typ、Tyn,例如可采用絕緣柵雙極型晶體管。開關元件Sup、Sun、Svp> Svn> Swp> Swn 中分別輸入開關信號 SSup、SSun> SSvp>SSvn> SSwp> SSwn。此處,根據(jù)開關信號SSyp的激活/非激活,開關元件Syp分別導通/不導通,根據(jù)開關信號SSyn的激活/非激活,開關元件Syn分別導通/不導通。各自的導通/不導通被控制。圖5是說明了電流型變換器I中的動作的曲線圖。最上段的曲線圖示出了三相交流電壓Vr、Vs、Vt,中段的曲線圖示出了通流比dr、ds、dt,最下段的曲線圖示出了鏈路電壓Vdc的包絡線。圖5中,在最上段的曲線圖的上方,標記有時間區(qū)域Rl R6。區(qū)域Rl R6根據(jù)三相交流電壓Vr、Vs、Vt中絕對值最大者發(fā)生切換的定時,在時間上相互進行劃分。該切換定時是三相交流電壓Vr、Vs、Vt中任一方為O的定時。由于區(qū)域Rl R6按照這樣進行劃分,所以它們均具有將三相交流電壓Vr、Vs、Vt的一個周期六等分后得到的π /3的長度。例如,區(qū)域Rl是交流電壓Vt的絕對值比交流電壓Vr、Vs的任意一個的絕對值大的區(qū)域,以交流電壓Vs從負切換為正的時刻作為開始時間,以交流電壓Vr從正切換為負的時刻為結束時間。
三相交流電壓Vr、Vs、Vt通過相對于線間電壓的最大值之比來表示,因此三相交流電壓Vr、Vs、Vt的絕對值的最大值為1/力。此處,采用三相交流電壓Vr呈現(xiàn)最大值的時刻作為三相交流電壓的相位角的基準(0° )。通流比dx表示線電流ix根據(jù)開關元件Sxp、Sxn的開關而流動的時間比率。如果通流比dx為正,則表示開關元件Sxp導通,電流朝向輸入端Px流入電流型變換器I的時間比率;如果通流比dx為負,貝U表示開關元件Sxn導通,電流從輸入端Px流向三相交流電源5的時間比率。具體地說,例如區(qū)域Rl中,由于交流電壓Vt最小,因此開關元件Stn持續(xù)導通,表示為dt=-l。在該情況下,開關元件Srp、Ssp交替導通,導通的時間比率分別由通流比dr、ds示出。開關元件Srp、Ssp按照比三相交流電壓Vr、Vs、Vt的一個周期短的周期交替導通,進行脈寬調(diào)制。從圖5中可以了解到,在區(qū)域Rl中,如果交流電壓Vr大于交流電壓Vs,貝U通流比dr大于通流比ds ;如果交流電壓Vr小于交流電壓Vs,則通流比dr小于通流比ds。這樣,在使線電流ix接近正弦波這一點上,優(yōu)選使與呈最大相的交流電壓對應的線電流的通流比大于呈中間相的線電流的通流比。確定通流比dx以使線電流ix呈現(xiàn)正弦波狀的技術是公知的(例如非專利文獻1、專利文獻2、4等),因而此處省略該技術的具體內(nèi)容。在作為鏈路電壓Vdc的包絡線的電壓中,上側(cè)包絡線電壓El對應于最大相的交流電壓與最小相的交流電壓之差,下側(cè)包絡線電壓E2對應于中間相的交流電壓與最小相的交流電壓之差。鏈路電壓Vdc根據(jù)開關元件Sxp、Sxn的開關而在上側(cè)包絡線電壓El與下側(cè)包絡線電壓E2之間轉(zhuǎn)移。該轉(zhuǎn)移對應于背景技術中記載的輸入至電壓型逆變器的直流電壓的變動。利用線間電壓的大小來對交流電壓的大小進行歸一化,將中間相的交流電壓為零的時刻作為相位Θ的基準。公知的是:通過采用該基準,三相交流電壓的兩個電壓變?yōu)橄嗟鹊臅r刻的相位Θ為π/3,各區(qū)域Rl R5的開始時期以及周期分別對應于θ=0和π/3。這樣,如果采用相位Θ的基準,則在相位Θ取-π/6到π/6的區(qū)間中,上側(cè)包絡線電壓El為相位Θ的余弦值cos Θ,下側(cè)包絡線電壓Ε2為cos ( 0-ji/3)(例如專利文獻3等)。例如,在區(qū)域Rl中,在將交流電壓Vr、Vs變?yōu)橄嗟鹊臅r刻的相位Θ設為Ji/3時,在具有dr>ds的關系的前半程中,隨著相位Θ的增大,上側(cè)包絡線電壓El從值I降低到VI/2,下側(cè)包絡線電壓E2從值1/2上升到2這樣,如果檢測出上側(cè)包絡線電壓El的值以及相位Θ,則可求出鏈路電壓Vdc的最大值。相位Θ可根據(jù)三相交流電壓Vr、Vs、Vt的相位求出。因此,如果在電流型變換器I換相的每個周期求出上側(cè)包絡線電壓El的值,則能夠不進行平均化而根據(jù)余弦值的計算以及四則運算來迅速地求出鏈路電壓Vdc的最大值。如果迅速地求出鏈路電壓Vdc的最大值,則能夠迅速地進行控制調(diào)制率的電壓型逆變器2的控制。以下,以區(qū)域Rl為例繼續(xù)說明。在區(qū)域rl中,由于通流比dt固定為值_1,因此將區(qū)域Rl中的通流比dr、ds分別標記為通流比drt、dst。對于其它區(qū)域R2 R6,根據(jù)相電壓波形的對稱性,通過按相位順序的交替讀取以及開關元件Sxp、Sxn的相互交替讀取,下述的說明是合理的這一點是顯而易見的。圖6以及圖7示出了在直接型交流電變換裝置、負載4以及三相交流電源5之間流動的電流。圖6示出了開關元件Srp、Stn導通而開關元件Ssp、Stp、Srn、Ssn不導通的情況,用粗線示出與通流比drt對應而流過直流鏈路3的鏈路電流Idc的路徑。圖7示出了開關元件Ssp、Stn導通而開關元件Srp、Stp、Srn、Ssn不導通的情況,用粗線示出與通流比dst對應而流動的鏈路電流Idc的路徑。鏈路電流Idc以從電流型變換器I朝向電壓型逆變器2的方向為正方向。圖8以及圖10 圖13是示出直接型交流電變換裝置的動作的曲線圖。為了根據(jù)上述通流比drt、dst對電流型變換器I進行開關,此處,采用了呈三角波的載波Cl,該三角波在最小值O與最大值I之間轉(zhuǎn)移。由于dst+drt=l,通過比較載波Cl與通流比dst,能夠生成開關信號 SSrp、SSrn> SSsp、SSsn。具體地說,如果載波Cl為通流比dst以上,則開關信號SSsp、SSrp分別為非激活/激活。而且,如果載波Cl小于通流比dst,則開關信號SSsp、SSrp分別為激活/非激活。雖然開關信號SSsn、SSrn未在圖8以及圖10 圖13中示出,但是采用始終與開關信號SSsp、SSrp互補的邏輯即可。關于開關信號SStp、SStn的生成,例如將載波Cl與值O進行比較即可。在載波Cl為值O以上時,開關信號SStp、SStn分別為非激活/激活。電流型變換器I換相的定時是載波Cl與通流比dst變?yōu)橄嗟鹊臅r刻。在導入載波Cl的一個周期TO時,由于載波Cl的波形為三角波,因此載波Cl為通流比dst以上的期間的長度用dst · TO (以下,該期間也可稱為“期間dst · T0”)表示,載波Cl為通流比dst以下的期間的長度用drt · TO (以下,該期間也可稱為“期間drt · T0”)表示。在圖8以及圖10 圖13中,例示了在drt>dst的情況下,即在區(qū)域Rl中相位角較小的左半部分(參照圖5)中的情況。在該情況下,交流電壓Vr、Vs、Vt分別為最大相、中間相以及最小相。期間drt · TO、dst · TO可以分別作為上述第I期間以及第2期間來掌握。在期間dst · TO中,將在電流型變換器I的輸入端Pr、Ps、Pt中的一對輸入端Ps、Pt中流動的電流提供給直流鏈路3,其中,該一對輸入端Ps、Pt被施加了呈中間相的交流電壓Vs以及呈最小相的交流電壓Vt。在期間drt · TO中,將在輸入端Pr、Ps、Pt中的一對輸入端Pr、Pt中流動的電流提供給直流鏈路3,其中,該一對輸入端Pr、Pt被施加了呈最大相的交流電壓Vr以及呈最小相的交流電壓VU由此,直流電源線LH的電位在期間drt -TO中,幾乎呈現(xiàn)為交流電壓VK由于其為最大相,所以標記有符號Vmax),在期間dst -TO中,幾乎呈現(xiàn)為交流電壓Vs (由于其為中間相,所以標記有符號Vmid)。另外,還追加標記交流電壓Vt(由于為最小相,所以標記有符號Vmin),以其為基準來掌握,將直流電源線LH的電位標記為鏈路電壓Vdc。在期間drt · TO中,通過檢測鏈路電壓Vdc,得到了與上述的上側(cè)包絡線電壓El (圖5)對應的電壓。但是,如圖8以及圖10 圖13所示,鏈路電壓Vdc在期間drt ·Τ0或期間dst ·Τ0中存在與線間電壓不一致的情況。其主要原因在于濾波器6??紤]將在電容器Cr、Cs、Ct中流動的電流ire、isc、itc均以朝向連接點N的方向為負方向。如果電流irc、isc、itc為正,則電容器Cr、Cs、Ct分別進行放電,如果電流ire、isc、itc為負,則電容器Cr、Cs、Ct分別進行充電。電容器Cr連接在連接點N與電感器Lr之間。電容器Cr與電感器Lr之間的連接點與輸入端Pr連接。由此,在濾波器6存在于三相交流電源5與電流型變換器I之間的情況下,輸入端Pr的電位是從交流電壓Vr中減去電感器Lr中的壓降而得到的電位Vri。同樣地,使電容器Cs、電感器Ls以及輸入端Ps連接,使電容器Ct、電感器Lt以及輸入端Pt連接。并且,在濾波器6存在于三相交流電源5與電流型變換器I之間的情況下,使輸入端Ps, Pt的電位分別為電位Vs1、Vti。圖9是說明區(qū)域Rl中的直接型交流電變換裝置的動作的曲線圖。從上面往下依次地,第I段的曲線圖示出鏈路電壓Vdc及電位差(Vs-Vt)、(Vs1-Vti),第2段的曲線圖示出鏈路電壓Vdc以及電位差(Vr-Vt)、(Vr1-Vti),第3段的曲線圖示出鏈路電流Idc,第4段的曲線圖示出載波Cl。從第I段到第4段的曲線圖,其橫軸是公共的,并采用時間為橫軸。在時刻to以前,交流電壓Vr、Vs分別對應于最大相、中間相,就圖5而言,對應于三相交流電壓的相位角的60°之前。在時刻t0之后,交流電壓Vr、Vs分別對應于中間相、最大相,就圖5而言,對應于三相交流電壓的相位角的60°之后。由此,在電流型變換器I的控制中,在時刻t0以前,通流比為drt>dst,在時刻t0之后,通流比為drt〈dst。由于減輕電流型變換器I換相的定時的開關損耗等原因,所以在包含該定時的較短的期間內(nèi),鏈路電流Idc為零。這種情況不是在電流型變換器I中通過控制換相,而是下述那樣通過電壓型逆變器2采用零電壓矢量來實現(xiàn)的。鏈路電壓Vdc與電位差(Vr1-Vti) —致的情況是如圖6所示那樣的鏈路電流Idc在輸入端Pr、Pt之間流動的情況。此時,電流ire向正方向流動,電容器Cr進行放電。由于所述放電,電位差(Vr1-Vti)降低。此時,電容器Cr、Cs、Ct均與連接點N連接,所以保持三相平衡狀態(tài),電容器Cs被充電,電位差(Vs1-Vti)上升。另一方面,鏈路電壓Vdc與電位差(Vs1-Vti) —致的情況是如圖7所示那樣的鏈路電流Idc在輸入端Ps、Pt之間流動的情況。此時,電容器Cs進行放電,電位差(Vs1-Vti)降低。此時,電位差(Vr1-Vti)上升。這樣,雖然鏈路電壓Vdc在期間drt · TO中沒有采用固定值,但是由于電容器Cr的放電近似于線性,所以優(yōu)選在期間drt · TO的中央附近對鏈路電壓Vdc進行測量。在圖8以及圖10 圖13中,以空心圓示出了測量出的鏈路電壓Vdc。在圖8中,測量出的鏈路電壓Vdc示出呈最大相的交流電壓Vr的電壓,在空心圓上標記有符號Vmax。另外,如下述那樣,雖然鏈路電流Idc實際為脈沖,但是在圖8以及圖10 圖13中,以方形波簡單地示出。在圖9中,在時刻tl (<t0)中,載波Cl取最大值,對該時刻的鏈路電壓Vdc進行測量。在時刻t2 (HO)中,載波Cl取最小值,由于此時drt〈dst,所以電位差(Vs1-Vti)與鏈路電壓Vdc 一致。這樣,載波Cl在呈對稱三角波時,可以將期間drt · TO的中央設定為載波Cl取最大值I的時刻,將期間dst · TO的中央設定為載波Cl取最小值O的時刻。此處,對稱三角波意味著斜率絕對值固定的三角波。這樣,在僅基于載波Cl的定時測量鏈路電壓Vdc的情況下,由于未考慮電壓型逆變器2的開關,有時會受到該開關引起的噪聲的影響,其中,所述載波Cl決定電流型變換器I換相的定時。為了說明該噪聲的影響,首先對電壓型逆變器2的開關進行簡單說明。為了進行電壓型逆變器2的瞬時空間電壓矢量調(diào)制,進行載波C2與指令值的比較,根據(jù)該比較結果,生成開關信號SSup、SSun> SSvp> SSvn> SSwp> SSwn。為了簡單化,采用與載波Cl同形且同相的波形作為載波C2。當然,如果載波C1、C2周期相等,則可以采用相互不同的波形。利用矢量演算通過d4.V4+d6.V6來表示電壓型逆變器2應采用的電壓矢量(d4+d6 ^ I)。此處,導入了“單位電壓矢量Vg”。其中,在該表述中,在對U相、V相、W相分別分配了值4、2、I且與它們分別對應的上臂導通時,值g是所分配的值的合計值,取值O 7的整數(shù)。例如,單位電壓矢量V4表示開關元件Sup、Svn> Swn導通、開關元件Sun、Svp> Swp不導通的開關模式。此外,單位電壓矢量V6表示開關元件Sup、Svp, Swn導通、開關元件Sun、Svn、Swp不導通的開關模式。圖8以及圖10 圖12例示了這樣的情況:對于表示電壓型逆變器2應采用的開關模式的電壓矢量,利用矢量演算通過d4.V4+d6.V6表示且d0=l- (d4+d6) >0成立。在這樣的情況下,根據(jù)d0:d4:d6的比的長度來采用單位電壓矢量V0、V4、V6。在該情況下,在載波C2的一個周期TO內(nèi),進行分別根據(jù)d0:d4:d6的比來采用單位電壓矢量V0、V4、V6的開關。這樣,各單位電壓矢量被采用的長度相對于一個載波周期的比也稱為時間比率。此處,d0+d4+d6=l。在采用單位電壓矢量VO的情況下,在電壓型逆變器2中沒有電流流動,因此鏈路電流Idc為零。由此,在采用與單位電壓矢量VO對應的開關模式的期間內(nèi),電流型變換器換相,由此執(zhí)行所謂零電流開關。根據(jù)上述這樣的觀點,關于如何設定采用單位電壓矢量VO、V4、V6的期間來作為電壓型逆變器2中的開關模式的技術是公知的(例如專利文獻4等),所以此處省略該技術的具體內(nèi)容。作為具體示例,在圖8、圖10以及圖11中,例示了這樣的情況:在載波C2取值為值dst+drt.d0以上或 者值dst (Ι-dO)以下時,開關信號SSup激活,在載波C2取值為值dst+drt (d0+d4)以上或者值dst (l-d0-d4)以下時,開關信號SSvp激活,且開關信號SSwp始終為非激活。另外,在電壓型逆變器2的控制特性上,開關信號SSun、SSvn、SSwn分別與開關信號SSup、SSvp、SSwp互補地激活。在上述例中,單位電壓矢量V6位于期間drt.TO的中央。如上述那樣,測量鏈路電壓Vdc的時刻優(yōu)選位于期間drt.Τ0的中央。由此,如圖8所示,在值d6=l- (d0+d4)較大的情況下,由于電壓型逆變器2的開關遠離期間drt -TO的中央,因此鏈路電壓Vdc不易受到電壓型逆變器2的開關噪聲的影響。但是,如圖10和圖11所示,在值d6較小的情況下,由于電壓型逆變器2的開關靠近期間drt.TO的中央,所以鏈路電壓Vdc容易受到電壓型逆變器2的開關噪聲的影響。因此,通過以下的步驟來測量鏈路電壓Vdc。首先,關于鏈路電壓Vdc,在期間drt.Τ0中,在最長且僅采用單一開關模式的第I區(qū)間的中央,測量鏈路電壓Vdc的第I測量值Vmaxl。就圖10而言,在期間drt.TO中,可以將采用單位電壓矢量V4的兩個區(qū)間中的左側(cè)區(qū)間用作第I區(qū)間。此外,就圖11而言,在期間drt.TO中,可以將采用單位電壓矢量VO的兩個區(qū)間中的左側(cè)區(qū)間用作第I區(qū)間。此外,在第2區(qū)間的中央測量鏈路電壓Vdc的第2測量值Vmax2,該第2區(qū)間具有與第I區(qū)間相同的長度或僅次于第I區(qū)間的長度且僅采用單一開關模式。就圖10而言,在期間drt -TO中,可以將采用單位電壓矢量V4的兩個區(qū)間中的右側(cè)區(qū)間用作第2區(qū)間。此夕卜,就圖11而言,在期間drt.TO中,可以將采用單位電壓矢量VO的兩個區(qū)間中的右側(cè)區(qū)間用作第2區(qū)間。并且,通過第I測量值VmaxI與第2測量值Vmax2的內(nèi)插,來求取包含期間drt.Τ0的一個周期TO中的鏈路電壓Vdc的代表值Vmax。由于代表值Vmax是上述的上側(cè)包絡線電壓E1,因此將其除以cos Θ而求出鏈路電壓Vdc的最大值。并且,如上述那樣,電壓型逆變器2的控制使用基于鏈路電壓Vdc的最大值的調(diào)制率來進行。其中,在圖8所示的情況下,在期間drt.TO中,最長且僅采用單一開關模式的第I區(qū)間是采用單位電壓矢量V6的區(qū)間。并且,采用單位電壓矢量V6的區(qū)間在時間上夾在一對均僅采用相同的單一開關模式的第3區(qū)間(采用單位電壓矢量V4的區(qū)間)之間。換言之,在第I區(qū)間的前后都設置了第3區(qū)間,該第3區(qū)間僅采用了與在第I區(qū)間采用的單位電壓矢量V6不同的單位電壓矢量V4。這種情況下的鏈路電壓Vdc的第I測量值,雖然在期間drt.TO的中央進行測量,但是遠離電壓型逆變器2進行開關的定時,所以判斷為可適當?shù)販y量鏈路電壓Vdc。由此,能夠取代測量第I測量值Vmaxl以及第2測量值Vmax2并根據(jù)它們求出鏈路電壓Vdc的代表值的方法,從而簡便地測量鏈路電壓Vdc的代表值。當然,也可以如圖12所例示的那樣,在這種情況下也遠離期間drt.TO的中央以及第3區(qū)間來測量第I測量值Vmaxl與第2測量值Vmax2,根據(jù)兩者的內(nèi)插來求出代表值Vmax0這樣,由于在遠離電壓型逆變器2進行開關的定時的時機測量鏈路電壓Vdc,所以測量出的鏈路電壓Vdc不易受到電壓型逆變器2的開關噪聲的影響。此外,如果求出使用了第I測量值Vmaxl與第2測量值Vmax2的內(nèi)插(典型的是算術平均值),則可求出上側(cè)包絡線電壓E1,因而與專利文獻3所示的技術那樣的復雜的平均化相比,響應性較優(yōu)。而且,在電流型變換器I的輸入側(cè)設有濾波器6,利用該濾波器6,即使施加給輸入端Pr、Ps、Pt的三相電壓發(fā)生變動,也能夠消除其影響而求出鏈路電壓Vdc的代表值。而且,由于第I期間drt.TO比第2期間dst.TO長,在電流型變換器I中,提高了以最大相流動的線電流ir相對于以中間相流動的線電流is的通流比drt/dst,因此輸入到直接型交流電變換電路的電流接近正弦波。在圖8以及圖10 圖12中,例示了采用零電流開關的情況,而在圖13中例示了未采用零電流開關的情況。關于表示電壓型逆變器2應采用的開關模式的電壓矢量,例示了利用矢量演算通過d4.V4+d6.V6來表示且d7=l- (d4+d6) >0成立的情況。并且,在載波C2的一個周期TO內(nèi),進行分別根據(jù)d7:d4:d6的比來采用單位電壓矢量V7、V4、V6的開關。具體地說,例示了如下的情況:在載波C2取值為值dst+drt.d4以上或者值dst(l-d4)以下時,開關信號SSvp激活,在載波C2取值為值dst+drt (d4+d6)以上或者值dst(l-d4-d6)以下時,開關信號SSwp激活,且開關信號SSup始終為激活。開關信號SSun、SSvn、SSwn分別與開關信號SSup、SSvp、SSwp互補地激活。在圖13所示的例子中,采用了單位電壓矢量V7的區(qū)間位于期間drt.Τ0的中央,而與該區(qū)間相比,采用了單位電壓矢量V6的各區(qū)間較長。由此,采用了單位電壓矢量V6的一對區(qū)間對應于第I區(qū)間及第2區(qū)間,在各區(qū)間中,測量第I測量值第I測量值Vmaxl與第2測量值Vmax2。
另外,在采用了單位電壓矢量V7的區(qū)間中,由于在電壓型逆變器2中沒有電流流動,所以鏈路電流Idc為零。在圖8以及圖10到圖13所示的例子中,作為載波C2,與載波Cl同樣地采用了對稱三角波。特別是,例示了這樣的情況:在與載波C2進行比較的第I期間內(nèi),信號波取固定值,第I區(qū)間采用的開關模式與第2區(qū)間采用的開關模式相同。具體地說,在圖8以及圖10到圖12所示的例子中,信號波均為值dst+drt(d0+d4)、dst+drt.d0、dst (l_d0)、dst (l-d0-d4),作為第 I 期間的期間 drt.TO 分別取固定值。在圖10中,第I區(qū)間與第2區(qū)間是采用了由單位電壓矢量V4表示的開關模式的一對區(qū)間。在圖11中,第I區(qū)間與第2區(qū)間是采用了由單位電壓矢量VO表示的開關模式的一對區(qū)間。在圖13中,第I區(qū)間與第2區(qū)間是采用了由單位電壓矢量V6表示的開關模式的一對區(qū)間。由于信號波在第I期間中分別取固定值并且與該信號波進行比較的載波C2為對稱三角形,所以第I區(qū)間與第2區(qū)間長度相等。此外,第I區(qū)間的中央與第2區(qū)間的中央之間通過第I期間的中央在時間上被分為兩半。由此,第I測量值Vmaxl與第2測量值Vmax2的算術平均值作為第I期間的中央處的鏈路 電壓Vdc的代表值是適當?shù)摹4送?,載波C2在第I區(qū)間的中央以及第2區(qū)間的中央取相同的值。換言之,測量第I測量值Vmax的定時與測量第2測量值Vmax2的定時由載波C2取單一規(guī)定值J的定時來決定。這樣,通過對載波C2采用對稱三角波,鏈路電壓Vdc的上側(cè)包絡線電壓El的測量
變得容易。圖14是示出(10、(14、(16的時間比率的曲線圖,例舉了調(diào)制率1^為0.5的情況下相對于相位Θ的依存關系。在這種關系中,優(yōu)選在采用了與最大時間比率對應的單位電壓矢量時對鏈路電壓Vdc進行測量。根據(jù)鏈路電壓Vdc來控制電壓型逆變器2需要花費鏈路電壓Vdc的運算處理中使用的模擬/數(shù)字變換所需時間,此外,在根據(jù)該運算處理生成的開關信號SSyp、SSyn而進行動作的開關元件Syp、Syn中,其動作產(chǎn)生延遲。根據(jù)圖14,d0、d4、d6的最大值變?yōu)樽钚∈窃谙辔唤铅?0度(=π/6)時,且d4=d6。有關特征不依賴于調(diào)制率ks的大小。這是因為,表示電壓型逆變器2應采用的開關模式的電壓矢量是基于利用矢量運算并通過d4.V4+d6.V6來表示的。在上述電壓矢量中,還導入了單位電壓矢量V0,d0=l- (d4+d6)。此外,以單位電壓矢量V4的位置為基準,導入在空間矢量中表示單位電壓矢量V4、V6的情況下的相位φ。此時,在使電壓型逆變器2的輸出為正弦波狀的情況下,設調(diào)制率為ks,則公知的是,d0、d4、d6 的時間比率分別表示為[l-ks*sin ( φ+π/3) ]、ks.sin (π/3-φ)以及 ks-sin<p (其中,Ο^φ^π/3)(例如非專利文獻I等)。由于O含φ蘭π/3,所以d0>d4且d0>d6。并且,d0在φ=π/6時最小,此時 d4=d6=ks.sin (π/6)。就圖 14 而言,由于 ks=0.5,所以 d4=d6=0.5Χ(1/2) =0.25,d0=l-0.5=0.5。圖15是示出d0、d4、d6的時間比率的曲線圖,例示了相位θ =ji/6的情況下相對于調(diào)制率ks的依存關系。在ks=0時,d0>d4=d6,在ks=l時,d0〈d4=d6。并且,隨著調(diào)制率ks增大,d0降低,d4=d6增大。在ks=2/3時,d0=d4=d6, d0、d4、d6中的最大值相對于調(diào)制率ks的變動取最小的值1/3。
當φ=π/6,由于在d0=d4=d6 時的調(diào)制率 ks 滿足 l_ks *sin( Ji /2)=ks *sin( Ji /6),所以 ks=2/3。此時,d0=d4=d6= (2/3).sin (π/6)=1/3。根據(jù)以上所述,無論調(diào)制率ks與相位Θ為何值,d0、d4、d6中的最大值均為1/3以上的值。并且,在第I期間為載波Cl的周期TO的一半以上且載波C2采用對稱三角波時,第I區(qū)間的長度與第2區(qū)間的長度相等。由此,無論測量鏈路電壓Vdc的第I區(qū)間與第2區(qū)間的長度如何短,都可確保載波周期的1/2.1/2.1/3=1/12以上的長度?,F(xiàn)在,作為例子,考慮采用載波頻率fc=6kHz的情況。此時,T0=l/fc=167l.! S。期間dst.TO、drt.TO中的較大一方(即第I期間)為Τ0/2=83μ s以上。并且,在第I區(qū)間中,所采用的單位電壓矢量在第I期間采用的長度為83yS/3=27.6ys以上。如以上所說明的那樣,在載波C2采用對稱三角波時,測量鏈路電壓Vdc的第I區(qū)間與第2區(qū)間的長度均為27.6μ s/2=13.8μ S。由于在這些區(qū)間的中點進行采樣,模擬數(shù)字變換和開關延遲所允許的時間為6.9 μ s左右。此外,在使用鏈路電壓Vdc的控制中,導入的延遲時間通常為I 2 μ S。并且,可以了解的是:由于13.8>6.9+2成立,對于上述示例中的鏈路電壓Vdc的測量以及使用該測量進行的電壓型逆變器2的控制,無論調(diào)制率ks和相位Θ為何值,第I區(qū)間以及第2區(qū)間的長度都足夠長。圖16是示出進行上述控制的控制部的具體內(nèi)部結構的概念性的一例??刂撇?00具備直流電壓檢測部10、變換器控制部20、逆變器控制部30、調(diào)制率算出部40以及無傳感器矢量控制部50。假定負載4 (參照圖1)為三相電動機。直流電壓檢測部10具備直流電壓采樣部11以及內(nèi)插部12。直流電壓采樣部11以上述的定時對鏈路電壓Vdc進行采樣,檢測第I測量值Vmaxl以及第2測量值Vmax2的最大值。內(nèi)插部12對第I測量值Vmaxl以及第2測量值Vmax2進行內(nèi)插,通常是求算術平均,將結果作為鏈路電壓Vdc的上側(cè)包絡線電壓El`而輸出。為了得到測量第I測量值Vmaxl以及第2測量值Vmax2的定時,直流電壓檢測部10輸入載波C2、電流型變換器I的通流比dac、dbc以及電壓型逆變器2的時間比率dgl、dg2。此處,下標a、b、c排它地表示下標r、S、t,就上述示例而言,分別表示r、S、t。此外,下標gl、82取值為值組合(4、6)、(6、2)、(2、3)、(3、1)、(1、5)、(5、4)中的任意一組。在上述的示例中,dgl、dg2分別表示d4、d6。變換器控制部20輸入線間電壓Vrt (特別是,其相位角Θ ),輸出開關信號SSrp、SSsp、SStp、SSrn> SSsn、SStn0變換器控制部20具有:電源相位檢測部21、通流比生成部22、比較器23、電流型門邏輯變換部24以及載波生成部25。電源相位檢測部21例如檢測線間電壓Vrs,檢測施加到輸入端Pr、Ps、Pt上的相位角Θ,輸出到通流比生成部22。通流比生成部22根據(jù)接收到的相位角Θ以及圖5的曲線圖所示的線電流通流比(例如規(guī)定的表),生成通流比dac、dbc ο載波生成部25生成載波Cl。比較器23輸出載波Cl與通流比dac、dbc的比較結果,根據(jù)比較結果,電流型門邏輯變換部24生成開關信號SSrp、SSsp、SStp、SSrn, SSsn、SStn0
逆變器控制部30輸入相位角Θ、調(diào)制率ks、控制相位角φ以及示出電動機旋轉(zhuǎn)位置的指令相位角φ%輸出開關信號SSup、SSvp> SSwp> SSun> SSvn> SSwn。逆變器控制部30具有時間比率生成部32、信號波生成部34、載波生成部35、比較器36以及邏輯運算部38。時間比率生成部32根據(jù)從調(diào)制率算出部40接收到的調(diào)制率ks、控制相位角φ以及從無傳感器矢量控制部50接收到的指令相位角φ’,生成電壓型逆變器2的時間比率dgl、dg2。信號波生成部34根據(jù)時間比率dgl、dg2以及通流比dac、dbc生成信號波。就上述不例而言,生成 dst (l-d0_d4)、dst (1-dO)、dst+drt.(!()以及 dst+drt (d0+d4)。此外,還輸出值O、drt+dst。載波生成部35生成載波C2。在載波C2與載波Cl同相位且同形狀的情況下,僅采用載波生成部25、35的任意一方即可。信號波在比較器36中與載波C2進行比較,其結果由邏輯運算部38進行運算。通過該運算,邏輯運算部38生成開關信號SSup、SSvp> SSwp> SSun> SSvn> SSwn。調(diào)制率算出部40從內(nèi)插部12接收上側(cè)包絡線電壓E1,從無傳感器矢量控制部50接收d軸電壓指令Vd*以及q軸電壓指令Vq*,計算出調(diào)制率ks和控制相位角φ,將它們輸出到時間比率生成部32。無傳感器矢量控制部50根據(jù)從輸出端Pu、Pv、Pw流出的線電流計算出電動機的旋轉(zhuǎn)速度ω和指令相位角φ%并根據(jù)它們以及從外部輸入的旋轉(zhuǎn)速度指令ω*和通流比,生成d軸電壓指令Vd*和q軸電壓指 令Vq*。另外,作為用于電壓型逆變器2的脈寬調(diào)制的載波、以及還作為用于電流型變換器I的脈寬調(diào)制的載波,可以采用非對稱的載波。作為其極端示例,以下對使用了呈鋸齒波的載波的情況下的鏈路電壓Vdc的測量進行說明。圖17是示出在電流型變換器I的換相以及電壓型逆變器2的開關中,分別采用載波C3、C4時的直接型交流電變換裝置的動作的曲線圖。載波C3、C4均具有負的斜率,具有相同周期T0,呈相同形狀的鋸齒波。在圖17中,采用單位電壓矢量V0、V7,實現(xiàn)了零電流開關。此外,載波C3、C4陡峭上升的定時一致,在包含該定時的區(qū)間中,在電壓型逆變器2中采用了單位電壓矢量V7。例示了電壓型逆變器2在載波C4的一個周期中采用單位電壓矢量W、V4、V6、V7的情況,各時間比率d0、d4、d6、d7之間存在d0+d4+d6+d7=l的關系。由于圖17所示那樣的開關信號SSrp、SSsp、SStp、SSup、SSvp、SSwp的生成技術是公知的(例如專利文獻6等),所以此處省略該技術的具體內(nèi)容。作為具體示例,在圖17中,如果載波C3為通流比dst以上,則開關信號SSsp、SSrp分別非激活/激活。并且,如果載波C3小于通流比dst,則開關信號SSsp、SSrp分別激活/非激活。在載波C4取值為值dst+drt (d0+d4+d6)以上或者值dst (I_d0-d4-d6)以下時,開關信號SSwp激活,在載波C4取值為值dst+drt (d0+d4)以上或者值dst (l-d0_d4)以下時,開關信號SSvp激活,在載波C4取值為值dst+drt.d0以上或者值dst (Ι-dO)以下時,開關信號SSup激活。開關信號SSun、SSvn、SSwn分別與開關信號SSup、SSvp、SSwp互補地激活。在上述例中,例示了 d6>d4>d0并且d6>d4>d7的情況。由此,在期間drt.TO中,在最長且僅采用單一開關模式的第I區(qū)間中,采用單位電壓矢量V6。并且,在該區(qū)間的中央,測量鏈路電壓Vdc的第I測量值Vmaxl。此外,在具有與第I區(qū)間相同的長度或僅次于第I區(qū)間長度且僅采用單一開關模式的第2區(qū)間中,采用單位電壓矢量V4。并且,在該區(qū)間的中央,測量鏈路電壓Vdc的第2測量值Vmax2。這樣,即使在將鋸齒波用于載波的情況下,也能夠掌握第I區(qū)間以及第2區(qū)間,此夕卜,能夠在遠離電壓型逆變器2中的開關的定時的時刻,測量鏈路電壓Vdc。由此,鏈路電壓Vdc不易受到電壓型逆變器2的開關噪聲的影響。其中,與將對稱三角波用于載波的情況不同,不能通過第I測量值Vmaxl與第2測量值Vmax2的算術平均來求取鏈路電壓Vdc的上側(cè)包絡線上側(cè)包絡線電壓El。其原因是,雖然在圖17中沒有明確示出,但是在采用單位電壓矢量V6的第I區(qū)間與采用單位電壓矢量V4的第2區(qū)間中,鏈路電壓Vdc的斜率是不同的。該斜率的差異取決于電容器Cr、Cs、Ct的充放電速度。此外,在圖17中,與圖8以及圖10 圖13同樣,鏈路電流Idc雖然簡單地以方形波示出,但是實際為脈沖。根據(jù)上述,可以了解的是:在對載波采用鋸齒波的情況下,在求取鏈路電壓Vdc的上側(cè)包絡線上側(cè)包絡線電壓El時,需要對第I測量值Vmaxl與第2測量值Vmax2進行內(nèi)插。算術平均值相當于在內(nèi)插中使第I測量值Vmaxl與第2測量值Vmax2的加權相等的情況。以下,對第I測量值Vmaxl與第2測量值Vmax2的算術平均、以及鏈路電壓Vdc的上側(cè)包絡線上側(cè)包絡線電壓El會產(chǎn)生何種程度的誤差進行說明。首先,說明將對稱三角波用作載波的情況,然后,作為與該情況的對比,說明將鋸齒波用作載波的情況。圖18是示出將對稱三角波用作載波的情況下的直接型交流電變換裝置的動作的曲線圖。具體地說,從上面依次地,第I段的曲線圖示出了鏈路電壓Vdc以及電位差(Vs-Vt)、(Vs1-Vti),第2段的曲線圖示出了鏈路電壓Vdc以及電位差(Vr-Vt),(Vr1-Vti),第3段的曲線圖示出了載波Cl,第4段的曲線圖示出了鏈路電流Idc,從第5段到第7段的曲線圖分別示出了電流irc、isc、itc。從第I段到第7段的曲線圖,其橫軸為公共的,并采用時間為橫軸。在曲線圖斷裂部的左側(cè),交流電壓Vr、Vs分別對應于最大相、中間相,就圖5而言,對應于三相交流電壓的相位角的60°之前。在曲線圖斷裂部的右側(cè),交流電壓Vr、Vs分別對應于中間相、最大相,就圖5而言,對應于三相交流電壓的相位角的60°之后。由此,在電流型變換器I的控制中,在曲線圖斷裂部的右側(cè),通流比為drt>dst,在曲線圖斷裂部的右偵lJ,通流比為drt〈dst。在曲線圖斷裂部的左側(cè),如圖8所示例的那樣,例舉了電壓型逆變器2在第I期間drt.TO中依次采用單位電壓矢量¥0、¥4、¥6、¥4、¥6、¥0的情況。同樣,在曲線圖斷裂部的右側(cè),示出了電壓型逆變器2在第I期間 dst.TO中依次采用單位電壓矢量V0、V4、V6、V4、V6、V0的情況。在示出定時組[I]、[II]的各三條虛線中,兩側(cè)兩條分別示出采用單位電壓矢量V4的時刻,在夾在這兩條之間的一條示出了第I期間的中央(因此,在該例中,采用單位電壓矢量V6)。
由于電壓型逆變器2輸出三相交流,所以在某時刻所輸出的三相交流電中的一相的電流為O時,其它兩相的電流方向相反且兩者的絕對值相等。在定時組[I]中,由于采用電壓單位矢量V6的定時的鏈路電流Idc與采用電壓單位矢量V4的定時的鏈路電流Idc幾乎相等,所以推測出電壓型逆變器2輸出的與三相交流中V相對應的電流幾乎為零。另一方面,在所輸出的三相交流中兩相的電流相等時,在另外一相中流動的電流與該兩相的電流的方向反向,其絕對值與該兩相的電流之和相等。在定時組II中,與這樣的情況對應地,采用單位電壓矢量V6的定時的鏈路電流Idc是采用電壓單位矢量V4的定時的鏈路電流Idc的幾乎兩倍。鏈路電流Idc流過濾波電容Cr、Cs、Ct,在鏈路電壓Vdc中生成脈動(ripple)。在定時組I的情況下,采用單位電壓矢量V4、V6時流動的鏈路電流Idc幾乎相等。由此,電流ire為正,電容器Cr進行放電,鏈路電壓Vdc下降。在定時組[II]的情況下,由于采用單位電壓矢量V4時流動的鏈路電流Idc是采用單位電壓矢量V6時流動的鏈路電流Idc的一半左右,所以電流isc的極性在采用單位電壓矢量V4時為負,在采用單位電壓矢量V6時為正。因此,鏈路電壓Vdc在采用單位電壓矢量V4時上升,在采用單位電壓矢量V6時下降。這樣,根據(jù)電壓型逆變器2輸出的三相交流的相位,鏈路電壓Vdc有時呈現(xiàn)出的脈動不同。但是,通過對載波采用對稱三角波,在第I期間中,所采用的單位電壓矢量的配置以第I期間的中心時刻為對稱點而對稱。由此,在采用相同的單位電壓矢量的第I區(qū)間以及第2區(qū)間這兩個區(qū)間,對鏈路電壓Vdc進行測量,通過對各測量結果進行內(nèi)插,能夠得到鏈路電壓Vdc的上側(cè)包絡線電壓E1。而且,如上述圖8以及圖10 13所說明的那樣,如果在第I區(qū)間、第2區(qū)間的中央分別測量第I測量值Vmaxl、第2測量值Vmax2,則能夠通過算術平均來得到上側(cè)包絡線電壓El。圖19是示出將鋸齒波用作載波的情況下的直接型交流電變換裝置的動作的曲線圖。在圖19中,與圖18同樣,也示出了從第I段到第7段的曲線圖。在曲線圖的左側(cè),交流電壓Vr、Vs分別對應于最大相、中間相,通流比為drt>dst,與圖17所示的情況對應。在曲線圖的右側(cè),交流電壓Vr、Vs分別對應于中間相、最大相,通流比為drt〈dst。在drt>dst時,如圖17所示例的那樣,例示了電壓型逆變器2在第I期間drt -TO中依次采用單位電壓矢量V7、V6、V4、VO的情況。在曲線圖的右側(cè),例示了電壓型逆變器2在第I期間dst · TO中依次采用單位電壓矢量V0、V4、V6、V7的情況。在示出了定時組[III]的兩條虛線中,最左側(cè)的虛線示出了采用單位電壓矢量V6的第I區(qū)間的中點,最右側(cè)的虛線示出了采用單位電壓矢量V4的第2區(qū)間的中點。在示出了定時組[IV]的兩條虛線中,最左側(cè)的虛線示出了采用單位電壓矢量V4的第I區(qū)間的中點,最右側(cè)的虛線示出了采用單位電壓矢量V6的第2區(qū)間的中點。在電壓型逆變器2的載波C4采用鋸齒波的情況下,如圖17所示,所采用的單位電壓矢量的配置在第I期間內(nèi)非對稱。由此,使用在第I區(qū)間與第2區(qū)間測量出的鏈路電壓Vdc進行內(nèi)插的結果,相對于鏈路電壓Vdc的上側(cè)包絡線電壓El容易產(chǎn)生誤差。尤其是,在第I區(qū)間以及第2區(qū)間的長度在最大值附近的情況下,誤差電壓最大。在設鏈路電流Idc的振幅為Imax、設鏈路電流Idc從電流型變換器側(cè)I流出的期間的時間比率為D時,從構成濾波器6的電容器Cr、Cs、Ct的任意一個中流出的電流為Imax *(1-D)0由此,在使電容器Cr、Cs、Ct的靜電電容均為C時,鏈路電壓Vdc的脈動電壓的振幅Vr為Vr= (1/C).Imax.(1-D).D.TO,在d=0.5時,脈動電壓的振幅Vr最大。在圖19 中,例舉了 imax=20A、C=IO μ F、Τ0=200 μ S 的情況,Vr 的最大值為 100V。誤差電壓由于內(nèi)插預計為Vr/2=50V。在此處的示例中,相對于交流電壓Vr、Vs、Vt的絕對值,誤差電壓達10%左右。這樣,在電壓型逆變器2的載波C4采用鋸齒波的情況下,使用在第I區(qū)間與第2區(qū)間分別測量出的第I測量值Vmaxl以及第2測量值Vmax2進行內(nèi)插而得到的值,會在鏈路電壓Vdc的上側(cè)包絡線電壓El之間產(chǎn)生誤差。為了降低有關誤差,需減小上述的脈動電壓的振幅Vr。例如減小周期T0,即將載波頻率設定得更高?;蛘呃缭龃箅娙萜鰿r、Cs、Ct的靜電電容。此外,在電壓型逆變器2的控制系統(tǒng)中,通過采用所謂電流小環(huán)路(current minorloop),能夠減小在鏈路電壓中產(chǎn)生的脈動電壓的影響。圖20示出了專利文獻5所示例的、對電壓型逆變器的開關進行控制的控制部100。其中,在所謂電流小環(huán)路的結構上標記以符號A。控制部100具有:加減法器101、PI控制器102、乘法器103、加減法器104、變換部105、加減法器 106、108、113、114、116、變換部 107、PI 控制器 109、112、乘法部 110、111、乘法器115以及PWM調(diào)制部117。加減法器101從旋轉(zhuǎn)角速度目標值ore*中減去旋轉(zhuǎn)角速度ore,輸出差信號。PI控制器102對來自加減法器101的差信號進行PI控制。乘法器103對由電壓檢測器24檢測出的、電感器(省略圖示)的兩端電壓VL乘以增益K。加減法器104對來自PI控制器102的信號進行減法,輸出電流目標值la*。變換部105對來自加減法器104的電流目標值Ia*乘以-sini3 * (β*:電流相位目標值),輸出d軸電流目標值Id*。加減法器106從來自變換部105的d軸電流目標值Id*中減去d軸電流值Id。變換部107對來自加減法器104的電流目標值Ia*乘以cos β * ( β *:電流相位目標值),輸出q軸電流目標值Iq*。加減法器108從來自變換部107的q軸電流目標值Iq*中減去q軸電流值Iq。PI控制器109對來自加減法器106的信號進行PI控制。乘法部110對d軸電流值Id乘以core.Ld (Ld:電動機的d軸電感)。乘法部111對q軸電流值Iq乘以ωre *Lq (Lq:電動機的q軸電感)。PI控制器112對來自加減法器108的信號進行PI控制。加減法器113對來自PI控制器109的信號以及來自乘法部111的信號執(zhí)行減法,輸出d軸電壓。加減法器114將來自PI控制器123的信號加上來自乘法部110的信號。乘法器115對旋轉(zhuǎn)角速度ore乘以電動機的感應電壓系數(shù)Ke。加減法器116將來自加減法器114的信號加上來自乘法器115的信號,輸出q軸電壓。PWM調(diào)制部117根據(jù)來自加減法器113的d軸電壓Vid以及來自加減法器116的q軸電壓Viq,輸出用于逆變器的開關的PWM控制信號。電流小環(huán)路A具有加減法器106、108、113、114、116、PI控制器109、112以及乘法部110、111,輸入d軸電流目標值Id*以及q軸電流目標值Iq*,輸出d軸電壓Vid以及q軸電壓Viq。從dq軸的防干擾化以及負載的線性化的觀點來看,采用這樣的電流小環(huán)路A的做法是優(yōu)選的。在控制部100中,在通過PWM調(diào)制部117求導調(diào)制率時,受到鏈路電壓Vdc的影響。也就是說,鏈路電壓Vdc成為電流小環(huán)路A的干擾。但是,如眾所周知的那樣,通過將控制增益設定為更高,能夠降低對控制量的干擾的影響。由此,通過提高電流小環(huán)路A的控制增益,能夠減小鏈路電壓Vdc對電流小環(huán)路A的影響。此處,在電流小環(huán)路A中,雖然不能夠抑制載波頻率的1/2以上的干擾,但是由于誤差電壓根據(jù)逆變器的開關模式而發(fā)生變動,主要降低了低頻成分。以上這樣,在對載波使用鋸齒波的情況下,與對載波采用對稱三角波的情況相比,誤差變大,但是,通過提高載波頻率或/和增大電容器Cr、Cs、Ct的靜電電容,能夠降低該誤差。此外,在對載波使用對稱三角波的情況下,內(nèi)插采用算術平均即可。這樣,由于不對測量出的鏈路電壓進行復雜的平均化,上述實施方式在鏈路電壓的測量中響應性好。已對本發(fā)明進行了詳細說明,但是上述說明在所有方面中僅為示例,本發(fā)明并不限定于此。應該理解的是,未例示的無數(shù)變形例均被視為不脫離本發(fā)明的范圍。標號說明I電流型變換器2電壓型變換器3直流鏈路Pr、Ps、Pt 輸入端d0、d4、d6、d7、dgl、dg2 時間常數(shù)drt、dst、dac、dbc 通流比TO 周期
權利要求
1.一種鏈路電壓測量方法,該方法是在直接型交流電變換電路中測量鏈路電壓的方法,所述直接型交流電變換電路包含: 直流鏈路(3); 電流型變換器(I),其具有按每一相輸入三相交流電壓(Vr、Vs、Vt)的三個輸入端(Pr、Ps、Pt),所述電流型變換器(I)按照劃分為第I期間(drt-TO)與第2期間(dst-T0)的周期(TO)對從所述輸入端供給的電流進行換相,向所述直流鏈路施加作為直流電壓的鏈路電壓(Vdc);以及 電壓型逆變器(2),其以基于脈寬調(diào)制的開關模式對所述鏈路電壓進行開關而輸出多相交流電,其中, 所述第I期間是將在所述三個輸入端中的第I對(Pr、Pt)中流動的電流提供給所述直流鏈路的期間,其中,所述第I對(Pr、Pt)被施加了所述三相交流電壓中的呈最大相的電壓以及呈最小相的電壓, 所述第2期間是將在所述三個輸入端中的第2對(Ps、Pt)中流動的電流提供給所述直流鏈路的期間,其中,所述第2對(Ps、Pt)被施加了所述三相交流電壓中的呈中間相的電壓以及呈所述最小相的電壓, 所述方法具有以下步驟: (a)在所述第I期間中,測量第I測量值(Vmaxl),該第I測量值(Vmaxl)是在最長且僅采用第I所述開關模式的第I區(qū)間的中央測量出的所述鏈路電壓; (b)在所述第I期間中,測量第2測量值(Vmax2),該第2測量值(Vmax2)是在第2區(qū)間的中央測量出的所 述鏈路電壓,所述第2區(qū)間具有與所述第I區(qū)間相同的長度或僅次于所述第I區(qū)間的長度、且僅采用單一的所述開關模式; (c)通過所述第I測量值與所述第2測量值的內(nèi)插,求出包含所述第I期間的一個所述周期中所述鏈路電壓的代表值(Vmax )。
2.根據(jù)權利要求1所述的鏈路電壓測量方法,其中, 所述第I期間(drt.T0)比所述第2期間(dst.T0)長。
3.根據(jù)權利要求1或2所述的鏈路電壓測量方法,其中, 所述鏈路電壓測量方法還具備步驟(d):在所述第I區(qū)間的前后均設置了僅采用與所述第I所述開關模式不同的第2所述開關模式的區(qū)間的情況下,代替所述步驟(b)、(C),將所述第I測量值作為包含所述第I期間的所述周期中所述鏈路電壓的代表值。
4.根據(jù)權利要求1或2所述的鏈路電壓測量方法,其中, 根據(jù)呈現(xiàn)為斜率絕對值相等的三角波的載波與在所述第I期間內(nèi)取固定值的信號波之間的比較結果,來決定所述開關模式, 在所述第I區(qū)間中采用的所述開關模式與所述第2區(qū)間中采用的所述開關模式相同的情況下,采用算術平均作為所述步驟(c)中的所述內(nèi)插。
5.根據(jù)權利要求4所述的鏈路電壓測量方法,其中, 根據(jù)所述載波取單一規(guī)定值的定時,決定測量所述第I測量值的定時以及測量所述第2測量值的定時。
6.根據(jù)權利要求1或2所述的鏈路電壓測量方法,其中, 將所述三相交流電壓的兩個電壓變?yōu)橄嗟鹊臅r刻的所述三相交流電壓的相對于周期的相位(Θ)設為π/3,將所述相位取-π/6到π/6的區(qū)間中的所述鏈路電壓的所述代表值除以所述相位的余弦值,求出所述鏈路電壓的最大值。
7.根據(jù)權利要求3所述的鏈路電壓測量方法,其中, 將所述三相交流電壓的兩個電壓變?yōu)橄嗟鹊臅r刻的所述三相交流電壓的相對于周期的相位(Θ)設為π/3,將所述相位取-π/6到π/6的區(qū)間中的所述鏈路電壓的所述代表值除以所述相位的余弦值,求出所述鏈路電壓的最大值。
8.根據(jù)權利要求4所述的鏈路電壓測量方法,其中, 將所述三相交流電壓的兩個電壓變?yōu)橄嗟鹊臅r刻的所述三相交流電壓的相對于周期的相位(Θ)設為π/3,將所述相位取-π/6到π/6的區(qū)間中的所述鏈路電壓的所述代表值除以所述相位的余弦值,求出所述鏈路電壓的最大值。
9.根據(jù)權利要求5所 述的鏈路電壓測量方法,其中, 將所述三相交流電壓的兩個電壓變?yōu)橄嗟鹊臅r刻的所述三相交流電壓的相對于周期的相位(Θ)設為π/3,將所述相位取-π/6到π/6的區(qū)間中的所述鏈路電壓的所述代表值除以所述相位的余弦值,求出所述鏈路電壓的最大值。
全文摘要
通過提高對開關噪聲的耐受性以及響應性而對鏈路電壓進行測量。期間drt·T0比期間dst·T0長。在期間drt·T0中,將采用單位電壓矢量(V4)的兩個區(qū)間用作第1區(qū)間以及第2區(qū)間。在第1區(qū)間、第2區(qū)間各自的中央,測量鏈路電壓(Vdc)的第1測量值(Vmax1)以及第2測量值(Vmax2)。并且,通過第1測量值(Vmax1)與第2測量值(Vmax2)的內(nèi)插,來求取包含期間drt·T0的一個周期T0中的鏈路電壓(Vdc)的代表值(Vmax),將其除以cosθ而求出鏈路電壓(Vdc)的最大值。
文檔編號H02M1/44GK103081337SQ20118004254
公開日2013年5月1日 申請日期2011年9月26日 優(yōu)先權日2010年9月30日
發(fā)明者榊原憲一 申請人:大金工業(yè)株式會社