專利名稱：電力變換裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種電力變換裝置(電力變換裝置)，尤其是涉及一種PWM整流器和逆 變器均采用二相調(diào)制方式進(jìn)行控制時(shí)的共模電流的降低方法。
背景技術(shù)：
作為電力變換裝置的逆變器的控制方式，一般采用三相調(diào)制方式，但是為了減少 各個(gè)開關(guān)元件的開關(guān)次數(shù)，以降低開關(guān)損耗，有時(shí)也采用二相調(diào)制方式。例如，在專利文獻(xiàn)1中公開了采用二相調(diào)制方式作為三相電壓型逆變器的PWM控 制方法的方案。此外，在專利文獻(xiàn)2所公開的壓縮機(jī)控制方法、制冷劑壓縮裝置以及空調(diào) 裝置及其控制方法中，記載了一種PWM整流器和逆變器均采用二相調(diào)制方式進(jìn)行控制的方 法，并且還記載了在逆變器側(cè)增加電動機(jī)的鐵損以用于制冷劑的過熱的方式。此外，在專利文獻(xiàn)3所公開的電力變換裝置中，雖然沒有對是采用了二相調(diào)制方 式還是采用了三相調(diào)制方式作出說明，但其記載了通過使PWM整流器和逆變器的三角波載 波信號同步來降低零相電流(共模電流)的方法。其中，所謂的共模電流是指通過接地流 動的電流。再有，在專利文獻(xiàn)4中公開了一種雙變換器變換裝置的控制方法，該方法不是針 對共模電流的方法，其為了降低浪涌電壓而使得能夠使用耐壓低的元器件，使定時(shí)較晚的 指令延遲一定的時(shí)間，以此來避免在PWM整流器和逆變器中開關(guān)的接通(ON)/斷開(OFF) 指令在規(guī)定的時(shí)間內(nèi)同時(shí)發(fā)生。專利文獻(xiàn)1 日本國專利特開平1-274669號公報(bào)專利文獻(xiàn)2 日本國專利特開2006-38432號公報(bào)專利文獻(xiàn)3 日本國專利特開2004-80855號公報(bào)專利文獻(xiàn)4 日本國專利特開2009-60708號公報(bào)在專利文獻(xiàn)1的二相調(diào)制方式中，在進(jìn)行電壓模式的切換時(shí)，線間電壓不會發(fā)生 變化，但是有較大的電壓作為零相的電壓分量重疊在各相的相電壓上。因此，尤其是在進(jìn)行 電壓模式的切換時(shí)，會產(chǎn)生較大的共模電流，從而導(dǎo)致高頻噪聲發(fā)生。另外，如專利文獻(xiàn)2所示，在PWM整流器和逆變器中均采用二相調(diào)制方式時(shí)，零相 電壓分別獨(dú)立地發(fā)生，該等獨(dú)立地發(fā)生的零相電壓重疊而流入共模電路(包括接地線在內(nèi) 的電路)中。為此，在一定的定時(shí)下，可能會出現(xiàn)下述情況在PWM整流器和逆變器這兩個(gè) 裝置中電壓模式同時(shí)發(fā)生切換，并且在這兩個(gè)裝置中分別發(fā)生的共模電流發(fā)生重疊，從而 產(chǎn)生峰值大的共模電流。當(dāng)發(fā)生了上述峰值大的共模電流后，該共模電流通過接地線流入 到周邊的設(shè)備中，如此，存在例如會導(dǎo)致漏電斷路器出現(xiàn)誤動作或者使播放設(shè)備產(chǎn)生噪聲 等，從而給周邊設(shè)備帶來不利影響的問題。在采用專利文獻(xiàn)1或者專利文獻(xiàn)2所公開的二相調(diào)制方式的變換裝置中，沒有對 共模電流作出考慮，并且也沒有對該共模電流的解決方法作出說明。專利文獻(xiàn)3所公開的使PWM整流器和逆變器的三角波載波同步的方法，在三相調(diào)制方式中對降低共模電流非常有效。在二相調(diào)制方式中，通過使PWM整流器和逆變器的三 角波載波同步，具有在一定程度上能夠降低共模電流的效果。但是，在二相調(diào)制方式中，電 壓模式的切換會導(dǎo)致共模電流發(fā)生，而這一現(xiàn)象在三相調(diào)制方式中則不存在。在此，由切換 電壓模式引起的共模電流可以通過使三角波載波同步而在一定程度上得到降低。但是，在 采用二相調(diào)制方式來控制PWM整流器和逆變器時(shí)，由于電壓模式的切換分別以獨(dú)立的周期 進(jìn)行，所以存在兩者的電壓模式的切換在同一時(shí)刻進(jìn)行，使得在PWM整流器和逆變器中分 別發(fā)生共模電流，該等共模電流重疊而產(chǎn)生峰值大的共模電流這一問題，而僅僅使PWM整 流器和逆變器的三角波載波同步無法解決這一問題。專利文獻(xiàn)4的方案不是針對共模電流的，并且在專利文獻(xiàn)4的方案中，由于對使開 關(guān)接通/斷開的指令本身進(jìn)行延遲處理，從而可能導(dǎo)致無法正常輸出所需的電壓，使得輸 出電流發(fā)生畸變。此外，由于對脈沖指令值本身進(jìn)行延遲處理，所以還存在導(dǎo)致進(jìn)行延遲處 理的電路本身變得極為復(fù)雜這一問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種電力變換裝置，該電力變換裝置在采用二相調(diào)制方式 控制PWM整流器和逆變器時(shí)，能夠降低共模電流的峰值。上述課題以外的其他課題由本說明書全部的內(nèi)容和附圖進(jìn)行詳細(xì)說明。在本發(fā)明的電力變換裝置中，作為解決上述課題的方法，以使采用二相調(diào)制方式 驅(qū)動的PWM整流器和逆變器的各自的三角波載波的相位差成為零的方式，使PWM整流器和 逆變器的三角波載波同步，并且著眼于各自的二相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí)，當(dāng)PWM 整流器和逆變器的電壓模式的切換將在短時(shí)間內(nèi)相繼發(fā)生時(shí)，通過延長其中一方的電壓模 式的時(shí)間段來對電壓模式的切換定時(shí)進(jìn)行修正，從而使得PWM整流器和逆變器的電壓模式 的切換不會在短時(shí)間內(nèi)相繼發(fā)生。作為本發(fā)明的構(gòu)成，例如可以采用下述結(jié)構(gòu)。(1)提供一種電力變換裝置，具有PWM整流器、逆變器、以及通過二相調(diào)制方式控 制所述PWM整流器和所述逆變器的控制器，在電力變換裝置中，所述控制器以使所述PWM整 流器和所述逆變器的控制運(yùn)算中使用的各個(gè)三角波載波同步而使相位差成為零的方式對 所述PWM整流器和所述逆變器進(jìn)行驅(qū)動，并且，在所述PWM整流器的二相調(diào)制方式的電壓模 式的切換定時(shí)與所述逆變器的二相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí)將以比規(guī)定的時(shí)間段 短的間隔相互接近地發(fā)生時(shí)，通過延長其中一方的二相調(diào)制方式的電壓模式的時(shí)間段來修 正二相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí)，從而使得所述PWM整流器的二相調(diào)制方式的電壓 模式的切換定時(shí)與所述逆變器的二相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí)相互之間隔開所述 規(guī)定的時(shí)間段以上的間隔發(fā)生。(2)根據(jù)(1)所述的電力變換裝置，優(yōu)選所述二相調(diào)制方式的電壓模式的時(shí)間段 的延長范圍優(yōu)選為電壓指令值的相位角為30度以下的范圍。(3)根據(jù)(1)或者(2)所述的電力變換裝置，優(yōu)選在延長所述二相調(diào)制方式的電壓 模式的時(shí)間段時(shí)，優(yōu)選延長所述PWM整流器和所述逆變器中的輸出頻率較低的一方的所述 二相調(diào)制方式的電壓模式的時(shí)間段。(4)根據(jù)⑴至(3)中的任一項(xiàng)所述的電力變換裝置，優(yōu)選具有共模扼流圈(common mode choke)和多個(gè)電容器，所述共模扼流圈連接在電源與所述PWM整流器之間， 所述多個(gè)電容器分別與所述電源的各相對應(yīng)，其一端連接在所述共模扼流圈與所述PWM整 流器之間的對應(yīng)相的布線上，另一端接地。(5)根據(jù)(1)至(4)中的任一項(xiàng)所述的電力變換裝置，所述控制器優(yōu)選通過與單一 的石英晶體諧振器連接的同一個(gè)運(yùn)算處理裝置來生成所述PWM整流器和所述逆變器的各 自的所述三角波載波，以對所述PWM整流器和所述逆變器進(jìn)行控制。上述結(jié)構(gòu)只是本發(fā)明的一例，本發(fā)明在不脫離技術(shù)思想的范圍內(nèi)可以進(jìn)行適當(dāng)?shù)?變更。上述結(jié)構(gòu)以外的本發(fā)明的結(jié)構(gòu)例將通過本說明書全部的內(nèi)容和附圖進(jìn)行詳細(xì)的說 明。根據(jù)本發(fā)明，能夠降低共模電流的峰值，從而能夠抑制對周圍設(shè)備的不利影響。此 外，還能夠使防噪聲用的共模扼流圈小型并且輕量化。本發(fā)明的其他效果將通過本說明書全部的內(nèi)容來進(jìn)行詳細(xì)的說明。


圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施例的結(jié)構(gòu)圖。圖2是二相調(diào)制方式的電壓模式的說明圖。圖3是二相調(diào)制方式的電壓指令值的說明圖。圖4表示本發(fā)明的實(shí)施例中設(shè)置有共模扼流圈和對地電容器時(shí)的連接形式。圖5表示采用圖4所示結(jié)構(gòu)時(shí)的零相的等效電路。圖6表示現(xiàn)有技術(shù)中的各種載波相位差下的共模電流的解析結(jié)果。圖7是現(xiàn)有技術(shù)中的載波相位差為0度時(shí)的共模電流的解析結(jié)果的放大圖。圖8是現(xiàn)有技術(shù)中的共模電壓的示意圖。圖9是本發(fā)明的實(shí)施例中的控制處理的流程圖。圖10是本發(fā)明的實(shí)施例中的共模電壓的示意圖。圖11是本發(fā)明的實(shí)施例中的共模電流的解析結(jié)果。圖12是現(xiàn)有技術(shù)的結(jié)構(gòu)圖。圖中1-電源2-升壓用電抗器3-PWM 整流器4-逆變器5-電動機(jī)6-控制器7-共模扼流圈8-對地電容器
具體實(shí)施例方式以下參照附圖對本發(fā)明的實(shí)施例進(jìn)行說明。在各圖中，相同的或者類似的構(gòu)成部 分采用相同的符號表示，并且省略其說明。
圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施例的結(jié)構(gòu)圖。圖1(a)是表示本發(fā)明的實(shí)施例的電力變 換裝置的一例的結(jié)構(gòu)圖，圖1(b)表示本發(fā)明的二相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí)。在圖 1(b)中，橫軸表示時(shí)間t，圖的上側(cè)部分表示采用二相調(diào)制方式的PWM整流器3的電壓模 式，下側(cè)部分表示采用二相調(diào)制方式的逆變器4的電壓模式。如圖1(a)所示，本發(fā)明的電 力變換裝置由與電源1連接的升壓用電抗器2、與升壓用電抗器2連接的PWM整流器3、通 過平滑電容器與PWM整流器3連接的逆變器4、以及對驅(qū)動PWM整流器3和逆變器4的控制 信號進(jìn)行運(yùn)算的控制器6構(gòu)成。PWM整流器3將通過升壓用電抗器2由電源1供給的商用頻率的交流電壓變換為 直流電壓。逆變器4將直流電壓變換為可變頻率，以驅(qū)動與逆變器4的輸出側(cè)連接的電動 機(jī)5。在控制器6中，運(yùn)算使構(gòu)成PWM整流器3的開關(guān)元件接通(ON)/斷開(OFF)的信號， 并對PWM整流器3的開關(guān)元件進(jìn)行控制，使得流向PWM整流器3的交流側(cè)的電流以及直流 側(cè)的直流電壓與指令值保持一致。并且，在控制器6中，運(yùn)算使構(gòu)成逆變器4的開關(guān)元件接 通(ON)/斷開(OFF)的信號，對逆變器4的開關(guān)元件進(jìn)行控制，使得流向逆變器4的輸出側(cè) 的電流以及電動機(jī)5的旋轉(zhuǎn)速度與指令值保持一致。在本發(fā)明中，通過控制器6以后述的二相調(diào)制方式對PWM整流器3以及逆變器4 進(jìn)行驅(qū)動。并且，在控制器6中，在運(yùn)算用于驅(qū)動PWM整流器3以及逆變器4的0N/0FF信 號時(shí)，采用與一般的三角波載波信號進(jìn)行比較的方式，使各個(gè)三角波載波信號以使相位差 成為零且同步的方式來驅(qū)動PWM整流器3和逆變器4。圖2是二相調(diào)制方式的電壓模式的說明圖。圖2(a)表示二相調(diào)制方式的電壓模 式的條件，圖2(b)表示第1電壓指令值、第2電壓指令值的波形與電壓模式之間的對應(yīng)關(guān) 系。以逆變器4為例，在運(yùn)算逆變器4的指令值時(shí)，首先，在安裝在控制器6中的微處理器 等的運(yùn)算處理裝置中，通過速度控制系統(tǒng)計(jì)算電動機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩的轉(zhuǎn)矩指令值，使得用于驅(qū) 動電動機(jī)5的速度指令值與通過安裝在電動機(jī)5中的未圖示的速度檢測器得到的速度檢測 值之間的差為零。此后，通過電流控制系統(tǒng)生成第1電壓指令值，使得與轉(zhuǎn)矩指令值成比例 的電流值、和通過與逆變器4的輸出連接的未圖示的電流檢測器得到的電流檢測器的轉(zhuǎn)矩 電流分量之間的差為零，并且使得給予電動機(jī)5的磁場分量的指令值、和通過所述電流檢 測器得到的電流檢測值的磁場電流分量之間的差為零。其中，如圖2所示，將對應(yīng)于逆變器4的各個(gè)輸出相的所述第1電壓指令值設(shè)為 {vu*，VV*, vw*}時(shí)，用于與二相調(diào)制方式的三角波載波信號進(jìn)行比較的第2電壓指令值 {vu, W, vw}滿足vu = vu*+Vo …(1)W = vv*+Vo ... (2)vw = vw氺+Vo …(3)其中，式中的Vo在mid {vu*, W*, vw*}彡 0 時(shí)，為 Vo = -minlvu*, vv*, vw*} . . . (4)在 mid {vu*, vv*, vw*} < O 時(shí)，為Vo =直流電勢(三角波載波的峰值)-max {vu*，vv*，vw*}. . · (5)在上式中，max {vu*, vv*, vw*}、mid{vu*, vv*, vw*}禾口 min{vu*, vv*, vw*}分另lj表示第1電壓指令值{vu*，vv*，vw*}中的最大值、中間值和最小值。此時(shí)，如圖2(b)所示，各 相的指令電壓(第2電壓指令值{vu，vv, vw})成為畸變波形，但由于Vo與零相電壓相當(dāng)， 所以線間電壓為正弦波，因此，能夠不受到障礙地對電動機(jī)5進(jìn)行驅(qū)動。在二相調(diào)制方式中，如圖2所示，能夠根據(jù)各相電壓的電壓值的順序以及中間值 的順序區(qū)分為12個(gè)電壓模式。并且，在采用二相調(diào)制方式時(shí)，在各個(gè)電壓模式中，各相的指 令電壓(第2電壓指令值{vu，vv, vw})中的一個(gè)指令電壓如圖2(b)所示維持與三角波載 波的最大值或者三角波載波的最小值相等的電壓。在該區(qū)域中，由于對應(yīng)的開關(guān)元件始終 處于ON或者OFF的狀態(tài)，所以不會產(chǎn)生開關(guān)損耗。因此，與全部開關(guān)元件均以三角波載波 的周期為單位進(jìn)行0N/0FF的三相調(diào)制方式的情況相比，具有能夠大幅度降低損耗的效果。但是，從圖2 (b)可以知道，在模式1與模式2之間的切換、模式3與模式4之間的 切換、模式5與模式6之間的切換、模式7與模式8之間的切換、模式9與模式10之間的切 換、模式11與模式12之間的切換中，零相分量的電壓產(chǎn)生大的變化。此時(shí)的共模電流的峰 值比其他時(shí)候大，可能會導(dǎo)致漏電斷路器產(chǎn)生誤動作以及給周圍設(shè)備帶來不利的影響。圖3是二相調(diào)制方式的電壓指令值的說明圖，圖3(a)是第1電壓指令值{vu*， w*，Vw*}的振幅較大時(shí)的第2電壓指令值{vu，vv，vw}的一例，圖3(b)是第1電壓指令值 {vu*，vv*，vw*}的振幅較小時(shí)的第2電壓指令值{vu，vv，vw}的一例。從圖3可以知道，如 圖3(b)所示，第1電壓指令值{vu*，vv*，vw*}的振幅越小，零相分量的電壓變化越大。此 時(shí)，共模電流的峰值比其他時(shí)候大。在PWM整流器3中，由于輸出電壓的值接近電源1的電壓值，所以一般來說電壓指 令值的振幅會增大。另一方面，在逆變器4中，由于輸出給予速度可變的電動機(jī)5的電壓， 所以在負(fù)載相同時(shí)，隨著旋轉(zhuǎn)速度的增加，電壓指令值的振幅增大。也就是說，在電動機(jī)5 以低速旋轉(zhuǎn)時(shí)，如圖3(b)所示，逆變器4的零相電壓的電壓變化增大。以下對共模電流的發(fā)生原理進(jìn)行說明。一般來說，在饋電線和電動機(jī)5的內(nèi)部布 線部分與接地部分(接地)之間存在雜散電容(stray capacity)。尤其是在電動機(jī)5中， 由于其內(nèi)部的定子部分高密度地設(shè)置有內(nèi)部布線，所以該繞組與接地的電動機(jī)殼體之間存 在較大的雜散電容。由于PWM整流器3或者逆變器4的零相分量的電壓(共模電壓)的變 化，共模電流通過布線(起到電感的作用)以及所述雜散電容流向接地部分。由于該共模 電流朝電源側(cè)泄漏，可能會導(dǎo)致漏電斷路器發(fā)生誤動作，或者給連接在同一電源上的設(shè)備 帶來不利的影響。圖4表示在本發(fā)明的實(shí)施例中設(shè)置有共模扼流圈和對地電容器(ground condenser)時(shí)的連接形式。如圖4所示，在與PWM整流器3的交流側(cè)連接的升壓用電抗器 2和電源1之間連接有共模扼流圈7。此外，對地電容器8分別以與電源1的各相對應(yīng)的方 式連接，各個(gè)對地電容器8的一端在共模扼流圈7和PWM整流器3之間與對應(yīng)相的布線連 接，對地電容器8的另一端與接地線(接地)連接。在本結(jié)構(gòu)中，共模電流在低阻抗的對地 電容器8中循環(huán)，所以能夠降低流向連接有高阻抗共模扼流圈7的電源1側(cè)的共模電流的 流出量。該形態(tài)在電源1與升壓用電抗器2之間使用較長的連接電線進(jìn)行布線的情況下也 一樣。此時(shí)，連接電線的電感分量與共模扼流圈7相當(dāng)，連接電線和接地之間的雜散電容與 對地電容器8相當(dāng)。圖5表示采用圖4所示結(jié)構(gòu)時(shí)的零相的等效電路。在圖5中，Lm、Cm和Rm分別表示逆變器4的交流側(cè)布線的電感分量、電動機(jī)5的繞組-殼體之間的雜散電容分量、以及與 零相分量對應(yīng)的電阻分量。并且，Lf、Cg分別表示升壓用電抗器2的零相分量和對地電容 器8，Lc、Ls和Rs分別表示共模扼流圈7、電源側(cè)的連接線等產(chǎn)生的零相電感分量、以及與 零相分量對應(yīng)的電阻分量。此外，圖5中的共模電壓Vc為共模電壓Vc=(由逆變器4產(chǎn)生的零相的電壓分量)_(由PWM整流器3產(chǎn)生的 零相的電壓分量) ...(6)在電路中流動的共模電流Ic和由PWM整流器3和逆變器4產(chǎn)生的零相的電壓分 量的差分量相對應(yīng)。以下說明在現(xiàn)有技術(shù)和本發(fā)明的實(shí)施例中使用了圖5所示的模型時(shí)在電源側(cè)流 動的共模電流的解析結(jié)果。圖12表示現(xiàn)有技術(shù)的結(jié)構(gòu)圖。圖12(a)與圖1(a)相對應(yīng)，圖12(b)與圖1(b)相 對應(yīng)。圖12(a)與圖1(a)的不同之處在于，在圖12 (a)中，分別獨(dú)立地設(shè)置了控制PWM整流 器3用的控制器63和控制逆變器4用的控制器64來取代控制器6。此外，在圖12(a)中， PWM整流器3的三角波載波和逆變器4的三角波載波不同步。另外，圖12(b)與圖1(b)的 不同之處在于，如圖12 (b)的由虛線圍住的部分所示，在PWM整流器3和逆變器4中存在二 相調(diào)制方式的電壓模式同時(shí)進(jìn)行切換的定時(shí)。再有，在圖12(b)中，橫軸表示時(shí)間t，圖的上 側(cè)部分表示采用二相調(diào)制方式的PWM整流器3的電壓模式，下側(cè)部分表示采用二相調(diào)制方 式的逆變器4的電壓模式。如圖12所示，在采用現(xiàn)有技術(shù)的一般的電力變換器中，PWM整流器3和逆變器4生 成指令值時(shí)使用的各個(gè)三角波載波不同步。這是因?yàn)?，在一般情況下，PWM整流器3和逆變 器4通過不同的微處理器來進(jìn)行運(yùn)算處理，即使三角波載波的頻率相同，其相位狀態(tài)也不 確定。此外，即使偶然在初期狀態(tài)下相位差為零，但由于設(shè)置在各個(gè)微處理器中的石英晶體 諧振器存在微小的誤差，所以在極低的頻率下，相位狀態(tài)會發(fā)生變化。圖6表示現(xiàn)有技術(shù)中使三角波載波(相同頻率)的相位差發(fā)生變化時(shí)的共模電流 的解析結(jié)果，圖6(a)表示載波相位差為0度時(shí)的解析結(jié)果，圖6(b)表示載波相位差為180 度時(shí)的解析結(jié)果。此外，在圖6(a)和(b)中，除了三角波載波的相位差不同以外，其他的條 件都相同。在圖6中，橫軸表示時(shí)間(s)，縱軸表示共模電流的大小(A)。從圖6(a)和(b)可以知道，與載波相位差為0度的情況相比，載波相位差為180 度時(shí)，共模電流的峰值(以及有效值)更大。如上所述，在圖12所示的現(xiàn)有技術(shù)中，由于石 英晶體諧振器存在誤差，所以以極低的頻率反復(fù)在圖6(a)所示的狀態(tài)和圖6(b)所示的狀 態(tài)之間變化。為此，即使在圖6(b)所示的振幅較大的狀態(tài)下，為了避免產(chǎn)生磁飽和，也需要 設(shè)置大的共模扼流圈7。以下說明在圖12的現(xiàn)有技術(shù)中將PWM整流器3和逆變器4之間的載波相位差固 定在0度時(shí)的情況。近年來，隨著微處理器等運(yùn)算處理裝置的功能正在快速地提高，從而能 夠通過用同一個(gè)微處理器驅(qū)動PWM整流器3和逆變器4來實(shí)現(xiàn)上述條件。此時(shí)的共模電流 的波形如圖6(a)所示。在此，從圖6(a)可以知道，雖然共模電流的峰值達(dá)到了 0. 45A，但共 模電流并不是始終保持在該大的峰值上，在大多數(shù)情況下，共模電流被抑制成0. IA左右的 小的共模電流，偶爾會間隙性地產(chǎn)生大的峰值。因此，如圖6 (a)所示，通過將PWM整流器3和逆變器4的載波相位差固定為0度，雖然能夠在一定程度上縮小共模電流，但即使將載波相位差固定在了 0度，共模電流也時(shí) 常會出現(xiàn)大的峰值，從而存在可能對周圍的設(shè)備帶來不利影響等問題。如上所述，僅僅通過 將PWM整流器3和逆變器4之間的載波相位差固定為0度，不能充分地抑制共模電流，以下 對其原因進(jìn)行探討。圖7是圖6(a)的共模電流的峰值附近部分的放大圖以及該部分的共模電壓的波 形。在圖7中，上側(cè)部分表示共模電壓的波形，下側(cè)部分表示共模電流的波形。從圖7可以 知道，在共模電流的峰值大的部分中，共模電壓的波動也大。以下參照圖8即現(xiàn)有技術(shù)的共模電壓的示意圖對該共模電壓的波動進(jìn)行說明。圖 8(a)是PWM整流器側(cè)的指令值、PWM脈沖和零相分量的電壓的示意圖，是二相調(diào)制方式的 電壓模式在中間點(diǎn)變化時(shí)的示例。如圖8(a)所示，在三角波比較方式中，在各相的指令值 (vr,vs,vt)大于三角波載波的部分中，各相的開關(guān)元件的驅(qū)動信號即PWM脈沖(vr_p，vs_ p，vt_p)為0N，而在各相的指令值(vr，vs，vt)小于三角波載波的部分中，該P(yáng)WM脈沖(vr_ ρ, vs_p, vt_p)為OFF。在圖8(a)中，由于信號是通過二相調(diào)制方式控制的信號，所以在前 半部分中，指令值vr始終大于三角波載波，PWM脈沖vr_p始終為ON。而在后半部分中，指 令值vt始終小于三角波載波，PWM脈沖vt_p始終為OFF。在圖8(a)的情況下，將在各相的 輸出電壓(與開關(guān)元件的驅(qū)動信號即PWM脈沖(vr_p，vs_p, vt_p)相應(yīng)地輸出的電壓)分 另1J設(shè)為 vr_out, vs_out, vt_out 時(shí)，PWM整流器側(cè)的零相分量的電壓Vc3滿足PWM 整流器側(cè)的零相分量的電壓 Vc3 = (vr_out+vs_out+vt_out) /3(vr_p+vs_p+vt_p) /3 …(7)式中，~表示成比例。也就是說，PWM整流器側(cè)的零相分量的電壓Vc3與PWM脈沖 (vr_p+vs_p+vt_p)的平均值成比例。圖8(b)是逆變器側(cè)的指令值、PWM脈沖、零相分量的電壓的示意圖，是指令電壓的 振幅小的情況(與圖3(b)相當(dāng)?shù)那闆r)的示例。在各相的指令值(VU，VV，VW)大于三角波 載波的部分中，各相的開關(guān)元件的驅(qū)動信號即PWM脈沖(vu_p，vv_p，vw_p)為，而在各相的 指令值(vu，W, vw)小于三角波載波的部分中，PWM脈沖(vu_p，vv_p, vw_p)為OFF。在本 示例中，二相調(diào)制方式的電壓模式也是在中間點(diǎn)變化，在前半部分中，指令值vw始終小于 三角波載波，PWM脈沖vw_p始終處于OFF狀態(tài)。而在后半部分中，指令值W始終大于三角 波載波，PWM脈沖終處于OFF狀態(tài)。此外，在將各相的輸出電壓(與開關(guān)元件的驅(qū)動 信號即PWM脈沖(vu_p，vv_p, vw_p)相對應(yīng)地輸出的電壓)分別設(shè)為vu_out、vv_out、vw_ out時(shí)，逆變器側(cè)的零相分量的電壓Vc4滿足逆變器側(cè)的零相分量的電壓Vc4 = (vu_out+vv_out+vw_out) /3oc (vu_p+vv_p+vw_p)/3 ... (8)也就是說，逆變器側(cè)的零相分量的電壓Vc4與PWM脈沖(vu_p，vv_p，vw_p)的平均 值成比例。圖8(c)是通過式(6)得到的電路整體的共模電壓的示意圖。從式(6)可以知道， 由于電路整體的共模電壓Vc = Vc3+Vc4，所以在圖8(c)的虛線部分共模電壓的波動大。從上述解析結(jié)果可以知道，當(dāng)在PWM整流器側(cè)和逆變器側(cè)二相調(diào)制方式的電壓模 式同時(shí)發(fā)生了變化時(shí)，由于各個(gè)零相電壓的變化重疊，所以會導(dǎo)致共模電流發(fā)生圖6(a)和圖7所示的大的峰值。在現(xiàn)有技術(shù)中，由于PWM整流器3和逆變器4的二相調(diào)制方式的處 理(式⑴ 式(5)的處理)分別獨(dú)立地進(jìn)行運(yùn)算，所以如圖12(b)所示，在PWM整流器3 和逆變器4中會不定期地發(fā)生二相調(diào)制方式的電壓模式同時(shí)切換的定時(shí)，此時(shí)，共模電壓 以及共模電流會發(fā)生圖7所示的大的波動。為此，在本發(fā)明中，當(dāng)如圖12(b)所示在PWM整流器3和逆變器4中二相調(diào)制方式 的電壓模式的切換在短時(shí)間內(nèi)相繼發(fā)生時(shí)，如圖1(b)所示，實(shí)施使其中一方的電壓模式的 時(shí)間段延長的控制。具體來說是，在PWM整流器3的二相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí) 與逆變器4的二相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí)將以比規(guī)定的時(shí)間段短的間隔相互接 近地發(fā)生時(shí)，通過延長其中一方的二相調(diào)制方式的電壓模式的時(shí)間段，對二相調(diào)制方式的 電壓模式的切換定時(shí)進(jìn)行修正，使得PWM整流器3的二相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí) 與逆變器4的二相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí)相互之間隔開所述規(guī)定的時(shí)間段以上 的間隔發(fā)生。例如，通過控制，使圖1(b)的虛線部分的逆變器4側(cè)的二相調(diào)制方式的電壓 模式中的模式1的時(shí)間段延長，使模式2的時(shí)間段縮短，由此與PWM整流器3側(cè)的二相調(diào)制 方式的電壓模式從模式5切換為模式6的定時(shí)錯(cuò)開，從而避免PWM整流器3和逆變器4的 電壓模式同時(shí)進(jìn)行切換。此外，在圖1(b)中，以延長逆變器4側(cè)的二相調(diào)制方式的電壓模 式的時(shí)間段為例作了說明，但也可以延長PWM整流器3側(cè)的二相調(diào)制方式的電壓模式的時(shí) 間段。圖9是本發(fā)明的實(shí)施例的控制處理的流程圖。首先，在方塊9中進(jìn)行電流控制系統(tǒng) 的運(yùn)算，運(yùn)算第1電壓指令值(vu*，w*，vw*)。此后，在二擇一方塊10中判斷模式屏蔽標(biāo) 記是否為1。其中，在PWM整流器3的二相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí)與逆變器4的二 相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí)將以比規(guī)定的時(shí)間段短的間隔彼此接近地發(fā)生時(shí)(包 括同時(shí)發(fā)生)，該模式屏蔽標(biāo)記變成1。在二擇一方塊10中判斷為模式屏蔽標(biāo)記是1時(shí)，在 方塊11中從存儲器中讀取PWM整流器3的二相調(diào)制方式的電壓模式的前一次的值，在方塊 12中實(shí)施PWM整流器3的二相調(diào)制方式的控制運(yùn)算(將式(1) 式(5)的處理置換為vr， VS，Vp進(jìn)行)。然后，在方塊13中，從存儲器中讀取逆變器4的二相調(diào)制方式的電壓模式的 前一次的值，并在方塊14中實(shí)施逆變器4的二相調(diào)制方式的控制運(yùn)算(式(1) 式(5)的 處理)。此外，將決定模式屏蔽標(biāo)記的時(shí)間段的所述規(guī)定的時(shí)間段例如設(shè)定為實(shí)施PWM整流 器3以及逆變器4的控制運(yùn)算的任務(wù)周期的倍數(shù)。例如，如后述方塊20，觀所示，將該任務(wù) 的次數(shù)設(shè)定為N次，設(shè)置被稱為屏蔽計(jì)時(shí)器的變量并進(jìn)行存儲，如方塊15所示，以任務(wù)周期 為單位進(jìn)行減法運(yùn)算，直到成為0為止，如此，則能夠在所述規(guī)定的時(shí)間段內(nèi)維持二相調(diào)制 方式的電壓模式。在方塊15中，實(shí)施屏蔽計(jì)時(shí)器的遞減，在二擇一方塊16中判斷為屏蔽計(jì) 時(shí)器不是0時(shí)結(jié)束處理，在判斷為屏蔽計(jì)時(shí)器是0時(shí)，在方塊17中將模式屏蔽標(biāo)記設(shè)定為 0后結(jié)束處理。此后，在二擇一方塊10中判斷為模式屏蔽標(biāo)記不是1時(shí)，在方塊18中根據(jù)與圖2 相同的條件(但是置換為vr，vs, vt)從PWM整流器3的電壓指令值(vr，vs, vt)中選擇二 相調(diào)制方式的電壓模式。并且在二擇一方塊19中判斷PWM整流器3的二相調(diào)制方式的電 壓模式是否與前一次運(yùn)算時(shí)的電壓模式相同。在二相調(diào)制方式的電壓模式的運(yùn)算值與前一 次運(yùn)算值不同時(shí)，表示PWM整流器3的電壓模式發(fā)生了變化，所以在方塊20中將模式屏蔽 標(biāo)記設(shè)定為1，將屏蔽計(jì)時(shí)器的變量設(shè)定為N。此后，在方塊21中將PWM整流器3的二相調(diào)制方式的電壓模式存儲在存儲器中，并實(shí)施方塊12以后的處理。在二擇一方塊19中判斷 為PWM整流器3的二相調(diào)制方式的電壓模式的運(yùn)算值與前一次運(yùn)算值相同時(shí)，由于表示PWM 整流器3的二相調(diào)制方式的電壓模式?jīng)]有發(fā)生變化，所以在方塊22中將PWM整流器3的二 相調(diào)制方式的電壓模式存儲在存儲器中，在方塊23中實(shí)施PWM整流器3的二相調(diào)制方式的 控制運(yùn)算(將式(1) 式(5)的處理置換為vr，vs, vp進(jìn)行)。此后，在方塊M中根據(jù)圖2的條件從逆變器4的電壓指令值(VU*，VV*，VW*)中選 擇二相調(diào)制方式的電壓模式，在二擇一方塊25中判斷逆變器4的二相調(diào)制方式的電壓模式 是否與前一次運(yùn)算時(shí)的電壓模式相同。在二相調(diào)制方式的電壓模式的運(yùn)算值與前一次運(yùn)算 值相同時(shí)，由于逆變器4的電壓模式?jīng)]有發(fā)生變化，所以在方塊沈中將逆變器4的二相調(diào) 制方式的電壓模式存儲在存儲器中，在方塊27中實(shí)施逆變器4的二相調(diào)制方式的控制運(yùn)算 (式(1) 式(5)的處理)后結(jié)束處理。在二擇一方塊25中判斷為二相調(diào)制方式的電壓模 式的運(yùn)算值與前一次運(yùn)算值不同時(shí)，表示逆變器4的電壓模式發(fā)生了變化，因此在方塊觀 中將模式屏蔽標(biāo)記設(shè)定為1，將屏蔽計(jì)時(shí)器的變量設(shè)定為N。此后，在方塊四中將逆變器4 的二相調(diào)制電壓模式存儲在存儲器中，在方塊30中實(shí)施逆變器4的二相調(diào)制方式的控制運(yùn) 算(式(1)式 式(5)的處理)。此后，在方塊31中實(shí)施屏蔽計(jì)時(shí)器的遞減，并結(jié)束處理。圖9所示的延長二相調(diào)制方式的電壓模式的時(shí)間段的控制處理不會使通常的開 關(guān)的0N/0FF延遲，所以線間電壓不會發(fā)生變化，也不會產(chǎn)生電壓畸變。但是，由于能夠延長 的時(shí)間段(例如，任務(wù)周期XN)有上限，所以延長必須在下一個(gè)電壓模式的時(shí)間段以內(nèi)。也 就是說，在圖2中，電壓模式的模式1的時(shí)間段能夠增長的范圍等于電壓模式的模式2的時(shí) 間段，當(dāng)滿足從電壓模式1過渡到電壓模式3的條件時(shí)，由于vv將大于作為最大值固定的 vu,從而有可能導(dǎo)致電壓畸變發(fā)生。從圖2可以知道，由于12個(gè)電壓模式循環(huán)一周的相位 角為360度，所以一個(gè)電壓模式的相位角等于30度，因此有必要將所述上限值的相位角控 制在30度以下。從各個(gè)電壓模式的絕對時(shí)間來看，頻率越低(周期越長)，則電壓模式的時(shí)間越 長。PWM整流器3的輸出電壓的頻率被固定為與電源的頻率相同，而逆變器4的頻率由于 與電動機(jī)的旋轉(zhuǎn)數(shù)成比例，所以該逆變器4的頻率可以變化。其中，在PWM整流器3和逆變 器4的二相調(diào)制方式的電壓模式將同時(shí)切換時(shí)，通過延長頻率較低的一方的電壓模式的時(shí) 間段，具有能夠增大以時(shí)間計(jì)的上限值(也就是能夠增大N)的效果。此外，當(dāng)以時(shí)間計(jì)為 相同期間的情況下(也就是將N固定時(shí))，能夠縮小相對于相位角的誤差，所以具有能夠改 進(jìn)開關(guān)元件的停止開關(guān)時(shí)間的平衡性的效果。圖10是本發(fā)明的實(shí)施例中的共模電壓的示意圖。圖10(a)具有與圖8(a)相同的 脈沖，圖10(b)表示通過圖9的處理延長電壓模式以延遲電壓模式的切換的情況。根據(jù)該 處理，能使圖10(c)所示的電路整體的共模電壓Vc在極短時(shí)間內(nèi)的波動小于圖8(c)的情 況，其結(jié)果，具有能夠降低共模電流的峰值的效果。圖11是本發(fā)明的實(shí)施例的共模電流的解析結(jié)果。圖11表示在與圖6(a)相同的 條件下實(shí)施圖9的處理，為了避免PWM整流器3和逆變器4的二相調(diào)制方式的電壓模式的 切換在短時(shí)間內(nèi)相繼發(fā)生，延長了其中一方的模式的時(shí)間段時(shí)的結(jié)果。從該結(jié)果可以知道， 共模電流的峰值為0.39々，與圖6(幻的現(xiàn)有技術(shù)的結(jié)構(gòu)相比，能夠降低峰值10%以上。此 外，該共模電流的峰值因二相調(diào)制方式的電壓模式的延長時(shí)間段和PWM整流器3以及逆變器4的振幅條件的變化而發(fā)生變化，并且能夠進(jìn)一步縮小。由此，具有能夠防止漏電斷路器 發(fā)生誤動作和降低對周圍設(shè)備帶來的不利影響等的效果。或者具有能夠?qū)崿F(xiàn)防噪聲用的共 模扼流圈7等的小型和輕量化的效果。此外，控制器6優(yōu)選通過與單一的石英晶體諧振器連接的同一個(gè)運(yùn)算處理裝置 (例如微處理器等)來生成PWM整流器3和逆變器4的各自的三角波載波，以對PWM整流 器3和逆變器4進(jìn)行控制。由此，能夠抑制由于2個(gè)石英晶體諧振器的偏差而產(chǎn)生的2個(gè) 三角波載波的相位的同步偏移。本發(fā)明的電力變換裝置例如能夠應(yīng)用于電梯的驅(qū)動裝置等中。以上參照實(shí)施例對本發(fā)明進(jìn)行了說明，但在上述各個(gè)實(shí)施例中所說明的結(jié)構(gòu)只是 一個(gè)示例，本發(fā)明能夠在不脫離技術(shù)思想的范圍內(nèi)進(jìn)行適當(dāng)?shù)淖兏?br> 權(quán)利要求
1.一種電力變換裝置，具有PWM整流器、逆變器、以及通過二相調(diào)制方式控制所述PWM 整流器和所述逆變器的控制器，其特征在于，所述控制器使所述PWM整流器和所述逆變器的控制運(yùn)算中使用的各個(gè)三角波載波以 相位差成為零的方式同步來進(jìn)行驅(qū)動，并且，在所述PWM整流器的二相調(diào)制方式的電壓模 式的切換定時(shí)與所述逆變器的二相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí)將要以比規(guī)定的時(shí)間 段短的間隔相互接近地發(fā)生時(shí)，通過延長其中一方的二相調(diào)制方式的電壓模式的時(shí)間段來 修正二相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí)，從而使得所述PWM整流器的二相調(diào)制方式的電 壓模式的切換定時(shí)與所述逆變器的二相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí)相互之間隔開所 述規(guī)定的時(shí)間段以上的間隔發(fā)生。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電力變換裝置，其特征在于，所述二相調(diào)制方式的電壓模式的時(shí)間段的延長范圍為電壓指令值的相位角在30度以 下的范圍。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電力變換裝置，其特征在于，在延長所述二相調(diào)制方式的電壓模式的時(shí)間段時(shí)，延長所述PWM整流器和所述逆變器 中輸出頻率較低的一方的所述二相調(diào)制方式的電壓模式的時(shí)間段。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電力變換裝置，其特征在于，具有共模扼流圈和多個(gè)電容器，所述共模扼流圈連接在電源與所述PWM整流器之間， 所述多個(gè)電容器分別與所述電源的各相對應(yīng)，其一端連接在所述共模扼流圈與所述PWM整 流器之間的對應(yīng)相的布線上，另一端接地。
5.根據(jù)權(quán)利要求1至4中的任一項(xiàng)所述的電力變換裝置，其特征在于，所述控制器通過與單一的石英晶體諧振器連接的同一個(gè)運(yùn)算處理裝置來生成所述PWM 整流器和所述逆變器的各自的所述三角波載波，以對所述PWM整流器和所述逆變器進(jìn)行控 制。
全文摘要
提供一種電力變換裝置，該電力變換裝置在采用二相調(diào)制方式來控制PWM整流器(3)和逆變器(4)時(shí)，能夠降低共模電流的峰值。在通過二相調(diào)制方式驅(qū)動的PWM整流器(3)和逆變器(4)中，使各個(gè)三角波載波同步而使相位差成為零，并且著眼于各個(gè)二相調(diào)制方式的電壓模式的切換定時(shí)，在PWM整流器(3)和逆變器(4)的電壓模式的切換將在短時(shí)間內(nèi)相繼發(fā)生時(shí)，通過延長其中一方的模式的時(shí)間段對電壓模式的切換定時(shí)進(jìn)行修正，從而避免PWM整流器(3)和逆變器(4)的電壓模式的切換在短時(shí)間內(nèi)相繼發(fā)生。
文檔編號H02P27/08GK102082547SQ20101026407
公開日2011年6月1日 申請日期2010年8月25日 優(yōu)先權(quán)日2009年11月30日
發(fā)明者三田史明, 保立尚史, 大沼直人, 石塚正人, 綾野秀樹, 藪內(nèi)達(dá)志, 迫田友治 申請人:株式會社日立制作所