專利名稱：臨界導電諧振轉換升壓功率電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明的實施例涉及使用升壓調整器電路(boost regulator circuit)提供功率 管理的電路和方法。更具體地，本發(fā)明的實施例涉及用于設備驅動器電路(包括但不限于 可以應用于液晶顯示(LCD)顯示器的升壓LED驅動器，所述LCD顯示器內置于電視、視頻顯 示器、監(jiān)視器和其它可視顯示設備中)的功率管理，以及用于監(jiān)視器、電子設備和自動應用 中的功率管理電源。
背景技術：
目前，許多監(jiān)視器、電視機和圖形或視頻顯示單元使用等離子或IXD顯示器來取 代陰極射線管?；诘入x子的顯示器發(fā)射可視的可見光，因此圖像可被用戶看到。相反地， IXD顯示器不能發(fā)射光，因此需要背光或在這種IXD顯示器后面安置的光源，使得用戶可觀 看正在顯示的圖像、畫面或信息。冷陰極熒光燈(CCFL)用于為LCD顯示器提供背光。對大 型IXD顯示器來說，可將10到25個左右的CCFL并行排列在該IXD顯示器背后，提供充足 和一致的背光以利于用戶觀看。共同運行的一個或多個CCFL需要特殊的高壓電路，例如具 有CCFL專用驅動器電路的高壓變壓器或倍壓電路。與10到25個CCFL連接的該專用電路， 與使用多個白光或超高亮度發(fā)光二極管(LED)提供同樣數量的流明相比能量效率不高。CCFL背光的另一個缺陷是CCFL包括汞。汞是公知的有毒金屬，如果處置不正確 對環(huán)境有不利影響。CCFL具有10，000到20，000小時之間的有限平均預期使用壽命。因 此，如果使用CCFL背光的監(jiān)視器處于接通狀態(tài)達到大約2又1/3年(持續(xù)使用約20，000 小時)，監(jiān)視器中的一個或多個CCFL管很有可能失效。而且，隨著CCFL老化，它們產生的流 明減少(即，隨著時間的過去，CCFL變得昏暗)。另一個CCFL老化的問題是在CCFL管的各 部分中可能出現暗點。經過像2. 3年這樣短的時間，CCFL背光IXD電視或監(jiān)視器的圖像質 量可能包括暗屏部分和整體較低品質的圖像。使用CCFL的另一個缺陷是CCFL必須放置在離IXD屏的背部一定距離處，使得從 多個間隔的CCFL管發(fā)射的光可分散開來，以便跨整個LCD屏提供基本上均勻的亮度。CCFL 與LCD屏的背部相間隔的要求使得大型LCD屏監(jiān)視器或電視機的最小厚度為至少3英寸或 更厚，以適應安置CCFL背光所需的腔體空間。最近隨著白光LED的發(fā)現和改進，已經確定這種LED適合為液晶顯示器提供背光。 白光LED通常使用包括其上有熒光涂層的藍光LED。當接通藍光LED時，熒光涂層發(fā)出微黃 色的光，結合來自該LED的藍光。通常，LED的藍光和熒光產生的微黃色光的結合產生了整 體上白光輸出。
白光LED(WLED)可沿著液晶顯示屏的邊緣放置，使得它們將光發(fā)射到特別設計的 光導中。該光導基本上是位于該LCD顯示器后面的一大片塑料，其將從WLED發(fā)射的光子接 收到光導的邊緣，而且隨后以基本上均勻的形式在垂直于和朝向整個LCD屏的背部的方向 上分布這些光子。采用這種類型的光導結構，使用WLED作背光(或側光)的IXD顯示器、 監(jiān)視器或TV可制造成比結合CCFL背光技術的IXD顯示器薄得多。對于從中型到大型IXD監(jiān)視器或屏幕來說，在監(jiān)視器的光導的邊緣附近有50到多 于200個WLED連接在一個或多個串聯電路中。通?；旧嫌袃煞N方法，用于為IXD顯示器 中的背光應用中采用的WLED設計驅動器電路。第一種方法包括設計升壓電路或跟有多個 電流吸收器的類似的開關調整器預調整器級，該電流吸收器調節(jié)一個或多個LED串中的電 流。盡管從驅動器電路成本的角度來看，第一種方法是最佳的，然而該方法要求在任何這種 驅動器電路中使用的LED前向電壓密切匹配以避免該電流調整吸收器中的高熱耗散。在許 多LED必須串聯連接的電視機顯示器和監(jiān)視器應用中，該問題變得重要。在背光應用中通常用于WLED的第二種類型的驅動器電路，包括升壓調整器電路， 其具有足夠高的輸出電壓以能夠驅動許多WLED。例如，當70個或更多的WLED串聯連接時， 驅動LED所需的輸出電壓可約為300伏特或更多。對于提供300伏特輸出的升壓調整器， 該升壓調整器的輸入需要大概100伏特。在上述的第一和第二種驅動器的類型中采用的 升壓布局是硬開關恒頻電路設計布局。而且，這種硬開關的布局并不適于在大于約100kHz 頻率上的操作。這些硬開關布局物理上限制于等于或低于100kHz的開關頻率。為了在約 100kHz頻率上操作，需要使用相對大的電感器和濾波電容器。具體地，當使用通常的陶瓷電 容器時，對具有這種約100kHz的開關頻率的現有升壓調整器驅動器，需要lOyF或更大的 輸出電容值。這些大型電容器值也必須額定用于350伏特或更高的操作電壓，因此使它們 成為相對昂貴的元件。另外，當使用這種高值電容器(大于10yF)時，在LED中采用的脈 寬調制(PWM)調光頻率中可能產生噪聲。PWM調光頻率通常在20到約2，000kHz的人類聽 覺范圍內。這些陶瓷高壓電容器中的噪聲，通過在該電容器中使用的介電材料而加大。該 介電材料，由于其尺寸，易于產生壓電聲學效應，生成由電容發(fā)出的聽得見的聲音。提供約300到350伏特(或更高)范圍內的輸出電壓的這種現有硬開關的升壓布 局，由于對與驅動器電路的固態(tài)元件相關聯的寄生電容持續(xù)地充放電，具有功率損耗低效 率。據信造成功率損耗的主寄生電容與在這種電路中使用的開關功率M0SFET晶體管的漏 極-源極電容相關聯。例如，典型的M0SFET漏極和源極之間的這種寄生電容約為100皮法 (pF)。假定開關頻率為500kHz，僅由于M0SFET漏極、源極間的寄生電容所導致的散熱形式 的功率損耗為 上述算式清楚地顯示出在開關頻率大于100kHz、例如500kHz運行的硬開關升壓 布局的一個缺陷在持續(xù)運行的基礎上可導致至少2. 25瓦特的功率損耗。硬開關驅動器電路布局的另一個缺陷是，盡管在稱為斷續(xù)電流模式(DCM)中運行 這種升壓調整器電路是有利的(其有助于減少輸出二極管反向恢復損耗)，這種DCM操作 生成嚴重的高頻率尖峰和不希望的開關節(jié)點振蕩(ringing)。這種嚴重的高頻率尖峰生成EMI和其它電氣噪聲，該噪聲難于減輕并且對其它附近電路具有負面作用。現參考附圖1，示出現有技術中具有升壓布局的升壓調整器電路。主要地，升壓調 整器100具有例如100伏特的電壓(V)輸入102和約300伏特電壓的V輸出104。通常地， 升壓調整器具有從％,到的電壓比值。對現有技術中升壓調整器100來說，假設VIN與 VOTT的比值為1 3。當然，也可以是其它比值?，F有技術中升壓調整器的主要工作包括導 通和關閉開關晶體管106。導通和關閉晶體管106在晶體管106導通時會將開關節(jié)點108 拉至地或0伏，而在晶體管106關閉時使開關節(jié)點108達到Vqut104的電壓。隨著開關節(jié)點 108從地切換到Vqut104，L1電感器110存儲并釋放能量。當從L1電感器110釋放能量時， 該能量通過D1 二極管112發(fā)送，在輸出104處提供增壓或升壓，可通過C2電容器114和/ 或C3電容器116進行測量。當導通和關閉D1 二極管112從而以脈沖形電流形式傳送存儲在電感器110中的 能量時，C2和C3電容器114和116用于平滑輸出電壓104。包括R1電阻118和R2電阻120的分壓器電路連接到VQUT104節(jié)點，并且提供反饋 (FB)電壓122到控制電路124。該控制電路124測量反饋電壓122與參考電壓的關系，以 確定輸出電壓104在預定范圍內?？刂齐娐?24中的反饋電路試圖將輸出電壓調整到穩(wěn)定 電壓。控制電路124的DL輸出將柵極驅動信號126提供給開關FET106的柵極?？刂齐?路124的電流傳感器(CS)輸入128是電流感測輸入，其讀取電流感測節(jié)點130的電壓。該 感測的電壓由從開關FET106的源極流出經過R1電阻132的電流產生?？刂齐娐?24采用 電流感測信號128，以幫助確定何時通過開關信號126關閉開關FET106?？刂齐娐?24也 采用CS信號128來感測何時或是否存在通過開關FET106的源極的過電流情況。如果存在 通過開關FET106的過電流情況，則控制電路通過開關信號126關閉開關FET106。在具有如圖1所示的類似布局的現有的升壓調整器中，期望開關晶體管106的開 關頻率盡可能的高。然而，由于功率損耗和電路設計限制，這種現有的升壓調整器電路的開 關頻率已經被限制為約100kHz到250kHz左右的頻率。希望運行開關頻率盡可能高的一個原因是，如果該升壓調整器在越來越高的頻率 上運行時，這些元件即電感器110和C2、C3電容器114和116可以是尺寸更小、具有更低的 電感(亨利)和電容(法拉)值的元件。當電壓輸入102與電壓輸出104的電壓升壓比值 被保持時，在更高開關頻率上電感器110和電容器114和116的元件大小可以減小。換句 話說，理論上運行開關頻率越高，生成從Vin102到Vot104的相同功率所需要的無功元件越給定現有升壓調整器100的基本電路設計，存在與開關頻率的增加相關聯的物 理限制，其限制開關頻率可運行到多高，即使當無功元件(Cl，C2和C3電容器134，114和 116和電感器110)減小了尺寸和值。現有的升壓調整器電路的開關頻率限制必須考慮與 M0SFET或開關晶體管106、電感器110和二極管112相關聯的寄生電容。在電氣電路中，寄生電容是在電子元件或電路的各部分之間僅僅由于其彼此接近 而存在的不可避免的而且通常是不希望的電容。所有實際電路元件例如電感器、二極管和 晶體管具有內部電容，其可使它們的性能偏離“理想的”電路元件的性能。例如，電感器通 常行為如同它包括了一個并聯電容，這是由于它的緊密間隔的絕緣導電繞組。電感繞組就如同電容的極板并存儲電荷。感應線圈上電壓的任何改變需要額外的電流充放電其中的寄 生電容。當電壓變化不快時，如在低頻電路中，通?？梢院雎运璧念~外電流，但當電壓以 越來越高的頻率變化時，額外的電流變大而且可控制電路的操作。在晶體管中，例如開關晶 體管106，在器件的柵極和漏極之間、柵極和源極之間以及漏極和源極引線之間存在寄生電 容。晶體管中的這些寄生電容在晶體管器件中的半導體材料結(junction)處形成。而且， 寄生電容會存在于二極管112中。開關晶體管的寄生電容對三個寄生電容(即，柵極到漏極，漏極到源極和源極到 柵極寄生電容)來說，范圍例如從約50皮法到約300皮法。對二極管112來說，其中與半 導體結相關聯的寄生電容可以是從約50到約100皮法中的任何電容。開關節(jié)點108，其與開關晶體管106的漏極連接是同一節(jié)點，可具有從約200到約 300皮法的與其相關的總的等值寄生電容。此節(jié)點，被命名為開關節(jié)點108，是因為當通過 開關信號126導通和關閉開關晶體管106時，該開關節(jié)點以開關頻率從低電位被被切換或 拉升到高電位，并重新返回。當導通晶體管106時，實質上將該開關節(jié)點108拉至地，而且 當關閉晶體管106時，該開關節(jié)點108快速切換到大約輸出電壓104(加上，例如二極管112 兩端的壓降)。當例如實質上在0伏特到約300伏特之間發(fā)生這種切換處理時，與開關節(jié)點 108相關聯的寄生電容136上的電荷必須在切換過程的頻率下充電和放電。如上述公式1 所示，假定開關頻率為500kHz，與典型的M0SFET的寄生電容的充放電相關聯的功率損耗大 約是2. 25瓦特或更多。此功率損耗以散熱形式放出。開關頻率越高，熱能形式的功率損耗 就越高。而且，除了功率損耗和熱耗散，在開關頻率上該開關晶體管106遇到非常高的電 壓并且從非常高的電壓被驅動到非常低的電壓，反之亦然。當切換時，它也從非常高的電流 切換到零電流，反之亦然。當晶體管106從低電壓切換到高電壓，或反過來時，其中存在一 個時刻，非常高的電壓和非常高的電流均通過晶體管106的漏極和源極部分。如果經過該 開關晶體管的該高電壓和高電流隨時間積分，發(fā)現這是被稱為晶體管的“開關損耗”的額外 功率損耗的來源。這種功率損耗發(fā)生在晶體管在開和關之間切換的切換時間內。開關晶體 管106的切換時間可能發(fā)生在大約30到大約75毫微秒的范圍內。重新參考公式1，功率 損耗等于電流與電壓平方的乘積的一半PMSS= l/2CV2f。因此，很容易看到隨著開關頻率 增加，功率損耗也增加。當開關晶體管106的開關頻率增加時，硬開關升壓調整器100的低 效率也增加。在硬開關升壓調整器的開關頻率增加時(其允許升壓調整器的無功元件越來 越小，但其增加同一電路的功率損耗或低效率)必須做出一個平衡。因此，必須做出設計決 定，在以多高的頻率操作具有較低成本的較小元件的設備100和以可適應的熱形式的能量 或功率損耗的量之間平衡。所需的是這樣一種升壓調整器電路設計，它允許電路在大于200或250kHz的頻率 上運行，而不使升壓調整器電路在更高的開關頻率上承受無功或寄生功率損耗。與現有硬開關升壓調整器電路相關聯的另一個缺陷是，由于開關晶體管108的漏 極-柵極電容的高壓擺動，柵極開關信號126需要控制電路124中的強驅動器電路?，F有升壓調整器電路的另一個缺陷是由于D1 二極管112中的二極管恢復損耗。當 遇到高壓變化時，該D1 二極管112被完全導通，隨后被完全關閉。其實，該二極管是從完全 的導通狀態(tài)然后在當開關晶體管106導通時的瞬間，該D1 二極管112被反向偏置并且被關斷。當然，實際上，二極管并不是瞬時導通和瞬時關斷的。二極管具有相當大的寄生電容， 當開關晶體管關閉時，在本例子中該寄生電容充電到300伏特，并且隨后當開關晶體管106 被硬開關導通時，必須放電300伏特并接地。在很短時間段內反向偏置具有非常大電壓電 位的二極管，使二極管的寄生電容電荷必須極快地釋放。結果，在幾毫微秒的時間內，當二 極管切換時，它實際處于虛短路狀態(tài)，同時該二極管的寄生電容中的電荷被充電或放電。在 二極管中存在虛短路的瞬時期間，其中也存在非常高的電壓和非常高的電流，不僅必須作 為功率熱損耗耗散掉，而且生成了電流的嚴重高頻尖峰。這些電流的高頻尖峰通過D1 二極 管112并經由到開關節(jié)點的漏極連接通過開關晶體管106穿行并振蕩。這些高頻電流尖峰 也導致以電磁干擾(EMI)的形式產生開關噪聲，該電磁干擾通過電路傳送，能被其它臨近 不相關的電路耦合或拾取。這種EMI耦合可能潛在地引起電路故障或其它電路中數據的丟 失。而現有升壓調整器電路100的另一個不利方面可能是在大型高壓陶瓷電容器例 如C2電容器114和C3電容器116中產生的噪聲。這些高壓電容器不僅昂貴，而且因為在 100到200kHz頻率上運行所需要的高值和大尺寸，高壓陶瓷電容器中的介電板產生了壓電 噪聲，該壓電噪聲是由于在許多LED應用中使用的使LED(未示出)的流明輸出變亮或變暗 的脈寬調制(PWM) DIM頻率產生的。由于用于使LED變暗或變亮的PWM DIM頻率通常在20 到20，000Hz的頻率范圍內，由高壓陶瓷電容器產生的壓電噪聲在可能位于該電子設備附 近的人的聽覺范圍內。當然，如果該噪聲是從電視、監(jiān)視器或其它LCD顯示設備發(fā)射的，這 種噪聲是不希望的。值得注意的是，由于電解電容器壽命比高壓陶瓷電容器更短，在這種現 有電路中一般不希望是電解電容器，并且總是盡可能避免使用。而且，電解電容器比陶瓷電 容器體積大得多。需要一種用于能運行于超過200kHz (200kHz到大約2MHz)頻率的背光應用中采用 的白光LED的升壓調整器電路或升壓驅動器電路，以減小電路中無功元件的大小和成本， 而不發(fā)生由寄生電容中的CV2(功率)損耗和電路中晶體管開關損耗在電路中產生的低效 率。而且，期望具有這樣一種高頻升壓調整器，其能夠最小化開關二極管在反向偏置期間產 生的二極管恢復損耗和嚴重高頻尖峰或EMI，同時消除當現有硬開關升壓調整器用于LED 照明或其它電源管理設備應用時由于導致輸出電壓的電流調制的PWM DIM開關頻率而在高 壓陶瓷電容器上產生的壓電噪聲。

發(fā)明內容
本發(fā)明的實施例提供了一種升壓調整器電路，其適于在臨界導電時段期間進行切 換。該臨界導電時段是通過升壓調整器電路內的電感的電流為零或實質上接近于零以及可 能有小的負電流流過的時刻。在臨界導電時段，示例性升壓調整器電路的開關節(jié)點為零伏 或接近零伏或虛擬零伏。當控制電路感測出升壓調整器電路的開關節(jié)點具有實質上接近零 (0)伏的電壓且接近電感的能量遞送周期的末尾時，則控制電路提供開關信號到示例性升 壓調整器電路中的開關晶體管(例如，M0SFET)。通過在開關晶體管的漏極節(jié)點基本上在低 電壓或零電壓時切換升壓調整器電路，實質上消除了開關損耗和CV2功率損耗，因此減小了 熱能形式的功率損耗的量，并且提高了示例性升壓調整器電路的效率。本發(fā)明的實施例提供了一種升壓調整器電路，該升壓調整器電路包括一個電感器，適于在該電感器的一端接收電壓輸入，在另一端連接到該示例性升壓調整器電路的開 關節(jié)點。開關晶體管被連接，使得其漏極連接到該開關節(jié)點，其源極電連接到地，而其柵極 連接被連接到控制電路。包括二極管，使得該二極管的陽極連接到開關節(jié)點，且該二極管 的陰極連接到該示例性升壓調整器電路的電壓輸出節(jié)點。該控制電路具有連接或管腳，例 如命名為零轉換感測(zerotransition sense，ZTS)，其直接或通過分壓器連接到該開關節(jié) 點。該控制電路還具有開關信號輸出，連接到該開關晶體管的柵極。該控制電路適于當該 ZTS連接感測到開關節(jié)點實質上接近低電壓或地電壓時，提供開關信號到開關晶體管的柵 極。當開關節(jié)點感測到該開關節(jié)點實質上接近低電壓或地電壓時，該示例性升壓調整器電 路在實質上的零電壓條件下進行切換。本發(fā)明的一個實施例還進一步包括電阻/電容分壓器，其連接到開關節(jié)點和地之 間。該分壓器減少了 ZTS連接或管腳處感測到的電壓的量值。本發(fā)明的實施例提供了一種升壓調整器，具有100kHz到10MHz之間的開關頻率。 運行在此頻率范圍內的示例性升壓調整器可以使用比現有技術中運行在較低頻率范圍內 的升壓調整器物理尺寸小的元件。在本發(fā)明的另外的實施例中，控制電路包括反饋電壓比較電路，其電連接到示例 性升壓調整器的輸出節(jié)點。該反饋電壓比較電路適于將反饋電壓與參考電壓進行比較，并 提供電壓比較輸出。該控制電路進一步包括柵極驅動器電路，接收該電壓比較輸出。柵極 驅動器電路適于調整開關信號的工作周期，該開關信號通過該控制電路的開關信號輸出提 供到開關晶體管的柵極。通過改變該開關信號的工作周期，該控制電路可通過反饋將輸出 電壓控制在預定輸出電壓范圍內。本發(fā)明的另外的實施例提供了包括控制電路的升壓調整器電路。該控制電路包括 柵極驅動器邏輯電路，適于提供開關信號到升壓調整器電路內的開關晶體管的柵極。該控 制電路進一步包括，例如可稱為零轉換感測電路，適于感測該升壓調整器電路的開關節(jié)點 的電壓。該零轉換感測電路決定何時該開關節(jié)點電壓實質上是低電壓，接近最小值或接近 地電壓。當開關節(jié)點電壓達到由控制電路內部閾值、或在一些實施例中通過用戶或電路設 計者的閾值設置所確定的實質上的低電壓、最小電壓或接近地電壓，該零轉換感測電路連 同可能的相關聯的電路被配置為提供高電平導通信號到柵極驅動器邏輯電路。在本發(fā)明的另外的實施例中，該升壓調整器電路可進一步包括第一電容器，該第 一電容器在第一側連接到升壓調整器電路的開關節(jié)點，且在電容器的第二側電連接到地。 該升壓調整器電路進一步包括第二電容器，其連接在第一電容器的第二側和地之間。而且， 在一些實施例中，該升壓調整器電路可具有零轉換感測電路，電連接到第一電容器和第二 電容器之間的節(jié)點。在本發(fā)明的另外的實施例中，提供了升壓調整器電路，該升壓調整器電路使用確 定何時將開關晶體管從關閉狀態(tài)切換到導通狀態(tài)的方法。該方法包括通過控制電路感測開 關節(jié)點電壓是實質上的低電壓、最小電壓或接近地電壓。當感測到開關節(jié)點電壓是實質上 的低電壓時，該方法進一步通過控制電路將開關信號提供到開關晶體管的柵極。該開關信 號使開關晶體管導通確定的時間量。該確定的時間量依賴于該升壓調整器電路的輸出電壓 反饋以及在開關晶體管的源極處感測的電壓的幅度，這兩者均可以是用于生成開關信號的 工作周期的反饋信號。
本發(fā)明的上述內容并不是意指代表本發(fā)明的每個實施例或每個方面。


為更完整地理解本發(fā)明，現結合附圖參考下列說明，其中圖1示出了硬開關升壓調整器的現有技術的電路；圖2示出了示例性臨界導電諧振轉換升壓功率電路；圖3a示出了根據本發(fā)明的一實施例的開關晶體管柵極電壓或開關信號的示例性 曲線圖；圖3b示出了根據本發(fā)明的一個實施例的開關晶體管漏極電壓或開關節(jié)點電壓的 示例性曲線圖；圖3c示出了根據本發(fā)明的一個實施例的通過開關電感器的電流的示例性曲線 圖；圖4示出了示例性控制電路的框圖；圖5示出了示例性控制電路的更為詳細的框圖；和圖6示出了根據本發(fā)明的示例性實施例的包括示例性諧振轉換升壓LED驅動器的 顯示監(jiān)視器中使用的WLED驅動器的示例性實現的電路圖。
具體實施例方式現參考附圖，其中此處使用的相似的附圖標記指示全文中相似的元件，示例并描 述了臨界導電諧振轉換升壓功率電路的各視圖和實施例，而且描述了其它可能的實施例。 附圖并不一定按比例繪制，且在一些實施例中，僅為示例性目的適當地放大和/或簡化了 該附圖。本領域的技術人員基于下述可能的實施例的例子，會意識到許多可能的應用和改變?，F參考附圖，其中貫穿幾個視圖，相同或相似元件用相同的附圖標記指示，而且其 中描述的各種元件并不一定按比例繪制，尤其是，對于附圖2，其中示出了使用本發(fā)明的教 導的示例性升壓功率電路或升壓調整器200的電路圖，將詳細描述本發(fā)明的實施例。在 一個實施例中，通過在使用開關信號204導通開關晶體管202之前對與開關晶體管(或 M0SFET)202和開關二極管218相關聯的寄生電容放電，可最小化或消除與這種寄生電容的 充放電相關的能量損耗。為了使實施例能對晶體管漏極寄生電容206放電(晶體管漏極寄 生電容206由開關晶體管202的漏極的等效寄生電容表示)，當該漏極/源極電壓是最小值 時，可以通過開關信號204將晶體管202切換為導通。為達此目的，在本發(fā)明的各實施例中， 流過L1電感器212的電流IJ10通常在VIN到VOTT方向上移動，但允許瞬間為零，以及可以 略微地在負向的IJ14方向上移動。這種瞬間的零電流和可能的小負向電流應當被稱為電 感器212的臨界導電時段。應當理解的是，在圖1中的現有常規(guī)電路中，流經電感器110的 電流僅在一個方向(從VIN到VOTT)上流動，這部分地是因為通過控制電路124實現開關晶 體管106的硬開關。通過現有電感器110的電流并不在相反或負方向上流動。換句話說， 在圖1中總是存在從VIN流到VOTT或從VIN流過開關晶體管106的正向電感器電流。再次參考附圖2，為在開關晶體管202導通之前完成對寄生電容206的放電，應當 產生下列順序的事件。首先，由于開關晶體管202被導通，此時通過電感器212的電流210以線性方式斜升。隨著電感電流210增長，其方向為從輸入到輸出。通過L1電感器212的 電流從輸入到輸出線性地增長，斜率大約為V/L，其中V等于輸入電壓216，L等于L1電感器 212的電感。當開關晶體管202隨后被關閉時，已在電感器212上增長的電感器電流210必 須繼續(xù)流動。為繼續(xù)流動，D1 二極管218導通并且通過電感器212將VIN 216連接到V輸 出220。例如，在二極管218導通后，如果在輸入216的VIN是100伏特，在輸出220處的上 升的電壓是300伏特，除了跨D1 二極管218的小電壓，電感器212在其端子之間承受約200 伏特的壓降，這與當開關晶體管202導通時(即，Vin216處為100V，在開關節(jié)點208處為 0伏)L1電感器212的兩個端子所承受的極性相反。L1電感器212上的該示例性200伏特 電壓會使得L電流210衰減且向零減少。在某個時間點上，該電流IJ10會減少直到其為 零電流。當電流Il210接近零時，D1 二極管218變成反向偏置且關閉。當D1 二極管218被 反向偏置且關閉時，開關節(jié)點208瞬間仍在同一 VOTT輸出電壓220，在該例子中其為約300 伏特。在此時以及一小段時間內，因為開關節(jié)點208的電位仍大于VIN電壓216，負的IJ14 將開始流過L1電感器212。通過L1的這個負電流將開關節(jié)點208的電壓向地電位或零伏 特放電。本發(fā)明的實施例感測開關節(jié)點208的電壓何時到達預定低電壓、最小電壓、實質 上的低電壓或接近地電位電壓?？刂齐娐?22具有零轉換感測(ZTS) 224，其感測開關節(jié)點 208的電壓，以確定開關節(jié)點電位為零伏特或非常接近零伏特的時刻。重要的是注意到在 開關節(jié)點208的電位為零或大約是零伏特的時刻，寄生電容206會處在實質上低、最小值或 放電狀態(tài)。同樣，此時相對于漏極和源極，電壓和電流均處于或接近最小值或為零。由于開 關晶體管202的漏極和源極引線之間存在最小電壓差或電流，通過開關晶體管202耗散的 功率損耗(CV2)為零或接近零。如果在此時切換晶體管，則實質上消除了晶體管202的開 關損耗。而且，此時開關晶體管202的漏-柵寄生電容(未示出)也處在放電、最小電壓或 實質上零電壓的狀態(tài)。因此，該開關晶體管202不需要經由開關信號204從控制電路釋放 大量柵極電荷，由此進一步節(jié)省功率。因此，本質上，如果開關晶體管202的切換實質上發(fā)生在臨界導電時刻或緊接其 后的時刻，則將實質上消除該開關損耗和CV2功率損耗，并且在控制電路222內的DL柵極驅 動器電路上的負載會減少(與現有硬開關電路比較)。而且，當開關晶體管202導通時，由 于二極管并沒有強制關閉(即，硬開關)，D1 二極管218的寄生電容會實質上放電。相反， 由于通過電感器212的諧振作用(電流210和/或214增加或減少)，以及開關晶體管202 不被提供信號來導通，D1 二極管218被切換，直到控制電路222的ZTS224感測到開關節(jié)點 208的電壓為實質上低電壓、最小電壓或零電壓。這樣，通過感測開關節(jié)點208何時處于或實質上接近地或零伏，確定開始晶體管 202的下一個ON周期的時間。每次感測到開關節(jié)點208處于地電位或實質上接近地電位， 控制電路222提供DL晶體管開關信號204以導通開關晶體管202。在示例性諧振轉換升壓功率電路200的一些實施例中，在開關節(jié)點208和地之間 提供附加電容器226。在構想本發(fā)明的時候本領域技術人員會認為，在圖1所示的現有電路 中的開關節(jié)點和地之間放置電容器226，會通過將電容器226的電容增加到附圖1所示的寄 生電容136而增加開關節(jié)點的電容總量，隨著開關頻率的增加，這將導致更大的功率損耗 和其它與現有硬開關升壓調整器設計100相關聯的消極屬性。相反，在本發(fā)明的各種實施例中，在開關節(jié)點208和地之間增加電容器226已經被發(fā)現是有利的。增加電容器226(開 關節(jié)點電容器)是有利的原因是，通過在開關節(jié)點和地之間提供特定值的電容，而不是依 賴于開關晶體管202的固有寄生電容206，它可用于穩(wěn)定電路。而且，晶體管202的固有漏 極到地寄生電容206可能不足夠大來提供合適的電路操作。開關節(jié)點電容器226可被認為 是可選電容器，可用于本發(fā)明的一些實施例而在其它實施例中不予使用。開關節(jié)點電容器 226的估計值可在約25到500皮法的范圍中。應當注意的是，在特定實施例中，電容器226 可包括兩個電容器的串聯組合。例如，當為了減少施加在控制電路222上的電壓而形成電 容分壓器時，電容器226的串聯連接是有利的。而且，在一些實施例中，這些電容器可被電 阻分路。而且，應當理解的是，本發(fā)明的實施例提供了從Vin216到Vot220的電壓升壓或電 壓增加。例如，VIN可以是5伏特，VQUT可被升壓到15伏特，或VIN可以是10伏特，VQUT可被 升壓到60伏特。例如，輸入與輸出的電壓比值可能從接近1 1到1 100。本發(fā)明的實 施例可被配置為，例如，接收約10到300伏特DC之間的輸入電壓，并且升壓該輸入電壓到 約20到500伏特DC之間的經調節(jié)的輸出電壓。由于本發(fā)明的實施例不具有與L1電感器212、開關晶體管202和D1 二極管218相 關聯的寄生電容相關的實質性不利方面，導致較小的來自D1 二極管218的CV2功率損耗、 開關損耗和振蕩或EMI尖峰，本發(fā)明的實施例可在比現有升壓調整器電路的限定頻率(低 于 200kHz)高得多的頻率上運行。根據本發(fā)明的示例性教導，使用諧振轉換和臨界導電 技術的示例性升壓調整器電路，可在超過200kHz到2MHz的開關頻率范圍內運行，或在一些 情況下，甚至在高得多的頻率上，高到約10MHz頻率上運行。而且，在更高的開關頻率上，L1 電感器212、輸入電壓電容器228和輸出電壓電容器230的元件值可顯著減小。這些元件值 的減少也顯著減少了這些無功元件的尺寸以及它們的成本，而沒有減少示例性諧振轉換升 壓調整器或功率電路200的電位電壓升壓比值。進一步構想，在實際電路中，控制電路DL 輸出的開關信號頻率或開關信號204會在大約100kHz和大約2MHz之間的頻率范圍內。在另外的實施例中，開關信號204的工作周期可被改變，以改變示例性升壓調整 器或功率電路200的升壓量或電壓增加比值。例如，開關晶體管202在工作周期期間保持導 通的時間越長，輸出電壓220相比于輸入電壓216越高。VIN V-的比值可以高達1 30、 1 40或1 100或在極端工作周期情況下比值會更高。相反，當開關晶體管202在工 作周期的大多數時間內保持關閉，而在短時間內導通，例如僅導通工作周期的時間，則 Vqut220與Vin216的比值基本等于1。電感器212的選擇可用于設定示例性設備的運行頻率?，F參考圖3A、圖3B和圖3C，圖3A提供了示例性開關信號204的示例性波形，該開 關信號204由控制電路222提供，以控制開關晶體管202的柵極。開關信號具有高電平，其 與開關晶體管的導通時間(例如在1\和1~2之間)相關。開關信號還具有低電平，其與開關 晶體管的關閉時間(例如在T2和T5之間)相關。圖3B提供了開關晶體管202的漏極電壓 (也稱為開關節(jié)點208的電壓)的估計值的曲線圖。圖3C提供了顯示在L1電感器212中 看到的正向込電流212和瞬間負向込電流214的估計值的電流曲線圖。查看時間，柵 極電壓高，則導通開關晶體管202。當開關晶體管導通時，通過電感器212的電流以斜率約 為V/L增加，其中V等于VIN，且L等于電感器212的電感值。在時間T2，當開關信號變低， 并且關閉開關晶體管202時，開關節(jié)點208電壓快速斜線上升，但由于系統(tǒng)寄生電容的原因并不是瞬間完成的。因此，需要一定量的時間，可以是幾毫微秒到數百毫微秒(！^與！^之間 的時間)來增加開關節(jié)點的電壓，使其從零伏特到接近輸出電壓。最大開關節(jié)點電壓與VOTT 電壓之間的差值是接近于D1 二極管218上的電壓降的量。另外，在時間T2與T3之間，在開 關節(jié)點電壓增加期間，需要或丟失電感電流302的最小量。在時間T3時或實質上接近時間 T3時，由于電流210不再能通過開關晶體管202，而需要通過二極管218，則導通D1 二極管 218。當該二極管218導通時，L1電感器212電流在時間T3與T4之間衰減。在各種實施例 中，該衰減的斜率實質上等于量值(VOT減去VIN)除以電感值。在某個時間點上，由時間T4指示，電感電流衰減到零。在電感電流210變?yōu)榱愕?時刻或接近該時刻，D1 二極管218變?yōu)榉聪蚱貌㈥P閉。當二極管218關閉時，寄生電容 206或寄生電容206與開關節(jié)點電容器226結合(被充電到輸出電壓220)，通過負電感電 流214在T4與T5之間的幾毫微秒到幾百毫微秒時間的非常短的時段內放電。在寄生電容 和/或開關節(jié)點電容器放電時，開關節(jié)點電壓很快降為零。因此，電感電流210變?yōu)榱悖?且改變方向從而瞬間變?yōu)殡娏?14，同時開關節(jié)點208處見到的開關節(jié)點電壓在時間T5也 實質上變?yōu)榱惴?。隨后控制電路222在時間T5感測到開關節(jié)點的虛零電位，并且觸發(fā)或 驅動開關信號204升高，導通開關晶體管202開始新的導通周期。在T4與T5之間的時段期間，寄生電容器和/或開關節(jié)點電容器226的能量以電流 形式轉移到電感器212。T4與T5之間的時間可被稱為諧振轉換瞬間或時間段。這樣，實施例提供了一種升壓調整器，運行在臨界導電模式及通過開關電感器212 和開關節(jié)點電容的充放電使能的開關節(jié)點和開關晶體管柵極電壓的零電壓轉換。該臨界導 電時刻此處可定義為，在下一個切換周期開始前，當電感電流210、214接近于零或可能略 微為負值的時間段。換句話說，臨界導電時刻是對于升壓調整器的每個切換周期的至少一 部分，移動通過示例性升壓調整器的電感的電流變?yōu)榱?臨界導電)或略微為負或反向的 時候。而且，根據與開關節(jié)點208相關聯的該電感值和電容值，在電感器212中可見的或測 量到的零電流或微小反向電流在諧振頻率上產生。在另外的實施例中，至少部分地由于通 過開關電感器212放電，開關節(jié)點電壓放電為低電壓或接近零電壓。實施例包括控制電路222，其感測開關節(jié)點的電壓，并當開關節(jié)點電壓實質上接近 地電位時，提供開關信號204到開關晶體管202。當開關節(jié)點實質上接近地電位時，通過切 換開關晶體管，對寄生電容和其它與開關電感器、開關二極管、和開關晶體管相關聯的電容 的充電很小，以至于它們可以被認為實質上為零或處于無關緊要的水平，因此實質上消除 了功率損耗和開關損耗(這是現有的硬開關升壓調整器功率電路的限制性因素)?，F參考圖4，提供了控制電路222的示例性框圖。從開關節(jié)點208接收零轉換信號 502 (ZTS)。通過零轉換感測電路504來解釋零轉換信號502以確定在開關節(jié)點感測到的電 壓是否實質上接近于零電壓。如果零轉換感測電路504通過ZTS輸入502感測到接近零電 壓或其它預定值電壓，則提供零電壓信號506到柵極驅動器邏輯電路508。定時電路510提 供定時信號到柵極驅動器邏輯電路508。在一些實施例中，零電壓信號506指示柵極驅動器 邏輯，應發(fā)送開關信號204來導通開關晶體管202。通過控制電路222接收反饋電壓512。 反饋電壓512提供Vott220處的輸出電壓的指示。該反饋電壓512被提供到電壓比較電路 514，其將反饋電壓512與電壓參考電路516提供的參考電壓進行比較。電壓參考電路516 是可調節(jié)的或可編程的，以提供參考電壓的范圍。示例性電壓比較電路514可包括放大器電路，其放大由電壓參考電路516提供的參考信號和反饋信號512的差別。將電壓比較電 路514的輸出發(fā)送到柵極驅動器電路508，以使得柵極驅動器邏輯電路可調整開關信號204 的工作周期，并且使輸出電壓保持在或接近穩(wěn)定狀態(tài)電壓或預定電壓范圍內。電流感測信 號236提供指示流過開關晶體管202的電流的電壓，并且由控制電路222接收。該電流感 測信號可用于調整開關晶體管202的導通時間。電流感測電壓236被提供到電流傳感器電 路518，其確定流過開關晶體管202的電流是否太高或超過預定值。如果電流傳感器電路確 定感測到的流過開關晶體管的電流高于預定限值，則提供信號到柵極驅動器邏輯電路508， 其關閉晶體管202以阻止電流流過開關晶體管202?，F參考圖5，提供了示例性實施例中使用的另一示例性控制電路。此處，控制電路 223為另一示例性控制電路223圖示了基本邏輯和元件示意圖?？梢蕴峁㈱TS信號502到 該控制電路223，且通過比較放大器或比較器550接收ZTS信號502，該比較放大器或比較 器550確定該ZTS信號502是否實質上低于或接近零電壓(它低于預定閾值電壓)。零電 壓比較器550的輸出與邏輯電路結合，產生柵極驅動器信號或開關信號204。電壓參考電路 554與另一個比較放大器556共同使用來感測反饋信號512是高于還是低于期望的輸出電 壓。電流感測電壓236被提供到比較器558，后者確定電流感測電壓236是否在特定開關晶 體管的漏極到源極電流限制的可接受范圍內。比較器558提供輸出，該輸出調整開關信號 204的高電平的結束或開關晶體管的總體導通時間(參見圖3A)。圖6圖示了根據本發(fā)明的示例性教導，使用LED光源以為LCD顯示器提供背光，并 包括示例性諧振轉換升壓LED驅動器或功率電路602的IXD顯示器背光電路600的電路圖。 顯示器背光控制系統(tǒng)604提供控制信號到LED控制電路606。由背光控制系統(tǒng)604提供的 信號其中之一為DIM信號608。提供輸入電壓610到示例性臨界導電諧振轉換升壓LED驅 動器602的輸入端。示例性輸入電壓可以在大約10伏特到大約300伏特DC的范圍內。在 LED控制電路606的電壓輸入感測616處通過分壓器電路感測該輸入電壓，該分壓器電路 包括R1和R2電阻612和614。在開關電感器620的輸入端提供輸入電壓平滑電容器618。 開關晶體管621的漏極連接到開關節(jié)點622和開關二極管624的陽極。在該實施例中，控 制電路607，其類似于圖2、圖4和圖5所描述的控制電路，包括在LED控制電路606內。而 且，到LED控制電路606的零轉換感測輸入224沒有直接連接到開關節(jié)點622，而是連接到 接近開關節(jié)點(near switchingnode)628.接近開關節(jié)點628在電容/電阻分壓器之間， 其中一個電容器/電阻器對630、631并聯在接近開關節(jié)點628和開關節(jié)點622之間，且其 中第二電容器/電阻器對632、633并聯在接近開關節(jié)點628和開關晶體管621的源極之間 (或接地而不是連接到開關晶體管621的源極，如圖6中點線所示)。在實施例中，電容器 630的阻抗大于電容器632的阻抗。而且，電容器630與電容器632的阻抗比實質上與電阻 631與電阻633的電阻比相同。該示例性臨界導電諧振轉換升壓LED驅動器602的波形與 在圖3A、圖3B和圖3C中示出的相似之處在于，當開關晶體管621關閉，且流過開關電感器 620的電流衰減為零時，則接近開關節(jié)點電容器630和632或者通過電感器620或經過電阻 634放電，直到在圖3C中的T4和T5之間的時間段內近開關節(jié)點電壓變?yōu)榱?。當接近開關 節(jié)點628電壓變?yōu)榱?或接近地電位)時，其由LED控制電路606的零轉換感測電路感測， 導致提供開關信號636的輸出，以導通開關晶體管621以開始下一個切換周期。提供輸出 電壓650大約120毫安，大約300伏特，以使得其驅動大約70個或更多個串聯連接的發(fā)光二極管652。實施例可以被配置為提供調整的輸出電壓650，范圍從大約20到大約500伏 特DC。連同輸出電壓平滑電容器656提供限流電阻器654。在一些實施例中，調光晶體管 658，其可以是M0SFET器件，使用輸出DIM 660斷續(xù)振蕩，DIM 660是通過采用調光器信號 DIM SIG608設定其輸出振蕩頻率的LED調光器振蕩電路在LED驅動器控制電路606中生成 的信號。在約20到20，000Hz之間的頻率上提供DIM 660以振蕩或導通和關閉調光晶體管 658。值得注意的是，因為輸出電容器656的值可以很小，由于本發(fā)明提供的高開關頻率，該 調光頻率并不使輸出平滑電容器656發(fā)出壓電噪聲，或在任何情況下這種影響實質上是減 弱的或最小化。這樣，本發(fā)明的教導可用于以較低制造成本(這歸因于與現有硬開關升壓 調整器電路相比更小的元件尺寸)提供采用根據本發(fā)明示例性教導的臨界導電時刻和諧 振轉換升壓的示例性升壓LED驅動器，其運行在100kHz和2MHz之間的開關頻率上，而沒有 不利的功率損耗、開關損耗、壓電噪音效應。在其它實施例中，提供調光信號，例如DIM SIG 608，到LED控制電路606，并且在 提供到調光晶體管658的柵極之前緩沖。通過LED電流反饋電路662監(jiān)控流過調光晶體管658的源極的電流，LED電流反 饋電路662感測由流過電阻666的電流引起的電壓664?；诶缧盘?64與參考電壓的 比較結果，電流反饋電路662提供錯誤信號670到控制電路607。響應于該錯誤信號670， 控制電路的柵極驅動器邏輯電路508可以關閉或調整該開關信號636的工作周期。在其它實施例中，BJT晶體管可用作示例性升壓調整器的開關晶體管。受益于本公開內容的本領域技術人員將理解，與現有技術設備相比，該臨界導電 諧振轉換升壓功率電路提供了更低損耗、更高效、更高操作頻率的適于具有更小物理尺寸 的電容和電感元件的升壓調整器電路。示例性升壓調整器電路配置為在升壓調整器電路 的臨界導電期間切換，因此，實質上消除了與現有技術中升壓調整器電路相關聯的CV2功率 損耗。應當理解的是，此處的附圖和詳細說明僅為示例性需要，而不是限制性方式，并且并 不是限制為公開的特定形式和例子。相反，在不脫離下面的權利要求所限定的本發(fā)明的精 神和范圍內，包括了對本領域技術人員來說明顯的任何進一步的修改、改變、調整、替代、替 換、設計選擇和實施例。因此，希望下面的權利要求被解釋為涵蓋了所有這些進一步修改、 改變、調整、替代、替換、設計選擇和實施例。
權利要求
一種升壓調整器電路，包括電感器，具有到電壓輸入的第一電感器連接和到開關節(jié)點的第二電感器連接；開關晶體管，具有連接到開關節(jié)點的漏極(集電極)，直接或通過感測電阻電連接到地的源極(發(fā)射極)，和柵極(基極)；二極管，具有連接到開關節(jié)點的陽極和連接到輸出節(jié)點的陰極；控制電路，具有連接到開關節(jié)點的第一輸入和連接到柵極(基極)的開關信號輸出，該控制電路配置為當該控制電路在第一輸入處感測到開關節(jié)點實質上接近地電位時，在該開關信號輸出處提供開關信號到柵極(基極)。
2.如權利要求1所述的升壓調整器電路，進一步包括連接在開關節(jié)點和地之間的電容 器/電阻分壓器。
3.如權利要求1所述的升壓調整器電路，其中開關頻率在100kHz和10MHz之間。
4.如權利要求1所述的升壓調整器電路，其中該控制電路進一步包括連接到源極(發(fā) 射極)的電流感測輸入，該電流感測輸入連接到電流感測電路，該電流感測電路配置為確 定在電流感測輸入處的電流感測電壓是否在預定可接受范圍內。
5.如權利要求4所述的升壓調整器電路，其中該電流感測電路進一步配置為確定開關 晶體管導通時間信號。
6.如權利要求1所述的升壓調整器電路，適于接收約10伏特和約300伏特DC之間的 電壓輸入。
7.如權利要求1所述的升壓調整器電路，適于提供約20伏特到約500伏特DC之間的 輸出電壓。
8.如權利要求1所述的升壓調整器電路，其中該控制電路進一步配置為當該控制電路 感測到開關節(jié)點實質上接近地電位并且通過電感器的電流實質上接近于零時，提供開關信 號到柵極。
9.如權利要求1所述的升壓調整器電路，其中該控制電路進一步配置為當該電感器在 臨界導電時段中時提供開關信號。
10.如權利要求1所述的升壓調整器電路，其中在臨界導電時段期間，電感器中的電流 可在朝向該電壓輸入的方向上流動。
11.一種升壓調整器電路，包括控制電路，該控制電路包括柵極驅動器邏輯電路，適于提供開關信號到開關晶體管的柵極(基極)，該開關信號包 括導通電平和關閉電平；最小電壓感測電路，包括比較電路，適于感測該升壓調整器電路的開關節(jié)點電壓正趨 近最小電壓，該最小電壓感測電路進一步適于當感測到該開關節(jié)點電壓正趨近最小電壓 時，提供趨近最小值信號到柵極驅動器邏輯電路。
12.如權利要求11所述的升壓調整器電路，其中該控制電路進一步包括反饋連接；連接到該反饋連接的電壓比較電路，該電壓比較電路被配置為將反饋電壓與參考電壓 進行比較，并且提供由該控制邏輯電路用來調整開關信號的工作周期的信號。
13.如權利要求11所述的升壓調整器電路，其中該控制電路進一步包括調光器電路，該調光器電路被配置為輸出具有調光頻率的調光信號到調光晶體管的柵極(基極)，該調 光頻率由該控制電路接收的調光器信號控制。
14.如權利要求13所述的升壓調整器電路，進一步包括電流反饋電路，適于連接到該 調光晶體管的源極(發(fā)射極)，該電流反饋電路被配置為提供誤差信號到該柵極驅動器邏 輯電路。
15.如權利要求11所述的升壓調整器電路，進一步包括電感器，在第一側電連接到電壓輸入連接，而在第二側電連接到開關節(jié)點；開關晶體管，具有連接到開關節(jié)點的漏極(集電極)，連接到柵極驅動器邏輯電路的輸 出的柵極(基極)，和電連接到地的源極(發(fā)射極)。
16.如權利要求15所述的升壓調整器電路，進一步包括第一電容器，在第一側連接到 開關節(jié)點，而在第二側電連接到地。
17.如權利要求16所述的升壓調整器電路，進一步包括第二電容器，連接在第一電容 器的第二側和虛地之間。
18.如權利要求17所述的升壓調整器電路，其中最小電壓感測電路電連接在第一電容 器和第二電容器之間。
19.一種在升壓調整器電路中確定何時將開關晶體管從關閉狀態(tài)切換到導通狀態(tài)的方 法，該方法包括通過控制電路感測該升壓調整器電路中的開關節(jié)點電壓實質上接近地電壓；和當感測到該開關節(jié)點電壓實質上接近地電壓時，通過該控制電路提供開關信號的導通 電平部分到該升壓調整器電路中的開關晶體管的柵極(基極)，該開關信號的導通電平部 分導通該開關晶體管預定量的時間。
20.如權利要求19所述的方法，其中該升壓調整器電路的該開關節(jié)點連接到電感器、 二極管的陽極和所述開關晶體管的漏極(集電極)。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種具有提高的效率的升壓調整器。通過包括感測電路(該感測電路感測該升壓調整器的電感器中的電流何時接近于零或其開關節(jié)點的電壓何時接近于零或虛地)以提供提高的效率。當感測到該接近于零的電流或電壓時，提供開關信號到該升壓調整器的開關晶體管。在該電流或電壓接近于零的時刻(“臨界導電時刻”)切換有助于消除或最小化與在非臨界導電時刻切換晶體管相關聯的功率損耗。
文檔編號H02M3/155GK101860209SQ201010161748
公開日2010年10月13日 申請日期2010年3月5日 優(yōu)先權日2009年3月6日
發(fā)明者M·K·納爾班特 申請人:瑪克西姆綜合產品公司