專利名稱：Dc-dc轉(zhuǎn)換器以及開關(guān)控制電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及變換直流電壓的開關(guān)穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器及其開關(guān)控制電路， 尤其涉及用于減小伴隨同步整流型的DC-DC轉(zhuǎn)換器中的開關(guān)動(dòng)作的尖峰噪聲而有效的技 術(shù)。
背景技術(shù)：
作為變換輸入直流電壓來輸出不同電位的直流電壓的電路，有開關(guān)穩(wěn)壓器方式的 DC-DC轉(zhuǎn)換器。在所述DC-DC轉(zhuǎn)換器中，如圖3所示，存在以下同步整流型的DC-DC轉(zhuǎn)換 器，其具有把從電池等直流電源供給的直流電源電壓Vin施加在電感器(線圈)L1上來流 過電流，使線圈積蓄能量的驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件Ml ；在該驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件被截止的能量釋放期 間，對線圈的電流進(jìn)行整流的整流用開關(guān)元件M2。該同步整流型的DC-DC轉(zhuǎn)換器，通過使驅(qū) 動(dòng)用開關(guān)元件和整流用開關(guān)元件互補(bǔ)地導(dǎo)通、截止，與二極管整流型的DC-DC轉(zhuǎn)換器相比 提高了功率效率。目前，在開關(guān)穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，已知產(chǎn)生與開關(guān)元件的導(dǎo)通、截止動(dòng) 作相伴的尖峰噪聲。該尖峰噪聲成為共模噪聲產(chǎn)生的原因，對周圍電路產(chǎn)生不良影響。另 夕卜，要求構(gòu)成生成開關(guān)元件的導(dǎo)通、截止控制信號的控制電路的晶體管等元件具有必要以 上的耐壓。因此，提出了若干減小尖峰噪聲的技術(shù)(例如專利文獻(xiàn)1)。專利文獻(xiàn)1特開2004-112958號公報(bào)

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明人詳細(xì)研究了在圖3所示的開關(guān)穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中尖峰噪聲產(chǎn) 生的原因。在電壓輸入端子VIN和線圈L的一端子之間連接的驅(qū)動(dòng)用的P溝道晶體管Ml、 和在線圈L的所述一端子和接地點(diǎn)之間連接的整流用N溝道晶體管M2，通過同相的柵極驅(qū) 動(dòng)脈沖GPl、GP2被互補(bǔ)地導(dǎo)通、截止驅(qū)動(dòng)。而且，為了防止Ml和M2同時(shí)成為導(dǎo)通狀態(tài)而流 過貫通電流，如圖4所示，為了具有死區(qū)時(shí)間At，將脈沖GP1、GP2形成為了 下降時(shí)間tfl、 tf2以及上升時(shí)間trl、tr2不重疊。在通過上述脈沖GP1、GP2對晶體管Ml和M2進(jìn)行導(dǎo)通、截止驅(qū)動(dòng)時(shí)，以往認(rèn)為為 了減小晶體管M1、M2的導(dǎo)通電阻引起的損失來提高效率，理想的是使M1、M2在短時(shí)間內(nèi)導(dǎo) 通、截止，如圖5中放大表示的那樣，使柵極驅(qū)動(dòng)脈沖GP1、GP2的上升、下降變得陡峭，并且 使得下降時(shí)間tfl、tf2以及上升時(shí)間trl、tr2不重疊。但是當(dāng)如上述那樣使脈沖陡峭時(shí)容 易產(chǎn)生尖峰噪聲。而且已知有如下問題由于該尖峰噪聲為高頻，因此無法通過線圈L和濾 波電容器C構(gòu)成的濾波電路除去，而作為噪聲而侵入輸入電壓Vin，成為對共用電源電壓的 其他電路產(chǎn)生不良影響的原因。此外，在所述專利文獻(xiàn)1中記載的技術(shù)，設(shè)置尖峰噪聲檢測電路，并與使電流流過 線圈的驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件(驅(qū)動(dòng)器晶體管)并聯(lián)地設(shè)置導(dǎo)通電阻較大的附加晶體管，在檢測 出尖峰噪聲時(shí)通過使附加晶體管導(dǎo)通來減小噪聲，該技術(shù)存在電路規(guī)模變大，導(dǎo)致芯片大小增大的不便。著眼于上述問題而提出了本發(fā)明，其目的在于提供可以在開關(guān)穩(wěn)壓器方式的 DC-DC轉(zhuǎn)換器中使尖峰噪聲減小的技術(shù)。另外，本發(fā)明的目的在于，提供可以使伴隨開關(guān)的尖峰噪聲減小的DC-DC轉(zhuǎn)換器 以及構(gòu)成該DC-DC轉(zhuǎn)換器的開關(guān)控制電路。
為了達(dá)成上述目的，本發(fā)明提供一種開關(guān)控制電路，其具備第一驅(qū)動(dòng)電路，所述第 一驅(qū)動(dòng)電路，生成對使電流流過電壓變換用的電感器的驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件進(jìn)行導(dǎo)通、截止驅(qū) 動(dòng)的驅(qū)動(dòng)信號，其特征在于，具備生成對所述驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件進(jìn)行導(dǎo)通、截止驅(qū)動(dòng)的驅(qū)動(dòng)信 號的第一驅(qū)動(dòng)電路，將所述第一驅(qū)動(dòng)電路構(gòu)成為與使所述驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件從導(dǎo)通狀態(tài)向 截止?fàn)顟B(tài)轉(zhuǎn)移時(shí)的驅(qū)動(dòng)信號的遷移時(shí)間相比，使所述驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件從截止?fàn)顟B(tài)向?qū)?態(tài)轉(zhuǎn)移時(shí)的驅(qū)動(dòng)信號的遷移時(shí)間更長。根據(jù)上述手段，可以抑制驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件被導(dǎo)通時(shí)瞬間流過的電流的峰值，因此 在開關(guān)穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中可以減小伴隨驅(qū)動(dòng)用開關(guān)的尖峰噪聲。另外，所述開關(guān)控制電路還具備第二驅(qū)動(dòng)電路，其生成在所述驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件被 截止的期間對線圈的電流進(jìn)行整流的整流用開關(guān)元件的驅(qū)動(dòng)信號，將所述第二驅(qū)動(dòng)電路構(gòu) 成為與使所述整流用開關(guān)元件從導(dǎo)通狀態(tài)向截止?fàn)顟B(tài)轉(zhuǎn)移時(shí)的驅(qū)動(dòng)信號的遷移時(shí)間相 比，使所述整流用開關(guān)元件從截止?fàn)顟B(tài)向?qū)顟B(tài)轉(zhuǎn)移時(shí)的驅(qū)動(dòng)信號的遷移時(shí)間更長。由 此，在同步整流型的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，也可以抑制整流用開關(guān)元件被導(dǎo)通時(shí)瞬間流過的電 流的峰值，因此可以進(jìn)一步減小伴隨開關(guān)的尖峰噪聲。在此，理想的是所述驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件由P溝道型場效應(yīng)晶體管構(gòu)成，所述整流用 開關(guān)元件由N溝道型場效應(yīng)晶體管構(gòu)成，將所述第一驅(qū)動(dòng)電路構(gòu)成為與從該驅(qū)動(dòng)電路輸 出的驅(qū)動(dòng)信號的從低電平向高電平的遷移時(shí)間相比，從高電平向低電平的遷移時(shí)間更長， 將所述第二驅(qū)動(dòng)電路構(gòu)成為與從該驅(qū)動(dòng)電路輸出的驅(qū)動(dòng)信號的從高電平向低電平的遷 移時(shí)間相比，從低電平向高電平的遷移時(shí)間更長。由此，在驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件由P溝道型場 效應(yīng)晶體管構(gòu)成，所述整流用開關(guān)元件由N溝道型場效應(yīng)晶體管構(gòu)成的開關(guān)穩(wěn)壓器方式的 DC-DC轉(zhuǎn)換器中，可以抑制開關(guān)元件被導(dǎo)通時(shí)瞬間流過的電流的峰值。更為理想的是，所述第一以及第二驅(qū)動(dòng)電路通過CMOS反相器構(gòu)成，作為第一驅(qū)動(dòng) 電路的CMOS反相器形成為P溝道型場效應(yīng)晶體管的電流驅(qū)動(dòng)力比N溝道型場效應(yīng)晶體管 的電流驅(qū)動(dòng)力大，作為第二驅(qū)動(dòng)電路的CMOS反相器形成為N溝道型場效應(yīng)晶體管的電流 驅(qū)動(dòng)力比P溝道型場效應(yīng)晶體管的電流驅(qū)動(dòng)力大。由此，可以不使用復(fù)雜結(jié)構(gòu)的驅(qū)動(dòng)電路，而且可以通過簡單的設(shè)計(jì)變更來容易地 抑制開關(guān)元件被導(dǎo)通時(shí)瞬間流過的電流的峰值。更理想的是，構(gòu)成為從所述第一驅(qū)動(dòng)電路輸出的驅(qū)動(dòng)信號的從高電平向低電平 的遷移時(shí)間以及從所述第二驅(qū)動(dòng)電路輸出的驅(qū)動(dòng)信號的從低電平向高電平的遷移時(shí)間，是 所述驅(qū)動(dòng)信號的周期的5%以下。由此，在應(yīng)用了 PWM控制方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，可以不太減小PWM控制的電壓控 制范圍地抑制開關(guān)元件被導(dǎo)通時(shí)瞬間流過的電流的峰值。遵照本發(fā)明，具有可以在開關(guān)穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中減小尖峰噪聲的效^ ο


圖1是表示應(yīng)用了本發(fā)明的同步整流型DC-DC轉(zhuǎn)換器的一個(gè)實(shí)施方式的電路結(jié)構(gòu) 圖。圖2是表示對實(shí)施方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中的驅(qū)動(dòng)用開關(guān)晶體管Ml和整流用開關(guān) 晶體管M2進(jìn)行導(dǎo)通、截止驅(qū)動(dòng)的柵極驅(qū)動(dòng)信號GPl和GP2的變化的情形的波形圖。圖3是表示一般的同步整流型DC-DC轉(zhuǎn)換器的概要結(jié)構(gòu)的結(jié)構(gòu)框圖。
圖4是表示對現(xiàn)有的DC-DC轉(zhuǎn)換器中的驅(qū)動(dòng)用開關(guān)晶體管Ml和整流用開關(guān)晶體 管M2進(jìn)行導(dǎo)通、截止驅(qū)動(dòng)的柵極驅(qū)動(dòng)信號GPl和GP2的變化的時(shí)刻的時(shí)序圖。圖5是放大表示現(xiàn)有的DC-DC轉(zhuǎn)換器中的柵極驅(qū)動(dòng)信號GPl和GP2的波形圖。符號說明20開關(guān)控制電路；21誤差放大器；22PWM比較器；23輸出控制邏輯電路；FB反饋端 子；Rl、R2分壓電阻；Ll線圈(電感器)；Cl濾波電容器；DRV1、DRV2輸出驅(qū)動(dòng)器；Ml驅(qū)動(dòng) 用開關(guān)晶體管(驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件)；M2同步整流用開關(guān)晶體管(整流用開關(guān)元件)
具體實(shí)施例方式以下，根據(jù)附圖對本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式進(jìn)行說明。圖1表示應(yīng)用了本發(fā)明的開關(guān)穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器的一個(gè)實(shí)施方式。該實(shí)施方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器具備作為電感器的線圈Ll ；連接在被施加直流輸入 電壓Vin的電壓輸入端子IN和上述線圈Ll的一端子之間，向線圈Ll流入驅(qū)動(dòng)電流的由P 溝道MOSFET (絕緣柵型場效應(yīng)晶體管)構(gòu)成的驅(qū)動(dòng)用開關(guān)晶體管Ml ；連接在線圈Ll的所 述一端子和接地點(diǎn)之間的、由N溝道MOSFET構(gòu)成的整流用開關(guān)晶體管M2。另外，DC-DC轉(zhuǎn)換器具備對上述開關(guān)晶體管Ml、M2進(jìn)行導(dǎo)通、截止驅(qū)動(dòng)的開關(guān)控 制電路20 ；以及連接在上述線圈Ll的另一端子(輸出端子OUT)和接地點(diǎn)之間的濾波電容 器Cl。雖未特別限定，但在本實(shí)施方式中，在構(gòu)成DC-DC轉(zhuǎn)換器的元件中，開關(guān)控制電路 20形成在半導(dǎo)體芯片上，構(gòu)成半導(dǎo)體集成電路(電源控制用IC)，線圈Li、電容器Cl以及作 為開關(guān)元件的晶體管M1、M2作為外部元件與在該IC上設(shè)置的外部端子連接。在該實(shí)施方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，通過開關(guān)控制電路20生成使晶體管Ml和M2互 補(bǔ)地導(dǎo)通、截止的驅(qū)動(dòng)脈沖GP1、GP2，在穩(wěn)定狀態(tài)下，當(dāng)將驅(qū)動(dòng)用晶體管Ml導(dǎo)通時(shí)，在線圈 Ll上施加直流輸入電壓Vin，向輸出端子OUT流過電流，對濾波電容器Cl充電。另外，當(dāng)將驅(qū)動(dòng)用晶體管Ml截止時(shí)，交替地將整流用晶體管M2導(dǎo)通，通過該導(dǎo)通 的整流用晶體管M2在線圈Ll中流過電流。并且，例如通過根據(jù)輸出電壓控制使開關(guān)周期 一定地輸入Ml、M2的控制端子(柵極端子)的驅(qū)動(dòng)脈沖GP1、GP2的脈沖寬度，產(chǎn)生將直流 輸入電壓Vin降壓而得的直流輸出電壓Vout。開關(guān)控制電路20具有串聯(lián)連接在反饋來自輸出端子OUT的電壓的端子FB和接 地點(diǎn)之間，通過電壓比來對輸出電壓Vout進(jìn)行分壓的電阻Rl、R2 ；比較通過該電阻分壓而 得的電壓VFB和參考電壓Vrefl，輸出與電位差對應(yīng)的電壓的誤差放大器21 ；將該誤差放大器21的輸出輸入到一個(gè)輸入端子的PWM比較器22。而且，開關(guān)控制電路20具有輸出控制邏輯電路23，其根據(jù)上述PWM比較器22的輸出脈沖，生成用于使開關(guān)晶體管Ml、M2相互的導(dǎo)通期間不重疊地導(dǎo)通、截止的控制脈沖 Cl和C2 ；以及接收控制脈沖Cl和C2，生成開關(guān)晶體管Ml、M2的柵極驅(qū)動(dòng)信號GPl、GP2并 進(jìn)行輸出的、由CMOS反相器構(gòu)成的輸出驅(qū)動(dòng)器DRV1、DRV2。在上述PWM比較器22的另一輸入端子上輸入來自波形生成電路24的波形信號， 該波形生成電路24內(nèi)置了振蕩器并生成預(yù)定頻率的三角波或鋸齒波那樣的波形信號，根 據(jù)反饋電壓VFB進(jìn)行當(dāng)輸出電壓高時(shí)減小輸出驅(qū)動(dòng)脈沖的脈沖寬度，而當(dāng)反饋電壓VFB低 時(shí)擴(kuò)大脈沖寬度的控制。在該實(shí)施方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，如圖2所示，輸出驅(qū)動(dòng)器DRV1、DRV2分別生成具 有希望的上升時(shí)間和下降時(shí)間(遷移時(shí)間)的柵極驅(qū)動(dòng)信號GP1、GP2。具體而言，當(dāng)設(shè)柵 極驅(qū)動(dòng)信號GPl的下降時(shí)間為tfl、上升時(shí)間為trl、柵極驅(qū)動(dòng)信號GP2的下降時(shí)間為tf2、 上升時(shí)間為tr2時(shí)，將柵極驅(qū)動(dòng)信號GPl設(shè)計(jì)為tfl > trl、即下降時(shí)間比上升時(shí)間長，將柵 極驅(qū)動(dòng)信號GP2設(shè)計(jì)為tf2 < tr2、即上升時(shí)間比下降時(shí)間長。在此，在tfl和trl的關(guān)系 中，優(yōu)選tfl是trl的1. 5 2倍，在tr2和tf2的關(guān)系中，優(yōu)選tr2是tf2的1. 5 2倍。trl 和 tr2、tfl 和 tf2 的關(guān)系，可以是 trl ^ tr2、tfl ^ tf2。另外，當(dāng) tfl 和 tr2 過大時(shí)，導(dǎo)通電阻成分引起的功率損耗增多，因此tfl和tr2理想的是當(dāng)換算成IMHz時(shí)，在 開關(guān)周期(驅(qū)動(dòng)脈沖的周期)的5%以下的范圍內(nèi)適當(dāng)設(shè)定，更理想的是在2%以下的范圍 內(nèi)適當(dāng)設(shè)定。通過按上述那樣設(shè)定作為柵極驅(qū)動(dòng)信號GP1、GP2的遷移時(shí)間的下降時(shí)間、上升時(shí) 間，在本實(shí)施方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中具有可以減小將開關(guān)晶體管Ml、M2分別導(dǎo)通時(shí)瞬間流 過的電流的峰值，由此可以減小尖峰噪聲的優(yōu)點(diǎn)。另外，通過將tfl和tr2設(shè)定在開關(guān)周期 的5 %以下，可以不太減小PWM控制的電壓控制范圍地抑制將Ml、M2導(dǎo)通時(shí)瞬間流過的電 流的峰值。接著，說明用于在上述輸出驅(qū)動(dòng)器DRV1、DRV2中生成的柵極驅(qū)動(dòng)信號GP1、GP2的 下降時(shí)間和上升時(shí)間中加入差異的具體方法。在本實(shí)施方式中，輸出驅(qū)動(dòng)器DRVl、DRV2由在電源電壓端子VDD和接地點(diǎn)GND之 間串聯(lián)連接P溝道MOSFET和N溝道晶體管所形成的CMOS反相器構(gòu)成。一般，在比較通過 當(dāng)前的CMOS制造工藝形成的P溝道MOSFET和N溝道晶體管時(shí)，已知在相同大小的情況下， N溝道晶體管的電流驅(qū)動(dòng)力約為P溝道MOSFET的3倍大。因此，在構(gòu)成邏輯電路等的通常的CMOS反相器中，為使P溝道MOSFET的電流驅(qū)動(dòng) 力和N溝道晶體管的電流驅(qū)動(dòng)器力相同，將P溝道MOSFET的大小設(shè)定為N溝道晶體管的 大小的約3倍。圖5所示的柵極驅(qū)動(dòng)信號GP1、GP2的波形，可設(shè)想成將構(gòu)成輸出驅(qū)動(dòng)器 DRVU DRV2的P溝道MOSFET和N溝道晶體管的大小比設(shè)計(jì)為3 1時(shí)的波形。與之相對，在本實(shí)施方式中，把構(gòu)成輸出驅(qū)動(dòng)器DRVl的P溝道MOSFET和N溝道晶 體管的大小比設(shè)定為比3 1大的例如5 1。由此，N溝道MOSFET的電流驅(qū)動(dòng)力變得比 P溝道晶體管的電流驅(qū)動(dòng)力小。在圖1的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，由于驅(qū)動(dòng)用開關(guān)晶體管Ml由P溝道MOSFET構(gòu)成，所以 在從輸出驅(qū)動(dòng)器DRVl輸出的柵極驅(qū)動(dòng)信號GPl的低電平期間Ml被導(dǎo)通，因此當(dāng)構(gòu)成DRVl的N溝道MOSFET的電流驅(qū)動(dòng)力小時(shí)，則這樣地動(dòng)作亦即，與N溝道晶體管被導(dǎo)通后GPl從 高電平向低電平變化的時(shí)間trl相比，構(gòu)成DRVl的P溝道晶體管被導(dǎo)通后GPl從低電平向 高電平變化的時(shí)間tfl變長。由此，減小了驅(qū)動(dòng)用開關(guān)驅(qū)動(dòng)器Ml從截止切換到導(dǎo)通時(shí)瞬間 流過的電流的峰值。另一方面，把構(gòu)成輸出驅(qū)動(dòng)器DRV2的P溝道MOSFET和N溝道晶體管的大小比設(shè) 定為比現(xiàn)有的3 1小的例如3 4。由此，輸出驅(qū)動(dòng)器DRV2中P溝道MOSFET的電流驅(qū)動(dòng) 力變得比N溝道晶體管的電流驅(qū)動(dòng)力小。 圖1的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，整流用開關(guān)晶體管M2由N溝道MOSFET構(gòu)成，因此，在從 輸出驅(qū)動(dòng)器DRV2輸出的柵極驅(qū)動(dòng)信號GP2的高電平期間M2被導(dǎo)通，因此當(dāng)構(gòu)成DRV2的P 溝道MOSFET的電流驅(qū)動(dòng)力小時(shí)，則這樣地動(dòng)作亦即，與DRV2的N溝道晶體管被導(dǎo)通后GP2 從高電平向低電平變化的時(shí)間tf2相比，DRV2的P溝道晶體管被導(dǎo)通后GP2從低電平向高 電平變化的時(shí)間tr2更長。由此，減小了整流用開關(guān)晶體管M2從截止切換到導(dǎo)通時(shí)瞬間流 過的電流的峰值。而且，當(dāng)比較驅(qū)動(dòng)用開關(guān)晶體管Ml和整流用開關(guān)晶體管M2時(shí)，驅(qū)動(dòng)用開關(guān)晶體管 Ml在為P溝道M0SFET、且相同大小的情況下，電流驅(qū)動(dòng)力比由N溝道MOSFET構(gòu)成的整流用 開關(guān)晶體管M2小，因此將Ml設(shè)定為比M2大的大小(約3倍)。因此，考慮驅(qū)動(dòng)用開關(guān)晶體 管Ml和整流用開關(guān)晶體管M2的大小比來設(shè)計(jì)構(gòu)成輸出驅(qū)動(dòng)器DRVl的晶體管和構(gòu)成輸出 驅(qū)動(dòng)器DRV2的晶體管的大小。這是由于從輸出驅(qū)動(dòng)器DRV1、DRV2來看，驅(qū)動(dòng)用開關(guān)晶體管 Ml和整流用開關(guān)晶體管M2作為電容性負(fù)載來工作的原因。在本實(shí)施方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，通過上述那樣設(shè)計(jì)構(gòu)成輸出驅(qū)動(dòng)器DRVl的各晶 體管和構(gòu)成輸出驅(qū)動(dòng)器DRV2的各晶體管的大小，具有可以抑制在驅(qū)動(dòng)用開關(guān)晶體管Ml和 整流用開關(guān)晶體管M2分別從截止切換為導(dǎo)通時(shí)瞬間流過的電流的峰值，來減小尖峰噪聲 的優(yōu)點(diǎn)。本發(fā)明從其工作原理可知，即使應(yīng)用于代替圖1中的整流用晶體管M2而使用二極 管的二極管整流用的DC-DC轉(zhuǎn)換器，也能得到一定程度的效果，但由于在驅(qū)動(dòng)用開關(guān)晶體 管Ml導(dǎo)通時(shí)和整流用開關(guān)晶體管M2導(dǎo)通時(shí)這兩種情況下都產(chǎn)生尖峰噪聲，因此在應(yīng)用于 同步整流方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器時(shí)效果更明顯。以上，根據(jù)實(shí)施方式具體說明了本發(fā)明人做出的發(fā)明，但本發(fā)明不限定于上述實(shí) 施方式。例如，為了不在開關(guān)元件M1、M2中流過貫通電流，最好使柵極驅(qū)動(dòng)信號GPl和GP2 的變化期間(tfl和tf2以及trl和tr2)不重疊地生成GPl和GP2，因此優(yōu)選這樣地構(gòu)成電 路亦即，將輸出驅(qū)動(dòng)器DRVl和DRV2的輸出(或輸入)反饋到輸出控制邏輯電路23，在確 認(rèn)GP2下降后開始GPl的下降，在確認(rèn)GPl上升后開始GP2的上升。而且，當(dāng)開關(guān)元件Ml、M2同時(shí)截止的時(shí)間長時(shí)，在M2中寄生的體二極管中流過電 流，損失增加，因此最好盡量縮短同時(shí)成為截止?fàn)顟B(tài)的時(shí)間，為此，理想的如下這樣構(gòu)成電 路亦即，在GP2下降后立即開始GPl的下降，并且在GPl上升后立即開始GP2的上升。另外，在上述實(shí)施方式中，作為開關(guān)元件Ml、M2而使用了與電源控制用IC分 離地形成的外部元件，但也可以使用與電源控制用IC形成在同一半導(dǎo)體芯片上的片上 (on-chip)元件來構(gòu)成電源驅(qū)動(dòng)用IC。而且，在所述實(shí)施方式中表示了在芯片上形成了對 施加在反饋端子FB上的輸出電壓進(jìn)行分壓的電阻R1、R2的情況，但分壓電阻R1、R2也可以作為外部元件，將在外部分壓而得的電壓施加在反饋端子上。另外，在所述實(shí)施方式中表示了在芯片上內(nèi)置了生成輸入PWM比較器22的波形信 號(三角波)的電路的開關(guān)控制電路，但也可以從芯片外部提供波形信號或作為其信號源 的振蕩信號。而且，也可以應(yīng)用于除PWM比較器以外還具備PFM比較器，在輕負(fù)載時(shí)通過 PFM控制來進(jìn)行電壓變換動(dòng)作的DC-DC轉(zhuǎn)換器的開關(guān)控制電路。 在以上的說明中說明了將本發(fā)明應(yīng)用于降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的例子，但本發(fā)明不 僅限定于此，也可以應(yīng)用于升壓型或者產(chǎn)生負(fù)電壓的反轉(zhuǎn)型DC-DC轉(zhuǎn)換器等。
權(quán)利要求
一種開關(guān)控制電路，具備第一驅(qū)動(dòng)電路，所述第一驅(qū)動(dòng)電路生成對使電流流過電壓變換用的電感器的驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件進(jìn)行導(dǎo)通、截止驅(qū)動(dòng)的驅(qū)動(dòng)信號，所述開關(guān)控制電路的特征在于，所述第一驅(qū)動(dòng)電路以如下方式生成驅(qū)動(dòng)信號與使所述驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件從導(dǎo)通狀態(tài)向截止?fàn)顟B(tài)轉(zhuǎn)移時(shí)的驅(qū)動(dòng)信號的遷移時(shí)間相比，使所述驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件從截止?fàn)顟B(tài)向?qū)顟B(tài)轉(zhuǎn)移時(shí)的驅(qū)動(dòng)信號的遷移時(shí)間更長。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)控制電路，其特征在于，所述開關(guān)控制電路還具備第二驅(qū)動(dòng)電路，其生成在所述驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件被截止的期間 對線圈的電流進(jìn)行整流的整流用開關(guān)元件的驅(qū)動(dòng)信號，所述第二驅(qū)動(dòng)電路以如下方式生成驅(qū)動(dòng)信號與使所述整流用開關(guān)元件從導(dǎo)通狀態(tài)向 截止?fàn)顟B(tài)轉(zhuǎn)移時(shí)的驅(qū)動(dòng)信號的遷移時(shí)間相比，使所述整流用開關(guān)元件從截止?fàn)顟B(tài)向?qū)?態(tài)轉(zhuǎn)移時(shí)的驅(qū)動(dòng)信號的遷移時(shí)間更長。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的開關(guān)控制電路，其特征在于，所述驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件由P溝道型場效應(yīng)晶體管構(gòu)成，所述整流用開關(guān)元件由N溝道型 場效應(yīng)晶體管構(gòu)成，將所述第一驅(qū)動(dòng)電路構(gòu)成為與從該驅(qū)動(dòng)電路輸出的驅(qū)動(dòng)信號的從低電平向高電平的 遷移時(shí)間相比，從高電平向低電平的遷移時(shí)間更長，將所述第二驅(qū)動(dòng)電路構(gòu)成為與從該驅(qū)動(dòng)電路輸出的驅(qū)動(dòng)信號的從高電平向低電平的 遷移時(shí)間相比，從低電平向高電平的遷移時(shí)間更長。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的開關(guān)控制電路，其特征在于， 所述第一以及第二驅(qū)動(dòng)電路通過CMOS反相器構(gòu)成，將作為第一驅(qū)動(dòng)電路的CMOS反相器形成為P溝道型場效應(yīng)晶體管的電流驅(qū)動(dòng)力比N 溝道型場效應(yīng)晶體管的電流驅(qū)動(dòng)力大，將作為第二驅(qū)動(dòng)電路的CMOS反相器形成為N溝道型場效應(yīng)晶體管的電流驅(qū)動(dòng)力比P 溝道型場效應(yīng)晶體管的電流驅(qū)動(dòng)力大。
5.根據(jù)權(quán)利要求3或4所述的開關(guān)控制電路，其特征在于，所述第一驅(qū)動(dòng)電路中的驅(qū)動(dòng)信號的從高電平向低電平的遷移時(shí)間以及從所述第二驅(qū) 動(dòng)電路輸出的驅(qū)動(dòng)信號的從低電平向高電平的遷移時(shí)間，是所述驅(qū)動(dòng)信號的周期的5 %以 下。
6.一種DC-DC轉(zhuǎn)換器，其特征在于， 具備電壓變換用的電感器；使電流流過該電感器的驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件；在該驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件被截止的期間對線圈的電流進(jìn)行整流的整流用開關(guān)元件； 與輸出端子連接的濾波電容器；以及生成所述驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件和所述整流用開關(guān)元件的驅(qū)動(dòng)信號的、權(quán)利要求2 5中任 一項(xiàng)所述的開關(guān)控制電路。
全文摘要
本發(fā)明提供可以在開關(guān)穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中使尖峰噪聲減小的技術(shù)。在具有使電流流過電感器的驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件(M1)、整流元件(M2)、與輸出端子連接的濾波電容器的開關(guān)穩(wěn)壓器方式的DC-DC轉(zhuǎn)換器中，至少生成對驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件(M1)進(jìn)行導(dǎo)通、截止驅(qū)動(dòng)的驅(qū)動(dòng)信號的驅(qū)動(dòng)電路(DRV1)，如下這樣地生成驅(qū)動(dòng)信號亦即，與使驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件從導(dǎo)通狀態(tài)向截止?fàn)顟B(tài)轉(zhuǎn)移時(shí)的驅(qū)動(dòng)信號的遷移時(shí)間(tr1)相比，使驅(qū)動(dòng)用開關(guān)元件從截止?fàn)顟B(tài)向?qū)顟B(tài)轉(zhuǎn)移時(shí)的驅(qū)動(dòng)信號的遷移時(shí)間(tf1)更長。
文檔編號H02M3/155GK101860208SQ20101010474
公開日2010年10月13日 申請日期2010年1月28日 優(yōu)先權(quán)日2009年1月30日
發(fā)明者佐藤朗, 川越治 申請人:三美電機(jī)株式會社