專利名稱：一種有源箝位正-反激變換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及變換器，特別是涉及一種寬范圍無輸出電感有源箝位正-反激變換器。
背景技術(shù)：
屬于軟開關(guān)技術(shù)的LLC諧振、有源箝位反激、有源箝位正激及其改進(jìn)方案已經(jīng)在電源中廣泛運用。美國專利US7301785B2公開了一種開關(guān)電源電路，是對美國專利US6262897B1、 US6356465B2的進(jìn)一步改進(jìn)，通過控制變壓器的原副邊線圈的耦合比例及原副邊諧振頻率的對應(yīng)比例改變控制方法，既解決了 US6262897B1專利中出現(xiàn)的原邊開關(guān)管電壓應(yīng)力隨負(fù)載漂移到很高的問題，也從某種程度上改進(jìn)了 US6356465B2中出現(xiàn)的在某個負(fù)載點的異常工作狀況。但是，該開關(guān)電源電路原邊的開關(guān)管的電壓應(yīng)力仍然與US6262897B1中的線路一樣，會隨著負(fù)載的狀況而變化，且在滿載時會偏移到很高，未從根本上克服典型諧振技術(shù)的缺點，因此，其可的功率范圍、輸入及輸出電壓變化范圍受到限制。此外，由于諧振點的控制對于負(fù)載的變化相當(dāng)敏感，其采用的PWM-PFM控制方法在輸入電壓波動范圍很寬、輸出電壓較寬且輸出電壓較高、半導(dǎo)體器件無法承受高壓的場合，如無輸入電解電容的AC-DC單級高功率因素充電器中也受到限制。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是彌補(bǔ)上述現(xiàn)有技術(shù)的不足，提出一種有源箝位正-反激變換器。 本發(fā)明的技術(shù)問題采用以下技術(shù)方案予以解決 這種有源箝位正-反激變換器，包括級聯(lián)連接的輸入電路、逆變開關(guān)管、驅(qū)動電路、隔離變壓器、次級整流電路和次級輸出濾波電容，以及連接在次級輸出濾波電容與驅(qū)動電路之間的電壓控制電路。
這種有源箝位正-反激變換器的特點是 設(shè)有原邊箝位諧振電路，所述原邊箝位諧振電路包括由箝位開關(guān)管與原邊箝位電容組成的串聯(lián)支路，所述串聯(lián)支路與隔離變壓器原邊的原級繞組并聯(lián)，或者串聯(lián)在隔離變壓器原邊的原級繞組的開始端與直流電源的負(fù)端之間。原邊箝位電容在原邊的逆變開關(guān)管關(guān)斷的時候與漏感產(chǎn)生諧振，使原邊的箝位開關(guān)管和逆變開關(guān)管獲得零電壓切換(Zero Voltage Switch,簡稱ZVS)，通過諧振將漏感的能量傳遞到次級，避免漏感的能量損耗及瞬間造成逆變開關(guān)管的電壓尖峰。通過控制箝位開關(guān)管可以控制諧振電流反向回路的通斷。 所述逆變開關(guān)管是工作在ZVS狀態(tài)的逆變開關(guān)管，其一端與所述隔離變壓器原邊的原級繞組的開始端連接，另一端與直流電源的負(fù)端連接。通過控制逆變開關(guān)管的門極電壓，將直流電壓轉(zhuǎn)換成脈沖電壓加在隔離變壓器的原級繞組。 所述次級整流電路是正-反激工作整流回路和反激工作整流回路中的一種，包括五個二極管，第一二極管、第二二極管的陰極與輸出濾波電容的一端連接，第三二極管、第四二極管、第五二極管的陽極與輸出濾波電容的另一端連接，第四二極管的陰極與第二二極管的陽極連接，或者第四二極管的陰極與第二二極管的陽極之間串聯(lián)連接一由隔離變壓器次級繞組的開始端向外延伸的附加繞組，第五二極管的陰極與隔離變壓器次級繞組的末尾端及次級隔直分壓電容的一端連接；第三二極管的陰極與第一二極管的陽極及次級隔直分壓電容的另一端連接。 本發(fā)明的技術(shù)問題采用以下進(jìn)一步的技術(shù)方案予以解決 所述隔離變壓器是磁芯開有氣隙的隔離變壓器，和原邊串聯(lián)有電感的隔離變壓器的一種。磁芯氣隙的大小由正、反激的比例和系統(tǒng)輸入輸出參數(shù)共同決定，原、副邊耦合系數(shù)無需另外做特定的設(shè)置。 所述隔離變壓器的次級繞組是獨立的次級繞組，和其開始端有向外延伸的附加繞組的次級繞組的一種。 所述隔離變壓器是單一反激工作模式下的變壓器，和正-反激工作模式下的變壓器中的一種。 所述隔離變壓器是有正激線圈與反激線圈完全復(fù)用的單個副邊繞組的變壓器，
和有正激線圈與反激線圈不完全復(fù)用的多個副邊繞組的變壓器中的一種所述次級隔直分壓電容是直流(Direct capacitance ，簡稱DC)電容，即具有正
負(fù)極性電容，其正向輸入端與所述隔離變壓器次級繞組的末尾端連接，負(fù)向輸入端與第三二極管的陰極及第一二極管的陽極連接。次級隔直分壓電容在正激工作回路時與輸出端構(gòu)成分壓，用于隔直分壓儲能，并在反激回路工作時釋放能量，以代替?zhèn)鹘y(tǒng)的儲能電感。與漏感形成的固有諧振頻率相比系統(tǒng)開關(guān)頻率或者原邊的諧振頻率低很多，次級隔直分壓電容的電壓及電流變化近似線性變化。所述輸入電路與DC輸入電源，和AC輸入電源中的一種連接。 所述與AC輸入電源連接的輸入電路是整流電路。 所述整流電路是全波整流電路，和半波整流電路中的一種。 所述與DC輸入電源連接的輸入電路是容量至少是零的輸入濾波電容。 所述開關(guān)管驅(qū)動電路將PWM的IC產(chǎn)生的驅(qū)動信號直接或者進(jìn)行處理后驅(qū)動
逆變開關(guān)管及原邊箝位諧振電路中的箝位開關(guān)管，這兩個信號互補(bǔ)，且有一定的死區(qū)時間。 所述電壓控制電路根據(jù)檢測處理電路的反饋信號進(jìn)行比較運算后發(fā)出頻率恒定、on/off占空比可變的PWM信號。 所述檢測處理電路是直流輸出電壓檢測處理電路、原邊電流檢測處理電路、輸
出電流檢測處理電路中的一種。 本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)對比的有益效果是 本發(fā)明的正-反激有源箝位變換器利用其可以進(jìn)入兩個不同的工作模式單一反激工作模式及正-反激工作模式，能夠?qū)崿F(xiàn)較大的輸入、輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍，即在較寬范圍輸入輸出電壓的情況下工作；原邊的箝位電容與漏感諧振，使原邊的箝位開關(guān)管和逆變開關(guān)管獲得ZVS，并提高隔離變壓器磁芯的利用率；采用原邊開關(guān)管的ZVS、隔離變壓器副邊正、反激繞組的復(fù)用及次級隔直分壓電容的分壓儲能，可以降低原邊開關(guān)管及次級整流二極管的反向穩(wěn)態(tài)電壓、反向恢復(fù)諧振電壓尖峰以及原邊開關(guān)管的電壓應(yīng) 力、開關(guān)損耗，提高效率；在輸入電壓寬、輸出工作電壓寬的場合，特別是輸出電壓較 高時，這種降低原邊開關(guān)管的電壓應(yīng)力、開關(guān)損耗，提高效率的效果更加明顯。本發(fā)明 尤其適合在輸入電壓波動范圍很寬、輸出電壓較寬且輸出電壓較高、半導(dǎo)體器件無法承 受高壓的場合，如無輸入電解電容的AC-DC單級高功率因素開關(guān)電源、較高電壓的電池 充電器中廣泛運用。


圖1是本發(fā)明具體實施方式
一的電路圖； 圖2是圖1電路的變壓器等效結(jié)構(gòu)一示意圖； 圖3是圖1電路的變壓器等效結(jié)構(gòu)二示意圖； 圖4是圖1電路的變壓器等效結(jié)構(gòu)三示意圖； 圖5是圖1電路的變壓器等效結(jié)構(gòu)四示意圖； 圖6是圖1電路在正-反激工作模式下的主要器件的波形圖； 圖7是本發(fā)明具體實施方式
二的電路圖； 圖8是本發(fā)明具體實施方式
三的電路圖； 圖9是本發(fā)明具體實施方式
四的電路圖； 圖10是本發(fā)明具體實施方式
五的電路圖。
具體實施例方式
下面將結(jié)合具體實施方式
并對照附圖對本發(fā)明作進(jìn)一步說明。
具體實施方式
一 —種如圖1 6所示的有源箝位正-反激變換器，包括輸入電路110、開關(guān)管驅(qū) 動電路180、逆變開關(guān)管130、隔離變壓器140、原邊箝位諧振電路120、次級整流電路 150、次級隔直分壓電容160、輸出濾波電容170、電壓控制電路190。
輸入電路IIO用來對交變的電壓進(jìn)行整流。因為其不接大容量的輸入濾波電 容，能夠較好的跟隨輸入電壓，以保證輸入電源的功率因數(shù)(Power Factor,簡稱PF)和總 諧波含量(Total Harmonics Distortion,簡稱THD) 逆變線路則由逆變開關(guān)管Q1和隔離變壓器140共同構(gòu)成，原邊箝位諧振電路 120由箝位電容C2、箝位開關(guān)管Q2及變壓器原邊線圈共同構(gòu)成。在工作周期內(nèi)，加在逆 變開關(guān)管Q1、箝位開關(guān)管Q2上的驅(qū)動電壓是一對互補(bǔ)的PWM電壓，兩個PWM驅(qū)動電 壓之間有一定的死區(qū)延遲時間。隔離變壓器140是磁芯開有氣隙并有一定漏感的正反激 EE型鐵氧體變壓器，其漏感通過自然的繞制工藝得到，次級側(cè)的電容C1、 二極管D2、 D3及變壓器線圈構(gòu)成正-反激工作模式下的反激工作回路l ;次級側(cè)的二極管D5、 D2及 變壓器線圈構(gòu)成單一反激工作模式下的反激工作回路2。該電路變壓器傳遞能量的方式從 單個周期來看，可分為單一反激工作模式和正-反激工作模式；從較長周期內(nèi)來看，除了 以上的兩種分別的工作模式外，還可能出現(xiàn)上述兩種工作模式的組合；以上工作模式取 決于輸入電壓、輸出電壓以及變壓器的參數(shù)。 隔離變壓器140應(yīng)用在正反激型電路，其磁芯開有氣隙，可以使其類似電感存儲能量；根據(jù)安全規(guī)范需求，在每個繞組的邊緣和骨架之間加入了絕緣膠帶，原副邊分 別繞制，無需考慮漏感。當(dāng)隔離變壓器140繞制完成，其主勵磁電感Lm及漏感Lr確 定。原邊的漏感與諧振電容C2的諧振頻率相對開關(guān)頻率滿足以下關(guān)系式7t ^/LrCd纖p > >T0ff (Toff ^ [l-D]Ts， Cclamp = C2); 根據(jù)以上提到的正-反激工作模式下的工作回路，從變壓器的等效結(jié)構(gòu)示意圖
2 5可知，以下的近似關(guān)系式成立 nV2 = VI ; Vin = VLr+Vl ; 12 = nil ; I = Il+Im ; V2 = VCl+Vo ; VC1 > 0。 由以上關(guān)系式可知，即當(dāng)Vin = VLr+n(VCl+Vo)、 VC1 > 0成立時，該變換器 進(jìn)入正-反激狀態(tài)下。當(dāng)輸入電壓不滿足以上條件時，即VC1 > 0不成立時該變換器進(jìn) 入單一反激狀態(tài)，即次級隔直分壓電容將無法有正向的電流流通，所以無法形成正激通 路。 當(dāng)輸入電壓在一定周期內(nèi)會有較大變化，VC1 > 0成立與VC1 > 0不成立交替 出現(xiàn)，該變換器對應(yīng)進(jìn)入正-反激工作模式及單一反激工作模式交替組合工作模式。
本具體實施方式
一在單一反激工作模式下的一個周期內(nèi)可分為7個工作階段；
在單一反激工作模式下，Vin = VLr+n(VCl+Vo)、 VC1 > 0不成立時，即Vin = VLr+nVo，變換器線路中的正激回路的電容Cl、 二極管D1、 D4可視為不存在。
T0-T1工作階段在T0時刻，逆變開關(guān)管Ql開通，箝位開關(guān)管Q2在此之前已 經(jīng)關(guān)斷，反激回路的二極管D2、 D5被反向偏置而截止，勵磁電感Lm及諧振電感Lr開 始線性充電，因為Vin = VLr+n(VCl+Vo)不成立，所以正激回路的二極管Dl、 D4法被 正向偏置而導(dǎo)通，此時原邊的電流被全部用來勵磁和儲能，原邊的電流ILr二ILm;與普 通的反激變換器電感充電階段一致。 Tl-T2工作階段在T1時刻，逆變開關(guān)管Ql關(guān)斷，寄生電容被原勵磁電流充 電，其充電過程也是諧振，只是因為寄生電容較小，充電時間很短，可以視為線性的。
T2-T3工作階段在T2時亥lj，寄生電容電壓被充電至足夠高，約為VC2+Vin， 箝位開關(guān)管Q2反向并聯(lián)二極管被正偏而導(dǎo)通。箝位電容C2將諧振電感Lr和勵磁電感 Lm的電壓箝制在VC2，因為箝位電容C2比逆變開關(guān)管Q1的寄生電容大的多，絕大部分 諧振電流進(jìn)入箝位電容C2，箝位電容C2與諧振電感Lr開始諧振。 T3-T4工作階段在T3時刻，Vpri下降到足夠低，以致此時副邊對應(yīng)的耦合電 壓足夠使二極管D2、 D5正偏導(dǎo)通，此時原邊V1的電壓約為nVo。同時箝位開關(guān)管Q2 的驅(qū)動電壓將會變?yōu)楦唠娖蕉鳴2導(dǎo)通。為了箝位開關(guān)管Q2能夠獲得ZVS，其務(wù)必在箝 位電容C2與諧振電感Lr的諧振電流沒有反向之前完成開通。在T4時刻前，如果次級電 流已經(jīng)轉(zhuǎn)變到零，即為DCM模式，原邊線圈的Lm將會參加諧振，即諧振電感Lr和勵磁 電感Lm與箝位電容C2形成新的諧振。 T4-T5工作階段在T4時刻，輔助諧振的箝位開關(guān)管Q2關(guān)斷，迫使箝位電容C2脫離原諧振回路，同時諧振電感Lr與逆變開關(guān)管Ql的寄生電容形成新的諧振；以釋 放寄生電容的電荷，為逆變開關(guān)管Q1的ZVS做準(zhǔn)備。 T5-T6工作階段在T5時刻，假設(shè)諧振電感Lr中有足夠大的能量，將逆變開關(guān) 管Q1的寄生電容的電荷完全釋放，同時通過逆變開關(guān)管Q1的反并二極管進(jìn)行續(xù)流，此 時，逆變開關(guān)管Q1獲得ZVS開通條件。 T6-T7工作階段在T6時刻，逆變開關(guān)管Ql的驅(qū)動電壓將會變?yōu)楦唠娖蕉鴮?dǎo) 通。為了逆變開關(guān)管Q1能夠獲得ZVS，其務(wù)必在原邊電流沒有反向之前完成開通。此 前原邊電流通過逆變開關(guān)管Q1的反并二極管進(jìn)行續(xù)流，在逆變開關(guān)管Q1導(dǎo)通后，原邊 電流通過逆變開關(guān)管Ql續(xù)流，同時變壓器原邊的極性被反向。在T7時刻，次級的電流 降為零，即此時原邊的電流等于勵磁電流，二極管D2、 D5電壓反偏截止；原邊的電感 將被線性充電，新的周期開始。 在正-反激工作模式下，根據(jù)變壓器的等效圖及二次側(cè)可知Vin =
VLr+n(VCl+Vo)VCl > 0成立時，該變換器會進(jìn)入正-反激工作模式，對應(yīng)波形如圖6。
為討論方便，圖6的Tl-T3以及T4-T7未成比例地放大。 在正-反激工作模式下的一個周期內(nèi)可分為以下7個工作階段； T0-T1工作階段在T0時刻，逆變開關(guān)管Ql已經(jīng)開通，箝位開關(guān)管Q2關(guān)斷，
勵磁電感Lm及諧振電感Lr開始線性充電，當(dāng)原邊的電流等于勵磁電流時，次邊耦合的
電壓V2發(fā)生交變，使二極管D5、 D2反偏截止；同時當(dāng)電壓V2上升到VCl+Vo、 VC1
>0時，使二極管D1、 D4正偏導(dǎo)通，即V2被箝位。原邊的電流ILr = ILm+I2/n。 Tl-T2工作階段在T1時刻，逆變開關(guān)管Ql關(guān)斷，寄生電容被充電，其充電
過程也是諧振，只是因為寄生電容較小，充電時間很短，可以視為線性的；同時二極管
Dl、 D4的電流開始下降。 T2-T3工作階段在T2時刻，其寄生電容電壓被充電至足夠高，約為 VC2+Vin，箝位開關(guān)管Q2反并二極管被正偏導(dǎo)通。箝位電容C2將諧振電感Lr和勵磁 電感Lm的電壓箝制在VC2，因為箝位電容C2比逆變開關(guān)管Q1的寄生電容大的多，絕 大部分諧振電流進(jìn)入箝位電容C2，箝位電容C2與Lr開始諧振；當(dāng)原邊的電流與勵磁電 流相等時，變壓器次邊的輸出電流等于零，二極管D1、 D4反偏截止，同時次邊耦合電壓 V2發(fā)生交變。 T3-T4工作階段在T3時刻Vpri下降到足夠低，副邊對應(yīng)的耦合電壓V2足夠 使二極管D2、 D3正偏導(dǎo)通。此時副邊反射到原邊的電壓約為n(Vo-Vcl);同時箝位開關(guān) 管Q2的驅(qū)動電壓將會變?yōu)楦唠娖蕉鴮?dǎo)通。為了箝位開關(guān)管Q2能夠獲得ZVS，其務(wù)必在 箝位電容C2與諧振電感Lr的諧振電流沒有反向之前完成開通。在T4時刻前，如果次級 的電流已經(jīng)轉(zhuǎn)變到零，即為DCM模式，原邊線圈的Lm將會參加諧振，即諧振電感Lr和 勵磁電感Lm與箝位電容C2形成新的諧振。 T4-T5工作階段在T4時刻，輔助諧振的箝位開關(guān)管Q2關(guān)斷，迫使箝位電容 C2脫離原諧振回路，同時諧振電感Lr將與逆變開關(guān)管Ql的寄生電容形成新的諧振；以 釋放寄生電容的電荷，為逆變開關(guān)管Ql的ZVS做準(zhǔn)備。 T5-T6工作階段在T5時刻，假設(shè)諧振電感Lr中有足夠大的能量，將逆變開關(guān) 管Q1的寄生電容的電荷完全釋放，同時通過逆變開關(guān)管Q1的反并二極管進(jìn)行續(xù)流，此時逆變開關(guān)管Ql獲得ZVS開通條件。 T6-T7工作階段在T6時刻，逆變開關(guān)管Ql的驅(qū)動電壓將會變?yōu)楦唠娖蕉鴮?dǎo) 通；為了逆變開關(guān)管Q1能夠獲得ZVS，其務(wù)必在諧振電流沒有反向之前完成開通。在 逆變開關(guān)管Q1導(dǎo)通后，原電流機(jī)會通過逆變開關(guān)管Q1續(xù)流，當(dāng)電流過零反向后，在T7 時刻，次級的電流降為零，即此時原邊的電流等于勵磁電流，二極管D2、 D5電壓反偏截 止；原邊的電感將被線性充電，開始新的周期。 由以上的工作模式分析可知，本具體實施方式
一除了具有傳統(tǒng)的有源箝位電路 的優(yōu)勢外，還可以提供單一反激工作模式、正-反激工作模式，以及上述兩種工作模式的 組合，可以降低次級整流二極管的電壓應(yīng)力以及原邊開關(guān)管的電壓應(yīng)力，拓寬了有源箝 位技術(shù)的應(yīng)用范圍，提高了傳統(tǒng)的寬范圍輸出/輸入變換器的效率，特別適合較寬范圍的 高電壓輸出的應(yīng)用場合。
具體實施方式
二 —種如圖7所示的有源箝位正-反激變換器，基本電路組成及有益效果與具體實 施方式一相同，區(qū)別是由箝位開關(guān)管與原邊箝位電容組成的串聯(lián)支路，串聯(lián)在隔離變 壓器原邊的原級繞組的開始端與直流電源的負(fù)端之間，而不是與隔離變壓器原邊的原級 繞組并聯(lián)。
具體實施方式
三 —種如圖8所示的有源箝位正-反激變換器，基本電路組成及有益效果與具體實 施方式一相同，區(qū)別是隔離變壓器140的次級繞組是其開始端有向外延伸的附加繞組 L0的次級繞組，而不是獨立的次級繞組。
具體實施方式
四 —種如圖9所示的有源箝位正-反激變換器，基本電路組成及有益效果與具體實 施方式一相同，區(qū)別是輸入電路不是橋式整流器DB，而是容量至少是零的輸入濾波電 容CO。對直流輸入電壓進(jìn)行濾波，輸入濾波電容CO的容量不限，容量是零即無輸入濾 波電容。
具體實施方式
五 —種如圖10所示的有源箝位正-反激變換器，基本電路組成及有益效果與具體 實施方式四相同，區(qū)別是隔離變壓器140的次級繞組是其開始端有向外延伸的附加繞 組LO的次級繞組，而不是獨立的次級繞組。 以上內(nèi)容是結(jié)合具體的優(yōu)選實施方式對本發(fā)明所作的進(jìn)一步詳細(xì)說明，不能認(rèn) 定本發(fā)明的具體實施只局限于這些說明。對于本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來 說，在不脫離本發(fā)明構(gòu)思的前提下做出若干等同替代或明顯變型，而且性能或用途相 同，都應(yīng)當(dāng)視為屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
一種有源箝位正-反激變換器，包括級聯(lián)連接的輸入電路、逆變開關(guān)管、驅(qū)動電路、隔離變壓器、次級整流電路和次級輸出濾波電容，以及連接在次級輸出濾波電容與驅(qū)動電路之間的電壓控制電路，其特征在于設(shè)有原邊箝位諧振電路，所述原邊箝位諧振電路包括由箝位開關(guān)管與原邊箝位電容組成的串聯(lián)支路，所述串聯(lián)支路與隔離變壓器原邊的原級繞組并聯(lián)，或者串聯(lián)在隔離變壓器原邊的原級繞組的開始端與直流電源的負(fù)端之間；所述逆變開關(guān)管是工作在ZVS狀態(tài)的逆變開關(guān)管，其一端與所述隔離變壓器原邊的原級繞組的開始端連接，另一端與直流電源的負(fù)端連接；所述次級整流電路是正-反激工作整流回路和反激工作整流回路中的一種，包括五個二極管，第一二極管、第二二極管的陰極與輸出濾波電容的一端連接，第三二極管、第四二極管、第五二極管的陽極與輸出濾波電容的另一端連接，第四二極管的陰極與第二二極管的陽極連接，或者第四二極管的陰極與第二二極管的陽極之間串聯(lián)連接一由隔離變壓器次級繞組的開始端向外延伸的附加繞組，第五二極管的陰極與隔離變壓器次級繞組的末尾端及次級隔直分壓電容的一端連接；第三二極管的陰極與第一二極管的陽極及次級隔直分壓電容的另一端連接。
2. 如權(quán)利要求1所述的有源箝位正-反激變換器，其特征在于所述隔離變壓器是磁芯開有氣隙的隔離變壓器，和原邊串聯(lián)有電感的隔離變壓器的 一種。
3. 如權(quán)利要求1或2所述的有源箝位正-反激變換器，其特征在于 所述隔離變壓器的次級繞組是獨立的次級繞組，和其開始端有向外延伸的附加繞組的次級繞組的一種。
4. 如權(quán)利要求1所述的有源箝位正-反激變換器，其特征在于所述隔離變壓器是單一反激工作模式下的變壓器，和正-反激工作模式下的變壓器中 的一種。
5. 如權(quán)利要求1所述的有源箝位正-反激變換器，其特征在于所述隔離變壓器是有正激線圈與反激線圈完全復(fù)用的單個副邊繞組的變壓器，和有 正激線圈與反激線圈不完全復(fù)用的多個副邊繞組的變壓器中的一種。
6. 如權(quán)利要求1所述的有源箝位正-反激變換器，其特征在于所述次級隔直分壓電容是直流電容，其正向輸入端與所述隔離變壓器次級繞組的末 尾端連接，負(fù)向輸入端與第三二極管的陰極及第一二極管的陽極連接。
7. 如權(quán)利要求1所述的有源箝位正-反激變換器，其特征在于 所述輸入電路與DC輸入電源，和AC輸入電源中的一種連接。
8. 如權(quán)利要求7所述的有源箝位正-反激變換器，其特征在于 所述與AC輸入電源連接的輸入電路是整流電路。
9. 如權(quán)利要求8所述的有源箝位正-反激變換器，其特征在于 所述整流電路是全波整流電路，和半波整流電路中的一種。
10. 如權(quán)利要求7所述的有源箝位正-反激變換器，其特征在于 所述與DC輸入電源連接的輸入電路是容量至少是零的輸入濾波電容。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種有源箝位正-反激變換器，設(shè)有包括由箝位開關(guān)管與原邊箝位電容組成的串聯(lián)支路的原邊箝位諧振電路，串聯(lián)支路與隔離變壓器原邊的原級繞組并聯(lián)，或者串聯(lián)在隔離變壓器原邊的原級繞組的開始端與直流電源的負(fù)端之間；逆變開關(guān)管是工作在ZVS狀態(tài)的逆變開關(guān)管，次級整流電路是正-反激工作整流回路和反激工作整流回路中的一種。本發(fā)明可以進(jìn)入兩個不同的工作模式，實現(xiàn)較大的輸入、輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍，降低原邊開關(guān)管及次級整流二極管的反向穩(wěn)態(tài)電壓、反向恢復(fù)諧振電壓尖峰及原邊開關(guān)管的電壓應(yīng)力、開關(guān)損耗，提高效率；本發(fā)明尤其適合在輸入電壓波動范圍很寬、輸出電壓較寬且輸出電壓較高、半導(dǎo)體器件無法承受高壓的場合廣泛運用。
文檔編號H02M3/28GK101692595SQ20091019038
公開日2010年4月7日 申請日期2009年9月21日 優(yōu)先權(quán)日2009年9月21日
發(fā)明者李倫全, 王超, 顧亦磊 申請人:山特電子(深圳)有限公司