專利名稱：不平衡電網(wǎng)電壓下雙饋異步風力發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種雙饋異步風力發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器控制方法，特別是一種能夠針對因電網(wǎng)電壓不平衡所引起的發(fā)電機轉(zhuǎn)矩脈動進行有效抑制，同時又不會加劇定子電流高度的不平衡的雙饋異步風力發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器控制方法，屬于風力發(fā)電技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：
隨著后續(xù)能源需求的增長，大型風電場已在世界各地規(guī)劃和建設(shè)，風力機的單機容量也在迅速增大。目前，兆瓦級變速恒頻雙饋異步發(fā)電系統(tǒng)在風力發(fā)電中得到了廣泛的應(yīng)用，已經(jīng)成為世界各國風電發(fā)電場的主流。變速恒頻雙饋異步發(fā)電系統(tǒng)所采用的雙饋異步發(fā)電機，其優(yōu)點是可從發(fā)電機側(cè)實現(xiàn)速度控制、降低閃變的影響，并可通過交流勵磁變頻裝置中轉(zhuǎn)子側(cè)變換器控制實現(xiàn)電磁轉(zhuǎn)矩和無功功率的獨立調(diào)節(jié)和雙向流動，實現(xiàn)同步速上、下的發(fā)電運行。此外，勵磁變頻器容量小，當轉(zhuǎn)速(標幺值)范圍在0.75～1.25時，其典型容量僅為25％～35％的發(fā)電機額定容量。這些鮮明的特點推動了雙饋異步發(fā)電機在變速恒頻風力發(fā)電中的廣泛應(yīng)用。
近年來，國際風電技術(shù)界的主要動向是雙饋異步風電機組的研究已經(jīng)從正常運行轉(zhuǎn)向電網(wǎng)故障下的運行，當然，目前這些研究還大多針對對稱故障，即無論是穩(wěn)態(tài)還是暫態(tài)均認為電網(wǎng)電壓平衡。其主要研究的著眼點是在小電壓跌落時，雙饋異步風力發(fā)電機系統(tǒng)的控制，大電網(wǎng)電壓跌落時對發(fā)電機系統(tǒng)的保護以及如何實現(xiàn)電力系統(tǒng)對風機系統(tǒng)的不間斷運行等方面，以及如何選擇故障電流計算和故障電路參數(shù)計算方面。
實際運行中，電網(wǎng)電壓總是存在一定的不對稱的，即電網(wǎng)電壓中不僅存在正序分量，還存在一個負序分量。由于傳統(tǒng)的控制策略一般只是控制基頻分量，諧波電流可以在雙饋電機定子繞組中自由流通，雙饋電機沒有諧波頻率的反電勢存在。這樣，輕微的電壓不平衡會造成很大的負序電流，從而引起電機定子電流的嚴重不平衡，進而造成定子繞組發(fā)熱，溫度的上升會造成定子繞組絕緣水平下降，從而影響繞組的壽命。
因此，有必要設(shè)計一種針對不平衡電網(wǎng)電壓下雙饋異步風力發(fā)電機系統(tǒng)的控制策略，在不加劇定子電流不平衡度的情況下有效的消除負序電壓引起的發(fā)電機轉(zhuǎn)矩脈動，等問題。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的發(fā)明目的在于解決現(xiàn)有技術(shù)中存在的問題，提供一種不平衡電網(wǎng)電壓下雙饋異步風力發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器控制方法，以抑制雙饋異步風力發(fā)電機因電網(wǎng)電壓不平衡所引起的定子電流高度的不平衡以及發(fā)電機轉(zhuǎn)矩脈動等問題。
本發(fā)明的發(fā)明目的是通過下述技術(shù)方案予以實現(xiàn)的 不平衡電網(wǎng)電壓下雙饋異步風力發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器控制方法，其特征在于包括如下步驟 不平衡電網(wǎng)電壓下雙饋異步風力發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器控制方法，其特征在于包括如下步驟 (1)檢測三相定子電壓usa、usb、usc、三相定子電流isa、isb、isc、三相轉(zhuǎn)子電流ira、irb、irc以及轉(zhuǎn)子位置角θr； (2)將步驟(1)檢測到的三相定子電壓usa、usb、usc經(jīng)過3/2變換得到兩相靜止坐標系下的電網(wǎng)電壓uα、uβ；檢測到的三相定子電流isa、isb、isc經(jīng)過3/2變換得到兩相靜止坐標系下的整流電流isα、isβ；檢測到的三相轉(zhuǎn)子電流ira、irb、irc經(jīng)過3/2變換得到兩相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電流irα、irβ；檢測到的轉(zhuǎn)子位置角θr經(jīng)過微分得到轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)角速度ωr； (3)根據(jù)步驟(2)計算得到的定子兩相靜止坐標系下的定子電壓usα、usβ與定子電流isα、isβ進行磁鏈計算，得到定子磁鏈ψs以及定子磁鏈位置角θs；將所得到的定子磁鏈位置角θs微分后得到同步旋轉(zhuǎn)角速度ωs；定子電壓usα、usβ與定子電流isα、isβ以該定子磁鏈位置角θs為變換角進行Park變換，得到同步旋轉(zhuǎn)坐標下的定子電壓usd、usq與定子電流isd、isq； (4)將步驟(2)中計算得到的兩相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電流irα、irβ，以步驟(3)中所計算得到的定子磁鏈位置角θs與步驟(1)中所檢測到的轉(zhuǎn)子位置角θr的差θs-θr為變換角進行Park變換，得到旋轉(zhuǎn)坐標下的轉(zhuǎn)子電流ird、irq；用步驟(2)中計算得到的轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)角速度ωr，以及步驟(3)中計算得到的同步旋轉(zhuǎn)角速度ωs和定子磁鏈ψs，與所述旋轉(zhuǎn)坐標系下的轉(zhuǎn)子電流ird、irq共同輸入耦合項計算模塊，以計算交叉耦合項urdc、urqc； (5)所述步驟(3)計算得到的同步旋轉(zhuǎn)坐標下的定子電壓usd、usq和定子電流isd、isq，以及所述步驟(4)計算得到的同步旋轉(zhuǎn)坐標下的轉(zhuǎn)子電流ird、irq共同輸入轉(zhuǎn)矩功率計算模塊；經(jīng)過該轉(zhuǎn)矩功率計算模塊計算得到定子無功功率的實際值Qs和電磁轉(zhuǎn)矩的實際值Te； (6)將人工設(shè)定的定子無功功率的給定值

與根據(jù)步驟(5)計算得到的定子無功功率的實際值Qs的差經(jīng)過PIR調(diào)節(jié)器后，計算得到旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子d軸電流的給定值irdref；將人工設(shè)定的電磁轉(zhuǎn)矩的給定值

與根據(jù)步驟(5)計算得到的電磁轉(zhuǎn)矩的實際值Te的差經(jīng)過PIR調(diào)節(jié)器后，計算得到旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子q軸電流的給定值irqref； (7)將將廣義勵磁電流ims依次與步驟(6)中計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子d軸電流的給定值irdref和步驟(4)所計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標下的d軸轉(zhuǎn)子電流ird相減，然后經(jīng)過PIR調(diào)節(jié)器計算得到旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子d軸電壓的參考值urdref；將步驟(6)中計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子q軸電流的給定值irdref減去步驟(4)所計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標下的q軸轉(zhuǎn)子電流irq，然后經(jīng)過PIR調(diào)節(jié)器計算得到旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子q軸電壓的參考值urqref； (8)步驟(7)計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標系下的轉(zhuǎn)子電壓參考值urdref、urdref分別加上步驟(4)中計算得到的各自的交叉耦合項urdc、urqc后，以步驟(3)中計算得到的定子磁鏈位置角θs與步驟(1)中檢測到的轉(zhuǎn)子位置角θr的差θs-θr為變換角進行反Park變換，得到轉(zhuǎn)子兩相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電壓urα、urβ；再對該兩相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電壓urα、urβ進行2/3變換，得到轉(zhuǎn)子三相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電壓ura、urb、urc；將其作為PWM變換器的輸入，產(chǎn)生驅(qū)動信號驅(qū)動逆變器。
所述PIR調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)為 所述PIR調(diào)節(jié)器中的設(shè)定頻率ωc設(shè)定為二倍同步旋轉(zhuǎn)角速度ωs。
本發(fā)明的有益效果是 1、本發(fā)明的控制方法通過將傳統(tǒng)的PI調(diào)節(jié)器改為PIR調(diào)節(jié)器，并設(shè)置合適的設(shè)定頻率，能夠無靜差的跟蹤前向通道輸入中頻率為零的正序分量和二倍頻的負序分量，同時，又能夠完全抑制擾動分量中的直流分量和二倍頻分量，因此能夠避免不平衡電壓加劇定子電流的不平衡，引起定子繞組產(chǎn)生嚴重的不平衡發(fā)熱以及發(fā)電機轉(zhuǎn)矩脈動，導(dǎo)致輸向電網(wǎng)的功率發(fā)生振蕩的情況。
2、本發(fā)明僅僅是通過調(diào)節(jié)器的替換即實現(xiàn)了對不平衡電網(wǎng)電壓條件下發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器的控制，其改動簡單，效果明顯，易于實現(xiàn)。



圖1為不平衡電網(wǎng)電壓下雙饋異步風力發(fā)電機系統(tǒng)的控制框圖； 圖2為風力發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器控制原理圖； 圖3為轉(zhuǎn)子電流的閉環(huán)控制框圖； 圖4為定子電磁轉(zhuǎn)矩的閉環(huán)控制框圖； 圖5為定子無功功率的閉環(huán)控制框圖； 圖6為PIR調(diào)節(jié)器的原理圖。

具體實施例方式 下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明作進一步描述。
根據(jù)平衡理論，電網(wǎng)的三相不平衡變量可以分解為他們的正序、負序和零序分量的和。而，一個三相對稱、中點隔離的雙饋異步發(fā)電機系統(tǒng)，可以認為不存在零序分量。因此，在平衡電網(wǎng)電壓的條件下，僅考慮系統(tǒng)電流、電壓以及磁鏈中的正、負序分量。選擇合適的坐標系，使正序分量的初始相位為0，則兩相靜止坐標系下有
式中F廣義地代表電壓、電流或磁鏈；

為負序分量的初始相位，ωs為同步旋轉(zhuǎn)角速度下標+、—分別對應(yīng)正負序分量。
可見，對于平衡電網(wǎng)電壓條件下，各個電量僅由其正序分量構(gòu)成。即|Fαβ-(t)|＝0，因此，發(fā)電機的控制策略也僅需考慮對其正序分量進行控制即可。
然而，在不平衡的電網(wǎng)電壓條件下，各電量將不僅由正序分量構(gòu)成，也包含負序分量，即|Fαβ-(t)|≠0，則將上述式中的Fαβ(t)轉(zhuǎn)換到正向的同步旋轉(zhuǎn)坐標系下，其轉(zhuǎn)換關(guān)系為
由上式可見，不平衡電網(wǎng)電壓下各電量在正向的旋轉(zhuǎn)坐標系中表現(xiàn)為直流量和二倍頻交流量之和。
因此，在發(fā)電機控制過程中，對于不平衡電網(wǎng)電壓所引起的諧波干擾，其關(guān)鍵在于對其二倍頻交流分量進行抑制。只要能夠有效地抑制二倍頻交流量，就能夠降低因電網(wǎng)電壓不平衡而引起的諧波所造成的影響。本發(fā)明即是根據(jù)這一理論基礎(chǔ)設(shè)計的不平衡電網(wǎng)電壓下雙饋異步風力發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器控制方法，用以抑制因電網(wǎng)電壓不平衡所引起的發(fā)電機轉(zhuǎn)矩脈動同時又不至于加劇定子電流的不平衡。
圖1為不平衡電網(wǎng)電壓下雙饋異步風力發(fā)電機系統(tǒng)的控制框圖，圖2為風力發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器控制原理圖。該不平衡電網(wǎng)電壓下雙饋異步風力發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器控制方法具體包括如下步驟 (1)檢測三相定子電壓usa、usb、usc、三相定子電流isa、isb、isc、三相轉(zhuǎn)子電流ira、irb、irc以及轉(zhuǎn)子位置角θr； (2)將步驟(1)檢測到的三相定子電壓usa、usb、usc經(jīng)過3/2變換得到兩相靜止坐標系下的電網(wǎng)電壓uα、uβ；檢測到的三相定子電流isa、isb、isc經(jīng)過3/2變換得到兩相靜止坐標系下的整流電流isα、isβ；檢測到的三相轉(zhuǎn)子電流ira、irb、irc經(jīng)過3/2變換得到兩相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電流irα、irβ；檢測到的轉(zhuǎn)子位置角θr經(jīng)過微分得到轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)角速度ωr； (3)根據(jù)步驟(2)計算得到的定子兩相靜止坐標系下的定子電壓usα、usβ與定子電流isα、isβ進行磁鏈計算模塊，得到定子磁鏈ψs以及定子磁鏈位置角θs；所得到的定子磁鏈位置角θs微分后得到同步旋轉(zhuǎn)角速度ωs；定子電壓usα、usβ與定子電流isα、isβ以定子磁鏈位置角θs為變換角進行Park變換，得到同步旋轉(zhuǎn)坐標下的定子電壓usd、usq與定子電流isd、isq； 所述磁鏈計算模塊為現(xiàn)有技術(shù)，是一種利用電壓和電流計算其相應(yīng)磁鏈和磁鏈位置角的計算模塊。
(4)步驟(2)中計算得到的兩相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電流irα、irβ以步驟(3)中計算得到的定子磁鏈位置角θs與步驟(1)中檢測到的轉(zhuǎn)子位置角θr的差θs-θr為變換角進行Park變換，得到旋轉(zhuǎn)坐標下的轉(zhuǎn)子電流ird、irq；用步驟(2)中計算得到的轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)角速度ωr，以及步驟(3)中計算得到的同步旋轉(zhuǎn)角速度ωs和定子磁鏈ψs，與所述旋轉(zhuǎn)坐標系下的轉(zhuǎn)子電流ird、irq共同輸入耦合項計算模塊，以計算交叉耦合項urdc、urqc； 其中耦合項計算模塊表示的計算過程如下 urdc＝-(ωs-ωr)σLrirq 其中Ls，Lr是定轉(zhuǎn)子自感；Lm是互感；ωs，ωr為同步角速度和轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)角速度；ims為廣義勵磁電流；為漏磁系數(shù)。
(5)所述步驟(3)計算得到的同步旋轉(zhuǎn)坐標下的定子電壓usd、usq和定子電流isd、isq，以及所述步驟(4)計算得到的同步旋轉(zhuǎn)坐標下的轉(zhuǎn)子電流ird、irq共同輸入轉(zhuǎn)矩功率計算模塊；經(jīng)過該轉(zhuǎn)矩功率計算模塊計算得到定子無功功率的實際值Qs和電磁轉(zhuǎn)矩的實際值Te， 其中，該轉(zhuǎn)矩功率計算模塊為現(xiàn)有技術(shù)，其具體的計算過程如下 Qs＝usqisd-usdisq Te＝npLm(irdisq-irqisd) 其中np為雙饋異步風力發(fā)電機的極對數(shù)，Lm為互感，均為電機的固有參數(shù)。
(6)將人工設(shè)定的定子無功功率的給定值

與根據(jù)步驟(5)計算得到的定子無功功率的實際值Qs的差經(jīng)過PIR調(diào)節(jié)器后，計算得到旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子d軸電流的給定值irdref；將人工設(shè)定的電磁轉(zhuǎn)矩的給定值

與根據(jù)步驟(5)計算得到的電磁轉(zhuǎn)矩的實際值Te的差經(jīng)過PIR調(diào)節(jié)器后，計算得到旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子q軸電流的給定值irqref； (7)將廣義勵磁電流ims依次與步驟(6)中計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子d軸電流的給定值irdref和步驟(4)所計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標下的d軸轉(zhuǎn)子電流ird相減，然后經(jīng)過PIR調(diào)節(jié)器計算得到旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子d軸電壓的參考值urdref；將步驟(6)中計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子q軸電流的給定值irdref減去步驟(4)所計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標下的q軸轉(zhuǎn)子電流irq，然后經(jīng)過PIR調(diào)節(jié)器計算得到旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子q軸電壓的參考值urqref； 其中，所述廣義勵磁電流ims為電機控制中的常用參數(shù)，ims＝ψsd/Lm。
(8)步驟(7)計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標系下的轉(zhuǎn)子電壓參考值urdref、urdref分別加上步驟(4)中計算得到的各自的交叉耦合項urdc、urqc后，以步驟(3)中計算得到的定子磁鏈位置角θs與步驟(1)中檢測到的轉(zhuǎn)子位置角θr的差θs-θr為變換角進行反Park變換，得到轉(zhuǎn)子兩相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電壓urα、urβ；再對該兩相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電壓urα、urβ進行2/3變換，得到轉(zhuǎn)子三相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電壓ura、urb、urc；將其作為PWM變換器的輸入，產(chǎn)生驅(qū)動信號驅(qū)動逆變器。
本發(fā)明的設(shè)計要點即是在上述風力發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器控制方法中，將步驟(5)、(6)中傳統(tǒng)所使用的PI調(diào)節(jié)器改用PIR調(diào)節(jié)器。PIR調(diào)節(jié)器是一種在傳統(tǒng)PI調(diào)節(jié)器的基礎(chǔ)上增加了諧振調(diào)節(jié)環(huán)節(jié)組成的能夠?qū)υO(shè)定諧振頻率信號進行調(diào)節(jié)的調(diào)節(jié)器。通過PIR調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)能夠完全抑制擾動信號中的二倍頻分量，因此能夠很好的抑制發(fā)電機的轉(zhuǎn)矩脈動，同時，該PIR調(diào)節(jié)器可以無靜差的跟蹤前向通道中頻率為零的正序分量和二倍頻的負序分量，因此又能避免加劇定子電流的不平衡度，引起定子繞組嚴重的不平衡發(fā)熱。
在雙饋發(fā)電機的轉(zhuǎn)子側(cè)變流器的控制策略中采用該PIR調(diào)節(jié)器的具體控制原理分析如下 由式(1)，不平衡電網(wǎng)電壓條件下定、轉(zhuǎn)子電壓、電流和磁鏈在正轉(zhuǎn)的旋轉(zhuǎn)坐標系下可以表示為 為了和傳統(tǒng)的控制策略很好的銜接，下面采用定子電壓定向的矢量控制方法，對雙饋發(fā)電機的電磁轉(zhuǎn)矩和無功功率進行閉環(huán)控制分析。
定子電壓定向的旋轉(zhuǎn)坐標系下的雙饋電機的數(shù)學模型如下 電壓方程 磁鏈方程 電磁轉(zhuǎn)矩方程 其中 Te0+＝npLm(isq+ird+-isd+irq+) Te0-＝npLm(isq-ird--isd-irq-) Tecos＝npLm(isq-ird+-isd-irq++isq+ird--isd+irq-)cos(2ωst)Tesin＝npLm(-isd-ird+-isq-irq++isd+ird-+isq+irq-)sin(2ωst) 無功功率方程 其中 Qs0+＝usq+isd+-usd+isq+ Qs0-＝usq-isd--usd-isq- Qscos＝(usq-isd+-usd-isq++usq+isd--usd+isq-)cos(2ωst) Qssin＝(-usd-isd+-usq-isq++usd+isd-+usq+isq-)sin(2ωst) 其中，帶有“^”的為對應(yīng)量的共軛。
由于雙饋電機的定子繞組直接與電網(wǎng)相連，定子電阻壓降的影響忽略不計，穩(wěn)態(tài)時定子磁鏈的正序分量ψs+相位落后定子電壓正序分量us+90°，在定子電壓正序分量定向的坐標系下，對應(yīng)ψsq+＝0，此時，可以對定子磁鏈，可以對定子磁鏈、電磁轉(zhuǎn)矩，無功功率中正序分量部分進行簡化 ψsd+≈Lmims+＝ψs+＝Us+/ωs (18) isq+＝-Lmirq+/Ls (19) Qs＝usd+Lm(ims+-ird)/Ls+Qsr (21) 其中負序分量對電磁轉(zhuǎn)矩控制前向通道的擾動 Ter＝-npLm(irqψsd--irdψsq-)cos(2ωst)/Ls-npLm(irqψsq-+irdψsd-)sin(2ωst)/Ls(22) 負序分量對無功功率控制前向通道的擾動 由式(22)可知，在定子磁鏈正序分量ψs+恒定的情況下，雙饋電機的電磁轉(zhuǎn)矩可以表示為一個和轉(zhuǎn)子電流q軸分量成線性關(guān)系的量和一個包含二倍頻擾動分量的和。
因此，忽略轉(zhuǎn)子電流的暫態(tài)過程，即認為轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器電流內(nèi)環(huán)的控制帶寬無窮大，即同時，假定控制過程中定子磁鏈恒定，則正序分量ψsdq+，負序分量的幅值ψsdq-均恒定，則在定子電壓正序分量定向的坐標系下，認為ψsq+＝0，ψsd+＝ψs+，則電磁轉(zhuǎn)矩外環(huán)閉環(huán)控制框圖如下圖4所示。
對于擾動Ter，其傳遞函數(shù) 無功功率外環(huán)閉環(huán)控制框圖如圖5所示 對于擾動Qsr，其傳遞函數(shù) 同時，由式(12)～(15)以及式(8)～(9)得到 因為在控制過程中，認為定子磁鏈恒定，則由定子磁鏈分量ψsd、ψsq引起的擾動為穩(wěn)定的擾動。定義不平衡電網(wǎng)電壓下由定子磁鏈引起的擾動和由反電動勢引起的交叉耦合項共同構(gòu)成的擾動項urdc、urqc如下 (28) 從式(28)、(29)可以看出，轉(zhuǎn)子電流內(nèi)環(huán)的擾動量也由頻率為0的直流分量和頻率為2ωs的二倍頻分量組成。
由式(26)～(29)得到電流內(nèi)環(huán)閉環(huán)控制框圖如下圖3所示 其開環(huán)傳遞函數(shù) 對于擾動urc，其傳遞函數(shù)均為 在閉環(huán)控制系統(tǒng)中采用PIR調(diào)節(jié)器取代傳統(tǒng)的PI調(diào)節(jié)器。圖6為該PIR調(diào)節(jié)器的原理圖。該PIR調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)為 其中，ωc為設(shè)定頻率，Kp、Ki和Kr分別為比例、積分和諧振系數(shù)。
將該PIR調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)F(s)代入式(30)、(31)中，得到轉(zhuǎn)子電流開環(huán)傳遞函數(shù)和閉環(huán)控制系統(tǒng)對于外部擾動Irc的傳遞函數(shù)分別為 其頻率特性分別為 可以看出，當ω為0或者ωc時，|GIR(jω)|均為無窮大，|GURC(jω)|均為0。該PIR調(diào)節(jié)器對前向通道上頻率為零和ωc的輸入，能夠?qū)崿F(xiàn)無靜差的跟蹤，同時，對于頻率為零和ωc的干擾，可以實現(xiàn)完全衰減。經(jīng)前述分析，對于不平衡電網(wǎng)電壓所引起的諧波干擾，其關(guān)鍵在于對其二倍頻交流分量進行抑制。只要能夠有效地抑制二倍頻交流量，就能夠降低因電網(wǎng)電壓不平衡而引起的諧波所造成的影響。因此，在本發(fā)明的控制方法中，設(shè)定PIR調(diào)節(jié)器設(shè)定頻率ωc為2ωs，以消除轉(zhuǎn)子電流閉環(huán)控制擾動中的二倍頻分量。
忽略轉(zhuǎn)子電流的暫態(tài)過程，即認為轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器電流內(nèi)環(huán)的控制帶寬無窮大，即同時，假定控制過程中定子磁鏈ψs恒定，由式(20)～(21)可知，忽略定子電阻壓降的影響的情況下，雙饋異步風力發(fā)電機的電磁轉(zhuǎn)矩Te和定子無功功率Qs分別與同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的轉(zhuǎn)子電流q軸分量irq、d軸分量ird成線性關(guān)系的量和擾動量的和。
于是得出電磁轉(zhuǎn)矩、定子無功功率的閉環(huán)控制系統(tǒng)分別如圖4、5所示。
將該PIR調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)代入式(24)、(25)的電磁轉(zhuǎn)矩、定子無功功率的閉環(huán)控制系統(tǒng)中，得到對于外部擾動Ter、Qsr，其傳遞函數(shù)分別為 它們的頻率特性 可以看出，當ω為0或者ωc時，|GTER(jω)|、|GQSR(jω)|均為0；可見，該PIR調(diào)節(jié)器對于頻率為零和ωc的干擾，可以實現(xiàn)完全衰減。同理，設(shè)定PIR調(diào)節(jié)器設(shè)定頻率ωc為2ωs，可以消除電磁轉(zhuǎn)矩和定子無功功率外環(huán)閉環(huán)控制擾動中的二倍頻分量。因此可以抑制雙饋異步風力發(fā)電機電磁轉(zhuǎn)矩和定子無功功率的脈動。
綜上所述，本發(fā)明通過將傳統(tǒng)的PI調(diào)節(jié)器改為PIR調(diào)節(jié)器，并將PIR調(diào)節(jié)器中的設(shè)定頻率ωc設(shè)定為二倍頻ωc＝2ωs，即可實現(xiàn)對于頻率為零和二倍頻的零靜差跟蹤，以及對于頻率為零和二倍頻的干擾的完全衰減。結(jié)合前述分析，對于不平衡電網(wǎng)電壓所引起的諧波干擾，其關(guān)鍵在于對其二倍頻交流分量進行抑制。只要能夠有效地抑制二倍頻交流量，就能夠降低因電網(wǎng)電壓不平衡而引起的諧波所造成的影響。由此可見，本發(fā)明僅僅是通過調(diào)節(jié)器的替換即實現(xiàn)了對不平衡電網(wǎng)電壓條件下發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器的控制，其改動簡單，效果明顯，并且不涉及復(fù)雜器件的設(shè)計，易于實現(xiàn)。
權(quán)利要求
1、不平衡電網(wǎng)電壓下雙饋異步風力發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器控制方法，其特征在于包括如下步驟
(1)檢測三相定子電壓usa、usb、usc、三相定子電流isa、isb、isc、三相轉(zhuǎn)子電流ira、irb、irc以及轉(zhuǎn)子位置角θr；
(2)將步驟(1)檢測到的三相定子電壓usa、usb、usc經(jīng)過3/2變換得到兩相靜止坐標系下的電網(wǎng)電壓uα、uβ；檢測到的三相定子電流isa、isb、isc經(jīng)過3/2變換得到兩相靜止坐標系下的整流電流isα、isβ；檢測到的三相轉(zhuǎn)子電流ira、irb、irc經(jīng)過3/2變換得到兩相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電流irα、irβ；檢測到的轉(zhuǎn)子位置角θr經(jīng)過微分得到轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)角速度ωr；
(3)根據(jù)步驟(2)計算得到的定子兩相靜止坐標系下的定子電壓usα、usβ與定子電流isα、isβ進行磁鏈計算，得到定子磁鏈ψs以及定子磁鏈位置角θs；將所得到的定子磁鏈位置角θs微分后得到同步旋轉(zhuǎn)角速度ωs；定子電壓usα、usβ與定子電流isα、isβ以該定子磁鏈位置角θs為變換角進行Park變換，得到同步旋轉(zhuǎn)坐標下的定子電壓usd、usq與定子電流isd、isq；
(4)將步驟(2)中計算得到的兩相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電流irα、irβ，以步驟(3)中所計算得到的定子磁鏈位置角θs與步驟(1)中所檢測到的轉(zhuǎn)子位置角θr的差θs-θr為變換角進行Park變換，得到旋轉(zhuǎn)坐標下的轉(zhuǎn)子電流ird、irq；用步驟(2)中計算得到的轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)角速度ωr，以及步驟(3)中計算得到的同步旋轉(zhuǎn)角速度ωs和定子磁鏈ψs，與所述旋轉(zhuǎn)坐標系下的轉(zhuǎn)子電流ird、irq共同輸入耦合項計算模塊，以計算交叉耦合項urdc、urqc；
(5)所述步驟(3)計算得到的同步旋轉(zhuǎn)坐標下的定子電壓usd、usq和定子電流isd、isq，以及所述步驟(4)計算得到的同步旋轉(zhuǎn)坐標下的轉(zhuǎn)子電流ird、irq共同輸入轉(zhuǎn)矩功率計算模塊；經(jīng)過該轉(zhuǎn)矩功率計算模塊計算得到定子無功功率的實際值Qs和電磁轉(zhuǎn)矩的實際值Te；
(6)將人工設(shè)定的定子無功功率的給定值
與根據(jù)步驟(5)計算得到的定子無功功率的實際值Qs的差經(jīng)過PIR調(diào)節(jié)器后，計算得到旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子d軸電流的給定值irdref；將人工設(shè)定的電磁轉(zhuǎn)矩的給定值
與根據(jù)步驟(5)計算得到的電磁轉(zhuǎn)矩的實際值Te的差經(jīng)過PIR調(diào)節(jié)器后，計算得到旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子q軸電流的給定值irqref；
(7)將將廣義勵磁電流ims依次與步驟(6)中計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子d軸電流的給定值irdref和步驟(4)所計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標下的d軸轉(zhuǎn)子電流ird相減，然后經(jīng)過PIR調(diào)節(jié)器計算得到旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子d軸電壓的參考值urdref；將步驟(6)中計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子q軸電流的給定值irdref減去步驟(4)所計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標下的q軸轉(zhuǎn)子電流irq，然后經(jīng)過PIR調(diào)節(jié)器計算得到旋轉(zhuǎn)坐標系下轉(zhuǎn)子q軸電壓的參考值urqref；
(8)步驟(7)計算得到的旋轉(zhuǎn)坐標系下的轉(zhuǎn)子電壓參考值urdref、urdref分別加上步驟(4)中計算得到的各自的交叉耦合項urdc、urqc后，以步驟(3)中計算得到的定子磁鏈位置角θs與步驟(1)中檢測到的轉(zhuǎn)子位置角θr的差θs-θr為變換角進行反Park變換，得到轉(zhuǎn)子兩相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電壓urα、urβ；再對該兩相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電壓urα、urβ進行2/3變換，得到轉(zhuǎn)子三相靜止坐標系下的轉(zhuǎn)子電壓ura、urb、urc；將其作為PWM變換器的輸入，產(chǎn)生驅(qū)動信號驅(qū)動逆變器。
2、如權(quán)利要求1所述的控制方法，其特征在于所述PIR調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)為
3、如權(quán)利要求2所述的控制方法，其特征在于所述PIR調(diào)節(jié)器中的設(shè)定頻率ωc設(shè)定為二倍同步旋轉(zhuǎn)角速度ωs。
全文摘要
本發(fā)明所設(shè)計的雙饋異步風力發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器控制方法通過將傳統(tǒng)的PI調(diào)節(jié)器改為PIR調(diào)節(jié)器，并將PIR調(diào)節(jié)器中的設(shè)定頻率ωc設(shè)定為二倍同步旋轉(zhuǎn)角速度ωs，即可對擾動量中的二倍頻的負序分量進行完全的抑制，因此可以避免不平衡電網(wǎng)電壓引起的發(fā)電機電磁轉(zhuǎn)矩的脈動，導(dǎo)致輸向電網(wǎng)的功率發(fā)生振蕩的情況。同時，該PIR調(diào)節(jié)器能夠?qū)崿F(xiàn)無靜差的跟蹤前向通道輸入中頻率為零的正序分量和二倍頻的負序分量，因此能夠避免不平衡電壓加劇定子電流不平衡，引起定子繞組產(chǎn)生嚴重的不平衡發(fā)熱。而且，本發(fā)明僅僅是通過調(diào)節(jié)器的替換即實現(xiàn)了對不平衡電網(wǎng)電壓條件下發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器的控制，其改動簡單，效果明顯，并且不涉及復(fù)雜器件的設(shè)計，易于實現(xiàn)。
文檔編號H02P21/00GK101478283SQ20091007756
公開日2009年7月8日 申請日期2009年1月22日 優(yōu)先權(quán)日2009年1月22日
發(fā)明者苑國鋒, 鄭艷文, 龔細秀 申請人:北京清能華福風電技術(shù)有限公司