專利名稱：電動機的控制裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及適合控制電車驅動用的交流電動機、特別是永磁同步電動機的電動機 的控制裝置。
背景技術：
近年來，在產(chǎn)業(yè)設備、家電領域、汽車領域等交流電動機應用領域中，取代用逆變 器來驅動控制感應電動機的以往方式，用逆變器來驅動控制永磁同步電動機的方式的事例 不斷增加。永磁同步電動機與感應電動機相比，由于通過永磁體建立磁通，因此不需要勵磁 電流，由于在轉子中沒有電流流動，因此不會產(chǎn)生二次銅損，除通過永磁體的磁通產(chǎn)生的轉 矩之外，還通過利用轉子的磁阻差異而產(chǎn)生的磁阻轉矩，可以高效得到轉矩等，由此已知是 一種高效率的電動機，近年來，還探討將其用于電車驅動用的功率轉換裝置。專利文獻1 日本專利特開平7-227085號公報

發(fā)明內容
本發(fā)明要解決的問題構成驅動控制永磁同步電動機的電動機的控制裝置的問題之一在于，對于最佳控 制永磁同步電動機所產(chǎn)生的電動機端子間電壓變化的處理。作為永磁同步電動機的最佳控 制，可以例舉有以某一電流產(chǎn)生最大的轉矩的最大轉矩/電流控制、或將電動機的效率維 持在最大的最大效率控制等。這些最佳控制方法，是調整對電動機施加的電流振幅與相位、 使其成為計算式或預先儲存在表格中的最佳值的控制方法，由于其內容在各種文獻中都有 所披露，因此此處省略詳細的說明。然而，在實施上述最佳控制時，由于根據(jù)電動機的旋轉 速度及輸出轉矩的大小，將轉矩分量電流(q軸電流)、磁通分量電流(d軸電流)都調整為 最佳值，因此電動機的最佳的交鏈磁通根據(jù)電動機的旋轉速度及輸出轉矩的大小而變化， 電動機端子間電壓(等于逆變器輸出電壓)會大幅變化。與之不同的是，在以往的驅動控制感應電動機的電動機的控制裝置中，一般在起 動電動機后，進行使電動機的二次磁通為一定的恒轉矩運轉，直至到達基礎速度，在基礎速 度以上時，通過將逆變器輸出電壓固定在最大值，并使二次磁通與逆變器輸出頻率的增加 大致呈反比例地減少，來進行恒功率運轉。因此，在基礎速度以上時，逆變器以可以得到最 大輸出電壓的所謂單脈沖模式運轉。這在電車以外的電動汽車等的動力運行用途或一般產(chǎn) 業(yè)用途也是一樣的。即，二次磁通在恒功率運轉區(qū)域僅與逆變器輸出頻率呈反比例變化，不 會根據(jù)輸出轉矩的大小而變化。雖然可以根據(jù)輸出轉矩來調整二次磁通，但如以下所述，由 于輸出轉矩的過渡特性會惡化，因此一般不使用。感應電動機從其原理上，通過將可從外部控制的定子側的電流(一次電流)和轉 差頻率控制為期望的值，可以在轉子側感應電流，產(chǎn)生二次磁通。這一點與在轉子中埋入永 磁體、磁通本來就建立的永磁同步電動機有較大不同。在感應電動機的情況下，由于一次電流與二次磁通的關系是具有由二次電阻與二次電感構成的二次時間常數(shù)的一階延遲的關 系，因此即使根據(jù)輸出轉矩的大小要使二次磁通變化而使一次電流變化，但到二次磁通穩(wěn) 定在期望的值為止也需要二次時間常數(shù)相應的時間(在電車的感應電動機的情況下，一般 為大致500ms左右)，其間輸出轉矩會不穩(wěn)定。因此，轉矩會產(chǎn)生過沖，或轉矩變得易于振 動，轉矩的過渡響應會產(chǎn)生劣化。因此，在感應電動機中，一般不使用根據(jù)輸出轉矩來調整 二次磁通。S卩，在以往的驅動控制感應電動機的電動機的控制裝置中，由于電動機的旋轉速度與電動機的二次磁通的值的關系是唯一地決定的，因此電動機的旋轉速度與逆變器輸出 電壓的大小的關系也是唯一地決定的。另外，在基礎速度以上時，由于要使二次磁通減少 使得逆變器輸出最大電壓，因此無論輸出轉矩的大小如何，逆變器輸出電壓固定為最大值 (例如參照專利文獻1)。然而，在驅動控制永磁同步電動機的電動機的控制裝置的情況下，由于電動機的 旋轉速度與逆變器輸出電壓的大小的關系是根據(jù)輸出轉矩而變化，因此在構成電動機的控 制裝置時需要考慮到這一點。另外，作為與上述不同的問題，可以例舉有用于電動機驅動用的逆變器的開關元 件的開關頻率與電動機的極數(shù)的關系。一般作為電車用的逆變器的輸入的直流電源的電壓 是1500V至3000V左右的高壓，使用具有3300V至6500V左右的耐壓的高耐壓的開關元件。 然而，高耐壓的開關元件的開關損耗、導通損耗都較大，若考慮到冷卻器或冷卻風扇等開關 元件的冷卻裝置不過多，則可容許的開關頻率最大為1000Hz左右，與例如家電產(chǎn)品或產(chǎn)業(yè) 用逆變器、電動汽車用的開關頻率比較，是其1/10至1/20左右的較低值。另一方面，關于逆變器驅動的永磁同步電動機的極數(shù)，從電動機的小型化、輕量化 的觀點而言，6極或8極比較合適，考慮到以往的感應電動機幾乎都是4極，極數(shù)增加為1. 5 至2倍。若電動機的極數(shù)增加，則電車的同一速度下的逆變器輸出頻率與極數(shù)增加呈比例 地增加。在從以往的4極的感應電動機變更為例如8極的永磁同步電動機時，應用于一般的 電車的逆變器輸出頻率的最大值(電車的設計最高速度下的逆變器輸出頻率)，從使用以 往的感應電動機時的150Hz左右倍增到300Hz左右。然而如上所述，由于開關頻率的容許 最大值是1000Hz左右，不能再增加了，因此例如在逆變器輸出頻率位于最大值的300Hz附 近時，若假定調整逆變器輸出電壓的大小(將逆變器輸出電壓調整為最大電壓以外的值) 的情況，由于開關頻率最大也僅為1000Hz左右，因此逆變器輸出電壓的半周期中所包含的 脈沖數(shù)為將載波頻率(等于開關頻率)除以逆變器輸出頻率，為3左右，非常少。若在這樣 的狀態(tài)下驅動電動機，則由于會發(fā)生載波頻率無法被逆變器輸出頻率除盡的情況，因此逆 變器輸出電壓的正的半周期和負的半周期中分別包含的脈沖數(shù)或脈沖位置會變得不平衡， 施加在電動機的電壓的正負對稱性被破壞，在電動機中會產(chǎn)生電流振蕩或轉矩脈動，成為 噪聲或振蕩的原因。另外，在以往的驅動控制感應電動機的電動機的控制裝置中，如上所述，由于在基 礎速度以上時，是與輸出轉矩的大小無關地以始終將逆變器輸出電壓固定在最大值的單脈 沖模式動作，因此不必調整逆變器輸出電壓的大小，由于逆變器輸出電壓的半周期中所包 含的脈沖數(shù)始終是1，不會隨時間變化而為一定，因此在逆變器輸出電壓的正的半周期與負的半周期的脈沖數(shù)和脈沖位置相同，可以確保施加在電動機的電壓的正負對稱性，所以不 必擔心在電動機中產(chǎn)生電流振蕩或轉矩脈動。S卩，驅動控制永磁同步電動機的電車用的電動機的控制裝置，需要特別在逆變器 輸出頻率較高的區(qū)域充分留意施加在電動機的電壓的正負對稱性來進行控制?？偨Y以上說明，驅動控制永磁同步電動機的電車用的電動機的控制裝置，需要充留意電動機的輸出轉矩及旋轉速度導致的電動機端子間電壓的大小的變化、以及施加在 電動機的電壓的正負對稱性來進行控制。本發(fā)明是鑒于上述情況而完成的，其目的在于提供一種電動機的控制裝置，特別 是驅動控制永磁同步電動機的電動機的控制裝置，可以充分留意電動機的輸出轉矩及旋轉 速度導致的逆變器輸出電壓的大小的變化、以及施加在電動機的電壓的正負對稱性來進行 控制，避免在電動機中產(chǎn)生電流振蕩及轉矩脈動，從而避免因這些引起產(chǎn)生的噪聲及振動， 可以穩(wěn)定驅動控制電動機。用于解決問題的方法為了解決所述問題、達到目的，本發(fā)明所涉及的電動機的控制裝置，是對于與直流 電源連接并可以向交流電動機輸出任意頻率和任意電壓的交流電流的逆變器，向構成所述 逆變器的開關元件輸出脈寬調制信號來控制所述交流電動機，所述電動機的控制裝置的特 征在于，具有脈沖模式控制部，所述脈沖模式控制部可以選擇性地切換包含同步脈沖模式、 非同步脈沖模式、以及單脈沖模式的多個脈沖模式，來作為所述脈寬調制信號的輸出模式， 所述脈沖模式控制部基于與所述逆變器的輸出狀態(tài)相關的多個量，來進行所述同步脈沖模 式與所述非同步脈沖模式的切換，所述多個量可參照逆變器輸出電壓基波的周期中所包含 的脈沖數(shù)。發(fā)明的效果根據(jù)本發(fā)明，在電動機的控制裝置的同步脈沖模式與非同步脈沖模式的切換中， 由于基于與逆變器的輸出狀態(tài)相關的多個量來進行脈沖模式的切換，所述多個量包括可參 照逆變器輸出電壓基波的周期中所包含的脈沖數(shù)的量，因此在例如像永磁同步電動機那樣 的逆變器輸出電壓的大小由于電動機的輸出轉矩及旋轉速度而變化時，即使對于在以往的 控制方法中選擇非同步脈沖模式引起的施加在電動機的電壓的正負對稱性不能得到確保 的狀況，也能通過可以選擇同步脈沖模式，來確保電壓的正負對稱性。因此，具有的效果是 避免在電動機中產(chǎn)生電流振蕩及轉矩脈動，從而避免因這些引起產(chǎn)生的噪聲及振動，可以 穩(wěn)定驅動控制電動機。


圖1是表示實施方式1所涉及的電動機的控制裝置的結構例的圖。圖2是表示實施方式1的電壓指令/PWM信號生成部的結構例的圖。圖3是說明在驅動控制永磁同步電動機的電動機的控制裝置中適用以往方式的 脈沖模式切換方式時的動作的圖。圖4是說明實施方式1的脈沖模式切換動作的圖。圖5是說明實施方式2的脈沖模式切換動作的圖。圖6是說明實施方式3的脈沖模式切換動作的圖。
圖7是說明以往方式的脈沖模式切換動作的圖。標號說明1電容器2逆變器3、4、5電流檢測器8電壓檢測器10電流指令生成部Ild軸基本電流指令生成部20d軸電流控制部21q軸非干涉計算部22d軸非干涉計算部23q軸電流控制部30調制比計算部40控制相位角計算部50電壓指令/PWM信號生成部53乘法運算器54調整增益表55電壓指令計算部57非同步載波信號生成部58同步3脈沖載波信號生成部59 開關60脈沖模式切換處理部61 63比較器64 66反相電路70逆變器角頻率計算部90三相-dq軸坐標變換部95基準相位角計算部100電動機的控制裝置
具體實施例方式下面，基于附圖詳細說明本發(fā)明所涉及的電動機的控制裝置的實施方式。另外，本發(fā)明不限于本實施方式。實施方式1.圖1是表示本實施方式所涉及的電動機的控制裝置的結構例的圖。如圖1所示， 主電路包括成為直流電源的電容器1、從電容器1的直流電壓轉換為任意的頻率和任意電 壓的交流電壓并輸出三相交流的逆變器2、以及永磁同步電動機(以下僅稱作電動機)6而 構成。在主電路上配置檢測電容器1的電壓的電壓檢測器8、檢測逆變器2的輸出線的 電流iu、iv、iw的電流檢測器3、4、5，在電動機6配置檢測轉子機械角em的旋轉變壓器(reS0lVer)7，各檢測信號輸入至電動機的控制裝置100。 另外，可以使用編碼器代替旋轉變壓器7，也可以使用從檢測的電壓、電流等來計 算求出位置信號的無位置傳感器方式，代替從旋轉變壓器7得到的位置信號，此時不需要 旋轉變壓器7。即，位置信號的獲取不限于使用旋轉變壓器7。另外，關于電流檢測器3、4、 5，由于最少只要在2相設置電流檢測器、則其余1相的電流就可以通過計算求出，因此也可 以這樣構成；還可以從逆變器2的直流側電流再現(xiàn)并獲取逆變器2的輸出電流而構成。
向逆變器2輸入由電動機的控制裝置100生成的柵極信號U、V、W、X、Y、Z，對逆變 器2內置的開關元件進行PWM(Pulse Width Modulation 脈寬調制)控制。逆變器2優(yōu)選電壓型PWM逆變器，由于其結構已知，因此省略詳細的說明。形成從未圖示的外部的控制裝置向電動機的控制裝置100輸入轉矩指令T*的結 構，電動機的控制裝置100控制逆變器2，使得電動機6的產(chǎn)生轉矩T與轉矩指令T* 一致。接下來，說明電動機的控制裝置100的結構。電動機的控制裝置100包括根據(jù)轉 子機械角em算出基準相位角θ e的基準相位角計算部95;根據(jù)從電流檢測器3、4、5檢測 的三相電流iu、iv、iw和基準相位角θ e生成(!軸電流id、q軸電流iq的三相_dq軸坐標 變換部90 ；根據(jù)基準相位角θ e算出逆變器輸出角頻率ω的逆變器角頻率計算部70 ；根 據(jù)從外部輸入的轉矩指令Τ*和逆變器角頻率ω生成d軸電流指令id*、q軸電流指令iq* 的電流指令生成部10 ；對d軸電流指令id*與d軸電流之差進行比例積分控制、生成d軸 電流誤差Pde的d軸電流控制部20 ；對q軸電流指令iq*與q軸電流之差進行比例積分控 制、生成q軸電流誤差Pqe的q軸電流控制部23 ；根據(jù)d軸電流指令id*和逆變器角頻率 ω計算q軸前饋電壓vqFF的q軸非干涉計算部21 ；根據(jù)q軸電流指令iq*和逆變器輸出 角頻率ω計算d軸前饋電壓VdFF的d軸非干涉計算部22 ；根據(jù)d軸電流誤差pde與d軸 前饋電壓VdFF之和即d軸電壓指令vd*、q軸電流誤差pqe與q軸前饋電壓vqFF之和即q 軸電壓指令vq*、基準相位角θ e、電容器1的電壓EFC計算調制比PMF的調制比計算部30 ； 根據(jù)d軸電流誤差pde與d軸前饋電壓vdFF之和即d軸電壓指令vd*、q軸電流誤差pqe 與q軸前饋電壓vqFF之和即q軸電壓指令vq*、基準相位角θ e計算控制相位角θ的控制 相位角計算部40 ；以及根據(jù)調制比PMF、控制相位角θ生成發(fā)往逆變器2的柵極信號U、V、 W、X、Y、Z的電壓指令/PWM信號生成部50。接下來，說明以上說明的各控制框的詳細結構及其動作。首先，在基準相位角計算 部95中，基于下式(1)，根據(jù)轉子機械角em算出電角度即基準相位角0e。θ e = θ m · PP…⑴式中，PP是電動機6的極對數(shù)。在三相-dq軸坐標變換部90中，基于下式(2)，根據(jù)三相電流iu、iv、iw和基準相 位角9e，生成d軸電流id、q軸電流iq。數(shù)學式1<formula>formula see original document page 8</formula>在逆變器角頻率計算部70中，通過基于下式(3)將基準相位角θ e進行微分，算出逆變器輸出角頻率ω。
ω = d θ e/dt... (3)另外，通過將逆變器輸出角頻率ω除以，計算出逆變器輸出頻率FINV。接下來，說明電流指令生成部10的結構及動作。在電流指令生成部10中，根據(jù) 從外部輸入的轉矩指令Τ*和逆變器輸出角頻率ω，生成d軸電流指令id*、q軸電流指令 iq*。作為生成方法，可以例舉以某一電流產(chǎn)生最大的轉矩的最大轉矩/電流控制、或將電 動機的效率維持在最大的最大效率控制等的最佳控制方法等。這些最佳控制方法是下述的 方式即，將電動機的旋轉速度和輸出轉矩的大小等作為參數(shù)，來進行調整，使實際電流與 計算式或預先儲存在表格中的最佳的轉矩分量電流指令(q軸電流指令iq*)、磁通分量電 流指令(d軸電流指令id*) —致。另外，由于其內容已知，在各種文獻中都有所披露，因此 省略詳細的說明。接下來，利用d軸電流控制部20、q軸電流控制部23，分別基于下式(4)、(5)，生成 將d軸電流指令id*與d軸電流之差進行比例積分放大的d軸電流誤差pdejf q軸電流指 令iq*與q軸電流之差進行比例積分放大的q軸電流誤差pqe。pde = (K3+K4/s) · (id*_id)…(4)pqe = (Kl+K2/s) · (iq*_iq)…(5)式中，K1、K3是比例增益，Κ2、Κ4是積分增益，s是微分算子。另外，特別在以單脈沖模式運轉時等情況下，pqe、pde也可以根據(jù)需要設為零等， 而不用于控制。另外，d軸非干涉計算部22、q軸非干涉計算部21，分別基于下式(6)、(7)，計算d 軸前饋電壓vdFF、q軸前饋電壓vqFF。vdFF = (Rl+s · Ld) · id*-ω · Lq · iq*... (6)vqFF = (Rl+s · Lq) · iq*+co · (Ld · id*+Φ a)... (7)式中，Rl是電動機6的一次繞組電阻(Ω )，Ld是d軸電感(H)，Lq是q軸電感(H)， Φ a是永磁體磁通(Wb)。另外，在調制比計算部30中，根據(jù)d軸電流誤差pde與d軸前饋電壓vdFF之和即 d軸電壓指令vd*、q軸電流誤差pqe與q軸前饋電壓vqFF之和即q軸電壓指令vq*、基準 相位角9e、電容器1的電壓EFC，基于下式(8)計算調制比PMF。PMF = VM*/VMmax... (8)式中，VMmax = ( V (6)/ π ) · EFC... (9)VM* = sqrt (vd*2+vq*2)... (10)另外，調制比PMF是表示逆變器輸出電壓指令矢量的大小VM*相對于逆變器可輸 出的最大電壓VMmax(由式(9)定義)的比例，在PMF = 1. 0時，表示逆變器輸出電壓指令矢 量的大小VM*與逆變器可輸出的最大電壓VMmax相等。另外，從式(2)至式(10)式可知， 根據(jù)由電流指令生成部10生成的d軸電流指令id*、q軸電流指令iq*，調制比PMF發(fā)生變 化。在控制相位角計算部40中，根據(jù)d軸電流誤差pde與d軸前饋電壓vdFF之和即 d軸電壓指令vd*、q軸電流誤差pqe與q軸前饋電壓vqFF之和即q軸電壓指令vq*、以及基準相位角θ e，基于下式(11)計算控制相位角θ。θ = θ e+Ji+THV... (11)式中，THV = tarT1 (vd*/vq*)…(12)接下來，說明電壓指令/PWM信號生成部50的結構。圖2是表示本實施方式的電 壓指令/PWM信號生成部50的結構例的圖。如圖2所示，電壓指令/PWM信號生成部50包 括乘法運算器53、調整增益表54、電壓指令計算部55、非同步載波信號生成部57、同步3 脈沖載波生成部58、開關59、比較器61 63、以及反相電路64 66而構成。在電壓指令計算部55中，根據(jù)調制比PMF和控制相位角θ，基于下式(I3)至 (15)，生成三相電壓指令即U相電壓指令Vu*、V相電壓指令Vv*、W相電壓指令Vw*。Vu* = PMFM · sin θ ... (13)Vv* = PMFM · sin ( θ - (2 · Ji /3))…(14)Vw* = PMFM · sin ( θ - (4 · Ji /3))…(15)式中，PMFM如后述所示，是對調制比PMF乘以調整增益表54的輸出的電壓指令振幅。另外，如后所述，與上述各電壓指令比較的載波信號CAR至少具有同步載波信號 以及非同步載波信號，形成可以根據(jù)由脈沖模式控制部即脈沖模式切換處理部60選擇的 脈沖模式來選擇載波信號CAR的結構。另外，同步載波信號將載波信號CAR的頻率決定作 為逆變器輸出頻率FINV的函數(shù)，使得構成逆變器輸出電壓的脈沖數(shù)及其位置在逆變器輸 出電壓的正側半周期和負側半周期中相同。另外，非同步載波信號為不是同步載波信號的 信號，是與逆變器輸出頻率FINV無關地決定的頻率的載波信號，此處，例如是電車用的開 關元件的極限開關頻率即1000Hz頻率的載波信號。另外，在本實施方式中，作為同步載波 信號，以在逆變器輸出電壓的半周期中包含3個電壓脈沖這樣的同步3脈沖載波信號為例 進行了說明，但不限于此，除此以外例如也可以使用同步5脈沖載波信號等，還可以預先準 備多個同步載波信號并根據(jù)需要切換來構成。如上所述，式(13)至(15)中的系數(shù)PMFM是用乘法運算器53對調制比PMF乘以調整增益表54的輸出的電壓指令振幅。調整增益表54用于對非同步脈沖模式及同步3脈 沖模式、校正逆變器輸出電壓VM相對于調制比PMF的不同的關系，簡要如下。在非同步脈沖模式下，逆變器沒有失真，可輸出的最大電壓(有效值)為 0. 612 · EFC ；但在同步3脈沖模式下，則為0. 7797 · EFC。即，在非同步脈沖模式下，與同步 3脈沖模式相比，逆變器輸出電壓相對于調制比PMF為1/1.274。為了抵消這兩者之差，在 非同步脈沖模式下，將調制比PMF變?yōu)?. 274倍，作為電壓指令振幅PMFM，輸入至上述電壓 指令計算部55。另一方面，在同步3脈沖模式下，將調制比PMF變?yōu)?.0倍，作為電壓指令 振幅PMFM，輸入至上述電壓指令計算部55。接下來，從電壓指令計算部55輸出的U相電壓指令Vu*、V相電壓指令Vv*、W相電 壓指令Vw*，分別由比較器61至63與載波信號CAR進行大小比較，生成作為其比較結果的 柵極信號U、V、W、以及將這些柵極信號進一步通過反相電路64至66而得到的柵極信號X、 Y、Z。載波信號CAR是利用脈沖模式切換處理部60通過開關59選擇由非同步載波信號生 成部57生成的非同步載波信號A(此處為一般最大1000Hz左右的頻率的載波信號)、由同步3脈沖載波信號生成部58生成的同步3脈沖載波信號B、以及對于單脈沖模式選擇的零 值C的信號。另外，非同步載波信號A、同步3脈沖載波信號B是以零為中心取-1至1的值。此處，說明脈沖模式切換處理部60的動作。首先，作為已有例，說明適用于驅動控 制感應電動機的電動機的控制裝置的方式。圖7是說明以往方式的脈沖模式切換動作的 圖。如圖7所示，采用根據(jù)調制比PMF來切換非同步脈沖模式、同步脈沖模式(例如同步3 脈沖模式)、以及單脈沖模式的結構。詳細而言采用以下結構即，在調制比PMF較低的區(qū) 域(調制比PMF在第一設定值以下)，將開關59切換到非同步載波A側；在調制比PMF為 第一設定值以上、且第三設定值以下時，切換到同步3脈沖載波B側；在調制比PMF到達第 三設定值時，切換到零值C側。另外，下面，作為一個例子，以設定0.785 (= 1/1.274)作為 第一設定值、設定1. 0作為第三設定值的情況進行說明。此處，同步3脈沖模式可以輸出在非同步脈沖模式下無法輸出的、調制比PMF為 0. 785以上的電壓。另外，即使使用非同步脈沖模式、同步5脈沖模式、同步9脈沖模式等作為過調制 的方法來構成，也可以輸出相當于同步3脈沖模式的電壓。但是，調制比PMF與逆變器2的 輸出電壓的關系是非線性的，需要對其進行校正，使結構復雜化。然而，在對驅動控制永磁同步電動機的電動機的控制裝置適用上述以往方式時， 會產(chǎn)生以下的問題。圖3是說明對驅動控制永磁同步電動機的電動機的控制裝置適用以往方式中的 脈沖模式切換方式時的動作的圖。在圖3中，表示以轉矩指令T*為參數(shù)、對于逆變器輸出 頻率FINV與調制比PMF的關系而選擇的脈沖模式。如圖3所示，根據(jù)轉矩指令T*的大小， 調制比PMF與逆變器輸出頻率FINV的關系有較大變化。圖3中，例如著眼于電車在最高速 度附近以最大轉矩進行動力運行加速的情況(圖3的地點A)。此時，作為轉矩指令T*是輸 入最大值，逆變器以輸出最大輸出電壓的單脈沖模式運轉。此處，考慮為了中止電車的加速 而將速度維持一定等、進行使轉矩指令T*向最小值減少的操作的情況。此時，基于在電流 指令生成部10計算的d軸電流指令id*和q軸電流指令iq*而算出的調制比PMF，如圖3 所示，從最大值即第三設定值1. 0大幅下降。然后，若調制比PMF下降到第一設定值即0.785以下，則在以往的方式中選擇非同 步脈沖模式，但由于例如對于逆變器輸出頻率300Hz，非同步載波頻率最大為1000Hz，因此 逆變器輸出電壓半周期中所包含的脈沖數(shù)為3左右，非常少。若在這樣的狀態(tài)下驅動電動 機，則由于會發(fā)生載波頻率無法被逆變器輸出頻率除盡的情況，因此存在的問題是逆變器 輸出電壓(以后，只要沒有特別說明就是指線電壓)的正的半周期和負的半周期中分別包 含的脈沖數(shù)或脈沖位置會變得不平衡，施加在電動機的電壓的正負對稱性被破壞，在電動 機中會產(chǎn)生電流振蕩或轉矩脈動，產(chǎn)生噪聲或振蕩。 為解決這樣的問題，本實施方式的脈沖模式切換處理部60采用以下結構S卩，除 了與逆變器輸出電壓振幅相關的量即調制比PMF，還參照與逆變器輸出頻率相關的量即逆 變器輸出頻率FINV其自身，對輸出轉矩T*的變化，基于調制比PMF及逆變器輸出頻率FINV 進行脈沖模式的切換。另外，關于與逆變器輸出電壓振幅相關的量及與逆變器輸出頻率相 關的量的選擇，不限于本實施方式的選擇例，只要分別是逆變器輸出電壓振幅及逆變器輸出頻率的函數(shù)即可，可以任意選擇。圖4是說明本實施方式的脈沖模式切換動作的圖。圖4中，表示以轉矩指令T*為 參數(shù)、對于逆變器輸出頻率FINV與調制比PMF的關系而選擇的脈沖模式。另外，在圖4中， 除了關于調制比PMF的第一設定值、第三設定值，還示出了關于逆變器輸出頻率FINV的第
二設定值。如上述說明例所示，考慮以下的情況即，從以輸出最大轉矩的單脈沖模式運轉的狀態(tài)，為了中止電車的加速而將速度維持一定等，進行使轉矩指令T*向最小值減少的操 作。此時，如圖4所示采用以下結構即，在地點A，除調制比PMF之外，還參照逆變器輸出 頻率FINV，即使調制比PMF為第一設定值以下，但只要逆變器輸出頻率FINV為第二設定值 以上，就不選擇非同步脈沖模式，而維持同步脈沖模式。即，從同步脈沖模式向非同步脈沖 模式的切換，是在調制比PMF為第一設定值以下、且在逆變器輸出頻率FINV為第二設定值 以下時進行。反之，在調制比PMF從零增加時，即使在調制比PMF為第一設定值以下時，但 只要逆變器輸出頻率FINV為第二設定值以上，就從非同步脈沖模式切換到同步脈沖模式。 艮口，從非同步脈沖模式向同步脈沖模式的切換，是在調制比PMF為第一設定值以上、或者逆 變器輸出頻率FINV為第二設定值以上時進行。另外，在決定第二設定值時，優(yōu)選將逆變器輸出電壓的半周期中所包含的脈沖數(shù) 確保為預定值以上。另外，通過仿真等確認了上述預定值優(yōu)選為8以上。進行補充說明，若 逆變器輸出電壓的半周期中所包含的脈沖數(shù)為8左右，則即使在發(fā)生載波頻率無法被逆變 器輸出頻率除盡時，也能減輕逆變器輸出電壓的正的半周期和負的半周期所分別包含的脈 沖數(shù)或脈沖位置的不平衡程度，可以確保施加在電動機的電壓的正負對稱性為實用上沒有 問題的程度。毋庸置疑的是脈沖數(shù)越多越好。另外，從同步脈沖模式向單脈沖模式的切換，是在調制比PMF為第三設定值以上 的時刻實施的。另外，從單脈沖模式向同步脈沖模式的切換，是在調制比PMF為第三設定值 以下的時刻實施的?？偨Y以上本實施方式的同步脈沖模式和非同步脈沖模式間轉移時的動作如下。從非同步脈沖模式向同步脈沖模式的切換，是在與逆變器輸出電壓振幅相關的量 即調制比PMF為第一設定值以上、或者與逆變器輸出頻率相關的量即逆變器輸出頻率FINV 為第二設定值以上的條件下實施的。另外，從同步脈沖模式向非同步脈沖模式的切換，是在 與逆變器輸出電壓振幅相關的量即調制比PMF為第一設定值以下、且與逆變器輸出頻率相 關的量即逆變器輸出頻率FINV為第二設定值以下的條件下實施的。另外，第二設定值是從 將逆變器輸出電壓基波半周期中所包含的脈沖數(shù)確保為預定值以上的觀點決定的。即，是 根據(jù)可適用的非同步載波信號的頻率、以及為了將施加在電動機的電壓的正負對稱性確保 為實用上沒有問題的程度所需的脈沖數(shù)來決定的。根據(jù)本實施方式，在設定第二設定值以確保逆變器輸出電壓半周期中所包含的脈 沖數(shù)例如為8時，脈沖模式維持同步脈沖模式，直到逆變器輸出頻率為非同步載波信號的 頻率1000Hz的1/8以下、即125Hz以下。因此，由于可以使構成逆變器輸出電壓的脈沖數(shù) 及其位置在逆變器輸出電壓的正側半周期和負側半周期中相同，因此可以確保施加在電動 機的電壓的正負對稱性，可以得到在電動機中不會產(chǎn)生電流振蕩或轉矩脈動、不會發(fā)出噪 聲或振動的電動機的控制裝置。
實施方式2作為可以實現(xiàn)與實施方式1相同效果的其他方法，也可以采用以下結構即計算例如逆變器輸出頻率FINV與非同步載波信號的頻率之比、即基于逆變器輸出電壓基波的 半周期中所包含的脈沖數(shù)的量即脈沖數(shù)指標，在該脈沖數(shù)指標大于第四設定值時，可選擇 非同步脈沖模式。脈沖數(shù)指標例如可以是上述脈沖數(shù)其自身。圖5是說明本實施方式的脈沖模式切換動作的圖。在圖5，表示以轉矩指令T*為 參數(shù)、對于逆變器輸出頻率FINV與調制比PMF的關系而選擇的脈沖模式。采用以下結構S卩，在調制比PMF從1. 0減少時，即使調制比PMF為第一設定值 以下時，只要脈沖數(shù)指標小于第四設定值，就不切換到非同步脈沖模式，而維持同步脈沖模 式。即，從同步脈沖模式向非同步脈沖模式的切換，是在調制比PMF為第一設定值以下、且 脈沖數(shù)指標為第四設定值以上時進行。反之，在調制比PMF從零增加時，即使調制比PMF為第一設定值以下時，只要脈沖 數(shù)指標小于第四設定值，就從非同步脈沖模式切換到同步脈沖模式。即，從非同步脈沖模式 向同步脈沖模式的切換，是在調制比PMF為第一設定值以上、或者脈沖數(shù)指標為第四設定 值以下時進行。另外，第四設定值如在實施方式1中說明的那樣，是根據(jù)可適用的非同步載波信 號的頻率、以及為了將施加在電動機的電壓的正負對稱性確保為實用上沒有問題的程度所 需的脈沖數(shù)來決定的。作為第四設定值優(yōu)選為8以上。根據(jù)本實施方式，在設定第四設定值以確保逆變器輸出電壓半周期中所包含的脈 沖數(shù)例如為8以上時，脈沖模式維持同步脈沖模式，直到逆變器輸出頻率為非同步載波信 號的頻率1000Hz的1/8以下、S卩125Hz以下。因此，由于可以使構成逆變器輸出電壓的脈 沖數(shù)及其位置在逆變器輸出電壓的正側半周期和負側半周期中相同，因此可以確保施加在 電動機的電壓的正負對稱性，可以得到在電動機中不會產(chǎn)生電流振蕩或轉矩脈動、不會發(fā) 出噪聲或振動的電動機的控制裝置。另外，本實施方式的其他結構、動作以及效果與實施方 式1相同。實施方式3圖6是說明本實施方式的脈沖模式切換動作的圖。如圖6所示，由于調制比PMF 是根據(jù)輸出轉矩而變動的量，因此可以采用使第一設定值根據(jù)轉矩指令T*而可變的方法。 如圖6所示，在轉矩指令T*較大時增大第一設定值，在轉矩指令T*較小時減小第一設定 值。然后，從非同步脈沖模式向同步脈沖模式的切換，是在與逆變器輸出電壓振幅相關的量 即調制比PMF為根據(jù)轉矩指令T*而設定的第一設定值以上時進行。另外，從同步脈沖模式 向非同步脈沖模式的切換，是在與逆變器輸出電壓振幅相關的量即調制比PMF為根據(jù)轉矩 指令T*設定的第一設定值以下時進行。根據(jù)本方法，不必設定第二設定值，此外，不用直接參照根據(jù)包含電動機的轉子機 械角θ m的電動機的旋轉狀態(tài)而可能產(chǎn)生急劇的時間變化的量即逆變器輸出頻率FINV，而 是參照前饋方式生成的轉矩指令T*而構成，因此，例如在電車一般可能產(chǎn)生的車輪空轉滑 行時等電動機的旋轉速度與其同步變化、逆變器輸出頻率FINV隨其在第二設定值的上下 振動地變動時，可以避免脈沖模式在非同步脈沖模式與同步脈沖模式之間顫動。另外，當然，在決定作為可變的第一設定值時，根據(jù)實施方式1所示的內容，優(yōu)選確保逆變器輸出電壓半周期中所包含的脈沖數(shù)為預定值以上(例如8以上)。根據(jù)本實施方式，可以確保施加在電動機的電壓的正負對稱性，可以得到在電動 機中不會產(chǎn)生電流振蕩或轉矩脈動、不會發(fā)出噪聲或振動的電動機的控制裝置。另外，在逆 變器輸出頻率FINV在第二設定值的前后附近變動時，可以避免脈沖模式在非同步脈沖模 式與同步脈沖模式之間顫動。另外，本實施方式的其他結構、動作以及效果與實施方式1相 同。以上，在實施方式1至3中，脈沖模式的切換是基于與逆變器的輸出狀態(tài)相關的2 個量進行的。即，在實施方式1中基于調制比PMF及逆變器輸出頻率FINV，在實施方式2中 基于調制比PMF及脈沖數(shù)指標，在實施方式3中基于調制比PMF及轉矩指令T*。與之不同 的是，在圖7所示的以往的控制方法中，僅基于調制比PMF來進行脈沖模式的切換，存在的 問題是在將這樣的以往的控制方法適用于調制比PMF根據(jù)轉矩指令T*的大小而大幅變化 的電動機時，會產(chǎn)生電流振蕩或轉矩脈動。在實施方式1至3中，通過除調制比之外還利用 與逆變器的輸出狀態(tài)相關的量，可以應對調制比PMF根據(jù)轉矩指令T*的大小而變化。另外， 通過利用與逆變器的輸出狀態(tài)相關的2個量，可以參照逆變器輸出電壓基波的周期中所包 含的脈沖數(shù)，通過基于上述脈沖數(shù)來適當設定同步脈沖模式與非同步脈沖模式的切換的設 定值，可以充分留意施加在電動機的電壓的正負對稱性來進行控制。實施方式4接下來，說明為了在電車行駛中將動力運行動作或者再生動作中止而切斷逆變器 2時的動作?？紤]在逆變器2以單脈沖模式動作的狀態(tài)下、切斷電車的動力運行動作或者再生 動作的切斷指令(未圖示)從外部的控制裝置(未圖示)輸入到電動機的控制裝置100的 情況。與此同時，外部的控制裝置使轉矩指令T*緩緩減少至零。轉矩指令T*用約1秒從 最大值減少到零。此時，在電動機的控制裝置100中執(zhí)行以下所示的控制步驟。由于轉矩指令T*的減少，在調制比PMF不到1. 0的時刻，脈沖模式切換處理部60 將脈沖模式從單脈沖模式向同步脈沖模式切換。之后，即使調制比PMF為第一設定值以下， 也不切換到非同步脈沖模式，在保持同步脈沖模式下降低調制比PMF，在轉矩指令T*充分 減少后，切斷所有給逆變器2的柵極信號U、V、W、X、Y、Z。作為其他情況，考慮在逆變器2以同步脈沖模式動作的狀態(tài)下、切斷電車的動力 運行動作或者再生動作的切斷指令(未圖示)從外部的控制裝置輸入到電動機的控制裝置 100的情況。與此同時，外部的控制裝置使轉矩指令T*緩緩減少至零。轉矩指令T*用約1 秒從最大值減少到零。此時，在電動機的控制裝置100中執(zhí)行以下所示的控制步驟。即使由于轉矩指令T*的減少，調制比PMF為第一設定值以下，但脈沖模式切換處 理部60也不切換到非同步脈沖模式，在保持同步脈沖模式下降低調制比PMF，在轉矩指令 T*充分減少后，切斷所有給逆變器2的柵極信號U、V、W、X、Y、Z。如以上說明所示，根據(jù)本實施方式，在逆變器2以單脈沖模式或者同步脈沖模式 運轉的狀態(tài)下，為了將電車的動力運行動作或者再生動作中止而使逆變器2停止時，脈沖 模式切換處理部60將脈沖模式維持同步脈沖模式不變，不選擇非同步脈沖模式，通過這樣 的結構，即使在從逆變器輸出頻率較高的區(qū)域切斷逆變器2時，也可以使構成逆變器輸出 電壓的脈沖數(shù)及其位置在逆變器輸出電壓的正側半周期和負側半周期中相同，因此可以確保施加在電動機的電壓的正負對稱性，可以得到在電動機中不會產(chǎn)生電流振蕩或轉矩脈 動、可以可靠而且穩(wěn)定地停止逆變器2的電動機的控制裝置。另外，通過不選擇非同步脈沖 模式的結構，由于在轉矩指令T*減少到零的短時間(1秒左右)內不進行多次脈沖模式切 換，因此可以避免切換定時的延遲等引起的控制不穩(wěn)定化。實施方式5接下來，說明在與逆變器輸出頻率相關的量即逆變器輸出頻率FINV為第二設定 值以上而電車慣性行駛時、為了開始電車的動力運行動作或者再生動作而起動逆變器2時 的動作。考慮在逆變器2停止的狀態(tài)下、開始電車的動力運行動作或者再生動作的起動指 令(未圖示)從外部的控制裝置(未圖示)輸入到電動機的控制裝置100的情況。與此同 時，外部的控制裝置使轉矩指令T*緩緩上升到預定的值。轉矩指令T*用約1秒從零上升 到預定值。此時，在電動機的控制裝置100中執(zhí)行以下所示的控制步驟。利用起動指令，開始逆變器2的柵極信號U、V、W、X、Y、Z的開關動作，即使調制比 PMF為第一設定值以下也無妨，脈沖模式切換處理部60啟動脈沖模式的初始設定，設定作 為同步脈沖模式。之后，在調制比PMF增加為1.0以上的階段，將脈沖模式切換到單脈沖模 式?；蛘咴谡{制比PMF減少為第一設定值以下、且逆變器輸出頻率FINV為第二設定值以下 的階段，將脈沖模式切換到非同步脈沖模式。如以上說明所示，根據(jù)本實施方式，在從與逆變器輸出頻率相關的量即逆變器輸 出頻率FINV為第二設定值以上、電車慣性行駛的狀態(tài)下起動逆變器2時，脈沖模式切換處 理部60啟動脈沖模式的初始設定，設定作為同步脈沖模式，不選擇非同步脈沖模式，通過 這樣的結構，在從逆變器輸出頻率較高的區(qū)域起動逆變器2時，由于可以從剛起動之后使 得構成逆變器輸出電壓的脈沖數(shù)及其位置在逆變器輸出電壓的正側半周期和負側半周期 中相同，因此可以確保施加在電動機的電壓的正負對稱性，可以得到在電動機中不會產(chǎn)生 電流振蕩或轉矩脈動、可以可靠而且穩(wěn)定地起動逆變器2的電動機的控制裝置。另外，在上述實施方式1至5中，有以電車在動力運行中為例進行說明的部分，但 在施加再生制動而減速時，也能用同樣的考慮方法構成。另外，以控制永磁同步電動機的電動機的控制裝置為一個例子進行了說明，但也 可以適用于驅動控制其他種類的電動機的電動機的控制裝置。另外，說明了三相交流的情 況，但也可以適用于除此以外的情況。以上的實施方式所示的結構是本發(fā)明內容的一個例子，也可以與其他已知的技術 組合，在不脫離本發(fā)明要點的范圍內，當然也可以省略一部分等、或進行變更而構成。并且，在本說明書中，考慮用于電車的驅動用的電動機的控制裝置而對
發(fā)明內容
進行說明，但使用領域不限于此，當然也可以應用于電動汽車、電梯等各種相關領域。工業(yè)上的實用性如上所述，本發(fā)明所涉及的電動機的控制裝置，對于控制永磁同步電動機的電動 機的控制裝置是有用的。
權利要求
一種電動機的控制裝置，是對于與直流電源連接并可以向交流電動機輸出任意頻率和任意電壓的交流電流的逆變器，向構成所述逆變器的開關元件輸出脈寬調制信號來控制所述交流電動機，所述電動機的控制裝置的特征在于，具有脈沖模式控制部，所述脈沖模式控制部可以選擇性地切換包含同步脈沖模式、非同步脈沖模式、以及單脈沖模式的多個脈沖模式，來作為所述脈寬調制信號的輸出模式，所述脈沖模式控制部基于與所述逆變器的輸出狀態(tài)相關的多個量，來進行所述同步脈沖模式與所述非同步脈沖模式的切換，所述多個量可參照逆變器輸出電壓基波的周期中所包含的脈沖數(shù)。
2.如權利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，與所述逆變器的輸出狀態(tài)相關的多個量是與逆變器輸出電壓振幅相關的量、與逆變 器輸出頻率相關的量。
3.如權利要求2所述的電動機的控制裝置，其特征在于，所述脈沖模式控制部進行的從所述非同步脈沖模式向所述同步脈沖模式的切換，是在 與所述逆變器輸出電壓振幅相關的量為第一設定值以上、或者與所述逆變器輸出頻率相關 的量為第二設定值以上時進行；所述脈沖模式控制部進行的從所述同步脈沖模式向所述非 同步脈沖模式的切換，是在與所述逆變器輸出電壓振幅相關的量為所述第一設定值以下、 且與所述逆變器輸出頻率相關的量為所述第二設定值以下時進行。
4.如權利要求3所述的電動機的控制裝置，其特征在于，所述脈沖模式控制部，在與所述逆變器輸出電壓振幅相關的量為大于所述第一設定值 的值即第三設定值以上時，從所述同步脈沖模式向所述單脈沖模式切換；并且在與所述逆 變器輸出電壓振幅相關的量為第三設定值以下時，從所述單脈沖模式向所述同步脈沖模式 切換。
5.如權利要求3所述的電動機的控制裝置，其特征在于，設定所述第二設定值，使得所述逆變器輸出電壓基波的半周期中所包含的脈沖數(shù)為預 定值以上。
6.如權利要求5所述的電動機的控制裝置，其特征在于，所述預定值是8。
7.如權利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，與所述逆變器的輸出狀態(tài)相關的多個量是與逆變器輸出電壓振幅相關的量、基于逆 變器輸出電壓基波的半周期中所包含的脈沖數(shù)的量。
8.如權利要求7所述的電動機的控制裝置，其特征在于，所述脈沖模式控制部進行的從所述非同步脈沖模式向所述同步脈沖模式的切換，是在 與所述逆變器輸出電壓振幅相關的量為第一設定值以上、或者基于所述脈沖數(shù)的量為第四 設定值以下時進行；所述脈沖模式控制部進行的從所述同步脈沖模式向所述非同步脈沖模式的切換，是在 與所述逆變器輸出電壓振幅相關的量為所述第一設定值以下、且基于所述脈沖數(shù)的量為所 述第四設定值以上時進行。
9.如權利要求8所述的電動機的控制裝置，其特征在于，基于所述脈沖數(shù)的量是所述逆變器輸出電壓基波的半周期中所包含的脈沖數(shù)自身，所 述第四設定值是8以上。
10.如權利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，與所述逆變器的輸出狀態(tài)相關的多個量是與逆變器輸出電壓振幅相關的量、所述交 流電動機的輸出的轉矩。
11.如權利要求10所述的電動機的控制裝置，其特征在于，所述脈沖模式控制部進行的從所述非同步脈沖模式向所述同步脈沖模式的切換，是在 與所述逆變器輸出電壓振幅相關的量為根據(jù)所述交流電動機的輸出的轉矩而設定的第一 設定值以上時進行；所述脈沖模式控制部進行的從所述同步脈沖模式向所述非同步脈沖模 式的切換，是在與所述逆變器輸出電壓振幅相關的量為根據(jù)所述交流電動機的輸出的轉矩 而設定的第一設定值以下時進行。
12.如權利要求11所述的電動機的控制裝置，其特征在于，在所述交流電動機的輸出的轉矩較大時，將所述第一設定值設定得較大；在所述交流 電動機的輸出的轉矩較小時，將所述第一設定值設定得較小。
13.如權利要求12所述的電動機的控制裝置，其特征在于，設定所述第一設定值，使得所述逆變器輸出電壓基波的半周期中所包含的脈沖數(shù)為預 定值以上。
14.如權利要求13所述的電動機的控制裝置，其特征在于，所述預定值是8。
15.一種電動機的控制裝置，是對于與直流電源連接并可以向交流電動機輸出任意頻 率和任意電壓的交流電流的逆變器，向構成所述逆變器的開關元件輸出脈寬調制信號來控 制所述交流電動機，所述電動機的控制裝置的特征在于，具有脈沖模式控制部，所述脈沖模式控制部可以選擇性地切換包含同步脈沖模式、非 同步脈沖模式、以及單脈沖模式的多個脈沖模式，來作為所述脈寬調制信號的輸出模式，在 所述逆變器以所述單脈沖模式動作時，在使所述逆變器停止時，以所述單脈沖模式、所述同 步脈沖模式、所述逆變器的柵極切斷的順序執(zhí)行控制步驟。
16.如權利要求15所述的電動機的控制裝置，其特征在于，在所述逆變器以所述同步脈沖模式動作時，在使所述逆變器停止時，以所述同步脈沖 模式、所述逆變器的柵極切斷的順序執(zhí)行控制步驟。
17.如權利要求3所述的電動機的控制裝置，其特征在于，是裝載在電車上的電動機的控制裝置，在與所述逆變器輸出頻率相關的量為所述第二 設定值以上、所述電車慣性行駛中時，在使停止的所述逆變器起動時，執(zhí)行將所述脈沖模式 的初始設定作為所述同步脈沖模式的控制步驟。
全文摘要
在永磁同步電動機的控制裝置中，從非同步脈沖模式向同步脈沖模式的切換，是在調制比為第一設定值以上、或者逆變器輸出頻率為第二設定值以上時進行；從同步脈沖模式向非同步脈沖模式的切換，是在調制比為第一設定值以下、且逆變器輸出頻率為第二設定值以下時進行。通過設定第二設定值，使得逆變器輸出電壓基波的半周期中所包含的脈沖數(shù)為預定值以上，可以抑制在電動機中產(chǎn)生電流振蕩及轉矩脈動。
文檔編號H02P27/06GK101803177SQ20078010075
公開日2010年8月11日 申請日期2007年9月25日 優(yōu)先權日2007年9月25日
發(fā)明者北中英俊 申請人:三菱電機株式會社