專利名稱：諧波電流抑制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是一種采用橋式全波整流電路的諧波抑制方法，具體地該方法應(yīng)用于功率因素校正電路。
背景技術(shù)：
目前在辦公和家用變頻空調(diào)器中均配置有功率因素校正電路，為實(shí)現(xiàn)將輸入的交流電壓調(diào)整為直流電壓來保證直流壓縮機(jī)的正常運(yùn)行。在現(xiàn)有功率因素校正電路中，通常采用橋式全波整流電路來實(shí)現(xiàn)整流、平滑電容穩(wěn)壓和頻率變換等功能。
如附圖1所示的現(xiàn)有功率因素校正電路，采用交流電源、經(jīng)整流電路和平滑電容后，利用變頻信號實(shí)現(xiàn)對變頻壓縮機(jī)的運(yùn)行控制。在交流電壓為正半周期時(shí)，電流如附圖2中所示箭頭方向流動(dòng)；當(dāng)交流電壓為負(fù)半周期時(shí)，電流如附圖3中所示箭頭方向流動(dòng)。通過上述現(xiàn)有功率因素校正電路可將交流電壓變?yōu)橹绷麟妷阂则?qū)動(dòng)變頻壓縮機(jī)運(yùn)行。但是上述方案只有在輸入電壓高于負(fù)載電壓時(shí)才有電流流過，所以功率因素比較低；由于低功率因素而向供電網(wǎng)回注的高次諧波較大，致使諧波無法滿足標(biāo)準(zhǔn)要求，對供電網(wǎng)造成嚴(yán)重干擾；同時(shí)，直流側(cè)電壓較低導(dǎo)致壓縮機(jī)無法高速運(yùn)轉(zhuǎn)。
現(xiàn)有變頻空調(diào)器也有采用“電感+電容”的功率因素校正模式，來被動(dòng)地吸收諧波電流、以提高功率因素。如附圖4所示。但是此方案中，電抗器的感抗較大而使直流側(cè)電壓下降很大而導(dǎo)致壓縮機(jī)無法以高的轉(zhuǎn)速運(yùn)行。
另外，現(xiàn)有變頻空調(diào)器還通過采用專用集成電路對功率因素進(jìn)行校正。如附圖5所示。但是該方案會(huì)使設(shè)計(jì)和生產(chǎn)成本增加、且EMI電磁干擾也相應(yīng)地增加許多。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所述的諧波電流抑制方法，其目的在于解決上述問題和不足而提供一種基于正、負(fù)周期中流經(jīng)負(fù)載電流值的變化，應(yīng)用相對獨(dú)立的MCU模塊來控制跨接在橋式整流器兩個(gè)輸出端之間的開關(guān)裝置的開、斷狀態(tài)和閉合狀態(tài)下的占空比，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)抑制諧波、提高功率因素和抬升直流側(cè)電壓的方法。與現(xiàn)有應(yīng)用功率因素校正電路相比，本發(fā)明所述的方法不采用專用IC芯片，無需全波調(diào)制，而且能夠根據(jù)電路設(shè)計(jì)做出相應(yīng)的調(diào)試和改進(jìn)，具有較強(qiáng)的通用性和升級能力。
應(yīng)用本發(fā)明所述諧波電流抑制方法的功率因素校正電路，在交流電源和壓縮機(jī)構(gòu)成的回路中具有跨接在交流輸入兩端的橋式整流裝置、在整流橋輸出側(cè)依次串聯(lián)有電抗器、整流濾波裝置和負(fù)載。
與現(xiàn)有功率因素校正電路不同的是，還增加有一MCU控制模塊。在該MCU控制模塊中設(shè)計(jì)有，跨接在橋式整流裝置正、負(fù)端之間的一開關(guān)裝置，連接在交流電源端的零交叉檢知裝置，串接在開關(guān)裝置之間的過流保護(hù)裝置，連接在直流側(cè)的電壓檢知裝置，連接開關(guān)的開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置、電流檢知裝置和MCU芯片。
本發(fā)明所述的諧波電流抑制方法，是在輸入電壓處于正或負(fù)半周期中的四個(gè)控制時(shí)間段，來控制跨接在橋式整流裝置正、負(fù)端之間的開關(guān)的開斷狀態(tài)和占空比。
當(dāng)輸入電壓由負(fù)半周期進(jìn)入正半周期、或是由負(fù)半周期進(jìn)入正半周期時(shí)，在第一控制時(shí)間段Δt1，控制開關(guān)處于斷開狀態(tài)，此時(shí)直流輸出電壓比交流輸入電壓高，負(fù)載中并沒有輸入電流。
當(dāng)負(fù)載中有輸入電流，即在第二控制時(shí)間段Δt2，MCU控制芯片生成開關(guān)信號并通過開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置驅(qū)動(dòng)開關(guān)，使開關(guān)在閉合和斷開狀態(tài)之間進(jìn)行高頻切換。
在開關(guān)高頻切換的初期，直流輸出電壓比交流輸入電壓高；在生成開關(guān)信號一段時(shí)間后，交流輸入電壓大于直流輸出電壓。
在第二控制時(shí)間段Δt2中，通過電抗器的總電流會(huì)比第一控制時(shí)間段Δt1中的電流增大，并逐漸趨近于第一峰值電流V1?？梢酝ㄟ^電流檢知裝置11判斷負(fù)載6的大小，根據(jù)流經(jīng)負(fù)載的實(shí)際大小，進(jìn)而調(diào)節(jié)第二控制時(shí)間段Δt2的時(shí)間長度。當(dāng)實(shí)際電流值達(dá)到第一峰值電流V1并滯后一定時(shí)間，第二控制時(shí)間段Δt2即結(jié)束。
在第二控制時(shí)間段Δt2結(jié)束前，當(dāng)后續(xù)的時(shí)間段(即Δt3)控制開關(guān)再次被斷開，是在實(shí)際電流值達(dá)到第一峰值電流V1的一段時(shí)間后，以避免開關(guān)在第一峰值電流V1處被開通而加大負(fù)荷。
在第三控制時(shí)間段Δt3中，由MCU控制芯片控制開關(guān)處于斷開狀態(tài)，此時(shí)流經(jīng)負(fù)載的電流先是下降、后是上升并逐漸趨近于第二峰值電流V2。當(dāng)實(shí)際電流值達(dá)到第二峰值電流V2并滯后一定時(shí)間，第三控制時(shí)間段Δt3結(jié)束。
其中，第二峰值電流V2是所述功率因素校正電路的最大額定值，即第一峰值電流V1小于第二峰值電流V2。
在第三控制時(shí)間段Δt3結(jié)束前，當(dāng)后續(xù)的時(shí)間段(即Δt4)控制開關(guān)再次被閉合，是在實(shí)際電流值達(dá)到第二峰值電流V2的一段時(shí)間后，以避免開關(guān)在第二峰值電流V2處被開通而加大負(fù)荷。
在第四控制時(shí)間段Δt4，MCU控制芯片控制開關(guān)在閉合和斷開狀態(tài)之間進(jìn)行高頻切換。在開關(guān)進(jìn)行高頻切換的初期，交流輸入電壓大于直流輸出電壓；在生成開關(guān)信號一段時(shí)間后，直流輸出電壓比交流輸入電壓高。
在第四控制時(shí)間段Δt4中，通過電抗器的總電流會(huì)比第三控制時(shí)間段Δt3中的電流減小，并逐漸趨近于零。
可以根據(jù)負(fù)載的大小，來調(diào)整第四控制時(shí)間段Δt4的時(shí)間延長或縮短，以實(shí)現(xiàn)到達(dá)零電流時(shí)間的長度。
以上是輸入電壓處于正半周期、或是處于負(fù)半周期中，由MCU控制芯片控制開關(guān)的開斷狀態(tài)和進(jìn)行高速切換的四個(gè)控制時(shí)間段Δt1至Δt4的主要流程。
當(dāng)直流輸出電壓偏低時(shí)，加大Δt2和Δt4時(shí)間段中的占空比，可提高直流輸出電壓值；當(dāng)直流輸出電壓偏高時(shí)，減小Δt2和Δt4時(shí)間段中的占空比，相應(yīng)地降低直流輸出電壓，以使直流輸出電壓維持在一個(gè)較穩(wěn)定的值。
在Δt2時(shí)間段的后期，隨著實(shí)際電壓接近正弦波電壓的峰值，流過開關(guān)4的實(shí)際電流相應(yīng)變大，為避免在開關(guān)閉合時(shí)形成較大的電流峰值，在整個(gè)Δt2時(shí)間段中，從開始到結(jié)束采取占空比逐漸由大到小的變化趨勢，使得電流波形在接近正弦波峰值處比較平滑地到達(dá)，避免尖峰電流再次形成高次諧波。
與之相反的是，在Δt4時(shí)間段的前期，實(shí)際電壓比較接近正弦波電壓的峰值，流過開關(guān)的實(shí)際電流相應(yīng)地變大，為避免在開關(guān)再次閉合時(shí)形成較大的電流峰值，在整個(gè)Δt4時(shí)間段中，從開始至結(jié)束采取占空比由小到大的變化趨勢，使得電流波形在正弦波峰值處比較平滑地開始，避免尖峰電流再次形成高次諧波。
進(jìn)一步的改進(jìn)方案是，在MCU控制芯片一側(cè)連接一存儲(chǔ)裝置，實(shí)際Δt1至Δt4的時(shí)間段數(shù)值、以及占空比參數(shù)均可預(yù)設(shè)于存儲(chǔ)裝置中，由MCU控制芯片根據(jù)電流檢知裝置的輸出值，調(diào)整Δt1至Δt4的實(shí)際時(shí)間值，以滿足在不同負(fù)載的情況下均獲得較高的功率因素。
當(dāng)負(fù)載的負(fù)載值加大時(shí)，實(shí)際電流到達(dá)零電流時(shí)間縮短，此時(shí)控制Δt2和Δt4時(shí)間段加長，以提高直流側(cè)輸出電壓值。
如上內(nèi)容，本發(fā)明所述諧波電流抑制方法的優(yōu)點(diǎn)是應(yīng)用開關(guān)進(jìn)行高頻切換，因而可選擇較小值的電抗器，從而降低了成本；可以通過選擇合適的電抗器和高頻開關(guān)頻率，以有效地抑制電流中的諧波成分；應(yīng)用上述方法，可有效提高功率因素、抬升直流側(cè)電壓，使得變頻空調(diào)實(shí)現(xiàn)預(yù)定的高轉(zhuǎn)速，發(fā)揮最大能力。


圖1至圖5是現(xiàn)有功率因素校正電路的模塊圖。
圖6是應(yīng)用本發(fā)明所述諧波電流抑制方法的電路模塊圖。
圖7和圖8是處于交流電源正半周期的Δt2中的電流示意圖。
圖9和圖10是處于交流電源正半周期的Δt4中的電流示意圖。
圖11和圖12是處于交流電源負(fù)半周期的Δt2中的電流示意圖。
圖13和圖14是處于交流電源負(fù)半周期的Δt4中的電流示意圖。
圖15和圖16是實(shí)施例1中輸入電壓、輸入電流和控制信號的波形圖。
圖17是圖6中增加存儲(chǔ)裝置13的電路模塊圖。
如圖6至圖17所示具有，交流電源1、橋式整流裝置2、電抗器3、開關(guān)4、整流濾波裝置5、負(fù)載6、電壓檢知裝置7、MCU控制芯片8、開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置9、電流檢知裝置10、零交叉檢測裝置11、以及開關(guān)過流保護(hù)裝置12、存儲(chǔ)裝置13。
具體實(shí)施例方式
實(shí)施例1，如圖6所示，應(yīng)用所述諧波電流抑制方法的功率因素校正電路具有，跨接在交流電源1輸入端的橋式整流裝置2、在橋式整流裝置2輸出側(cè)依次串聯(lián)有電抗器3、整流濾波裝置5和負(fù)載6。
跨接在橋式整流裝置2正、負(fù)端之間設(shè)計(jì)有一開關(guān)4，連接在交流電源端的零交叉檢知裝置11，串接在開關(guān)4之間的過流保護(hù)裝置12，連接在直流側(cè)的電壓檢知裝置7，連接開關(guān)4的開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置9、電流檢知裝置10、MCU芯片8和存儲(chǔ)裝置13。
所述的諧波電流抑制方法，當(dāng)輸入電壓處于正、負(fù)半周期的零交叉點(diǎn)時(shí)，即輸入電壓由負(fù)半周期進(jìn)入正半周期時(shí)，由MCU控制芯片8根據(jù)零交叉檢測裝置11檢測到的零交叉信號進(jìn)行記時(shí)，即進(jìn)入第一控制時(shí)間段Δt1，此時(shí)控制開關(guān)4處于斷開狀態(tài)。此時(shí)直流輸出電壓比交流輸入電壓高，負(fù)載6中并沒有輸入電流。
所述第一控制時(shí)間段Δt1的長短，是根據(jù)負(fù)載6中產(chǎn)生輸入電流的大小決定的。Δt1有一基準(zhǔn)值，對應(yīng)一負(fù)載電流，當(dāng)負(fù)載6中輸入電流高于或低于此負(fù)載電流時(shí)，第一控制時(shí)間段在基準(zhǔn)Δt1的基礎(chǔ)上縮短或延長?？赏ㄟ^加大或減少Δt1值來正比例地調(diào)節(jié)負(fù)載零電流時(shí)間值，進(jìn)而控制第一控制時(shí)間段Δt1的時(shí)間長度。對于Δt1的控制，是要滿足開關(guān)4閉合后形成的電流波形相對于電壓波形的相移要達(dá)到最小的原則。
當(dāng)負(fù)載6中有輸入電流時(shí)，進(jìn)入第二控制時(shí)間段Δt2，MCU控制芯片8生成開關(guān)信號并通過開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置9驅(qū)動(dòng)開關(guān)4，使開關(guān)4在閉合和斷開狀態(tài)之間進(jìn)行高頻切換。
在開關(guān)4高頻切換的初期，直流輸出電壓比交流輸入電壓高，電流如圖7所示的箭頭方向。
在生成開關(guān)信號一段時(shí)間后，交流輸入電壓大于直流輸出電壓，此時(shí)的電流方向如圖8所示的箭頭方向。
在第二控制時(shí)間段Δt2中，在高頻切換開關(guān)4作用下，通過電抗器3的總電流會(huì)比第一控制時(shí)間段Δt1中的電流增大，并逐漸趨近于第一峰值電流V1?？梢酝ㄟ^調(diào)節(jié)第一峰值的大小，來調(diào)整流經(jīng)負(fù)載6的實(shí)際電流值，進(jìn)而調(diào)節(jié)第二控制時(shí)間段Δt2的時(shí)間長度。當(dāng)實(shí)際電流值達(dá)到第一峰值電流V1并滯后一定時(shí)間，第二控制時(shí)間段Δt2即結(jié)束。
當(dāng)實(shí)際流經(jīng)負(fù)載6的電流值達(dá)到第一峰值電流V1并延時(shí)一段時(shí)間，進(jìn)入第三控制時(shí)間段Δt3，由MCU控制芯片8生成開關(guān)信號并通過開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置9驅(qū)動(dòng)開關(guān)4斷開，此時(shí)流經(jīng)負(fù)載6的電流先是下降、后是上升并逐漸趨近于第二峰值電流V2。當(dāng)實(shí)際電流值達(dá)到第二峰值電流V2并滯后一定時(shí)間，第三控制時(shí)間段Δt3結(jié)束。
其中，第二峰值電流V2是所述功率因素校正電路的最大額定值，即第一峰值電流V1小于第二峰值電流V2。
在開關(guān)4處于斷開狀態(tài)的第三控制時(shí)間段Δt3中，控制開關(guān)4再次被閉合是在實(shí)際電流值達(dá)到第二峰值電流V2的一段時(shí)間后，以避免開關(guān)4在第二峰值電流V2處被開通而加大負(fù)荷。
當(dāng)進(jìn)入第四控制時(shí)間段Δt4，MCU控制芯片8生成開關(guān)信號并通過開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置9驅(qū)動(dòng)開關(guān)4，使開關(guān)4在閉合和斷開狀態(tài)之間進(jìn)行高頻切換。
在開關(guān)4高頻切換的初期，交流輸入電壓大于直流輸出電壓，此時(shí)的電流方向如圖9所示的箭頭方向。
在生成開關(guān)信號一段時(shí)間后，直流輸出電壓比交流輸入電壓高，電流如圖10所示的箭頭方向。
在第四控制時(shí)間段Δt4中，在高頻切換開關(guān)4作用下，通過電抗器3的總電流會(huì)比第三控制時(shí)間段Δt3中的電流減小，并逐漸趨近于零。
通過負(fù)載6的大小，來調(diào)整第四控制時(shí)間段Δt4的時(shí)間延長或縮短，以實(shí)現(xiàn)到達(dá)零電流時(shí)間的長度。
以上是輸入電壓處于正半周期時(shí)，由MCU控制芯片8控制開關(guān)4的開斷狀態(tài)，以及進(jìn)行高速切換的四個(gè)控制時(shí)間段Δt1至Δt4的方法流程。
本發(fā)明所述諧波電流抑制方法，從輸入電壓的零交叉點(diǎn)附近即可獲得較高的輸入功率因素并抑制諧波電流的產(chǎn)生。
在上述第二、四控制時(shí)間段Δt2和Δt4中，通過調(diào)整每個(gè)開關(guān)周期占空比，可以相應(yīng)地調(diào)整實(shí)際電流流過開關(guān)4的時(shí)間，從而調(diào)整電抗器3的磁能積蓄量。
當(dāng)直流輸出電壓偏低時(shí)，加大Δt2和Δt4時(shí)間段中的占空比，可提高直流輸出電壓值；當(dāng)直流輸出電壓偏高時(shí)，減小Δt2和Δt4時(shí)間段中的占空比，相應(yīng)地降低直流輸出電壓，以使直流輸出電壓維持在一個(gè)較穩(wěn)定的值。
如圖11所示，在Δt2時(shí)間段的后期，隨著實(shí)際電壓接近正弦波電壓的峰值，流過開關(guān)4的實(shí)際電流相應(yīng)變大，為避免在開關(guān)閉合時(shí)形成較大的電流峰值，在整個(gè)Δt2時(shí)間段中，從開始到結(jié)束采取占空比逐漸由大到小的變化趨勢，使得電流波形在接近正弦波峰值處比較平滑地到達(dá)，避免尖峰電流再次形成高次諧波。
與之相反的是，在Δt4時(shí)間段的前期，實(shí)際電壓比較接近正弦波電壓的峰值，流過開關(guān)4的實(shí)際電流相應(yīng)地變大，為避免在開關(guān)再次閉合時(shí)形成較大的電流峰值，在整個(gè)Δt4時(shí)間段中，從開始至結(jié)束采取占空比由小到大的變化趨勢，使得電流波形在正弦波峰值處比較平滑地開始，避免尖峰電流再次形成高次諧波。
本實(shí)施例所述的諧波電流抑制方法，當(dāng)輸入電壓處于正、負(fù)半周期的零交叉點(diǎn)時(shí)，即輸入電壓由正半周期進(jìn)入負(fù)半周期時(shí)，由MCU控制芯片8控制開關(guān)4的開斷狀態(tài)，以及進(jìn)行高速切換的四個(gè)控制時(shí)間段Δt1至Δt4是相同的。
如圖11和圖12是處于交流電源負(fù)半周期的Δt2中的電流示意圖，而圖13和圖14是處于交流電源負(fù)半周期的Δt4中的電流示意圖。
進(jìn)一步的改進(jìn)方案是，如圖15所示增加一存儲(chǔ)裝置13，對于MCU控制芯片8來說，實(shí)際Δt1至Δt4的時(shí)間段數(shù)值、以及占空比等參數(shù)均預(yù)設(shè)于存儲(chǔ)裝置13中，由MCU控制芯片8根據(jù)電流檢知裝置10的輸出值，調(diào)整Δt1至Δt4的實(shí)際時(shí)間值，以滿足在不同負(fù)載6的情況下均獲得較高的功率因素。
隨著負(fù)載6的加大，實(shí)際電流到達(dá)零電流時(shí)間縮短，此時(shí)控制Δt2和Δt4時(shí)間段加長，以提高直流側(cè)輸出電壓值；并同時(shí)控制Δt1和Δt3的時(shí)間段長度，以適應(yīng)到達(dá)零電流時(shí)間縮短的趨勢。
圖16和圖17所示的輸入電壓、輸入電流和控制信號的波形圖，交流電源1取值220V，電抗器3取值5.5mH，Δt1至Δt4的控制時(shí)間段分別取值0.2ms、3.0ms、3.0ms、2.8ms。
同時(shí)，Δt2控制時(shí)間段的占空比從50μs至4μs逐漸變化，Δt4控制時(shí)間段的占空比從4μs至30μs逐漸變化。
應(yīng)用圖15所示的存儲(chǔ)裝置13，MCU控制芯片8根據(jù)電壓檢測裝置7輸入的直流側(cè)輸出電壓值、電流檢知裝置10輸入的負(fù)載值和存儲(chǔ)裝置13中的預(yù)定值，調(diào)整Δt1至Δt4的四個(gè)控制時(shí)間段長度和占空比，并最終控制開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置9，實(shí)現(xiàn)直流側(cè)輸出電壓隨負(fù)載6的變化而盡可能保持穩(wěn)定，以滿足變頻壓縮機(jī)的運(yùn)行要求。
由開關(guān)過流保護(hù)裝置12檢測通過開關(guān)4的實(shí)際電流值，當(dāng)檢測到實(shí)際電流超過預(yù)定值時(shí)，立即切斷開關(guān)4的輸入信號，以保護(hù)開關(guān)4、避免開關(guān)4通過大于安全值的電流。
零交叉檢測裝置11在檢測總電流的同時(shí)，MCU控制芯片8根據(jù)零交叉檢測裝置11判斷交流電源頻率，根據(jù)存儲(chǔ)裝置13中的不同電源頻率控制參數(shù)，以滿足在不同電源頻率下諧波電流抑制效果。
以上即是本發(fā)明所述諧波電流抑制方法的方案。
權(quán)利要求
1.一種諧波電流抑制方法，其特征在于在所述功率因素校正電路中具有，跨接在橋式整流裝置正、負(fù)端之間的一開關(guān)裝置，以及連接開關(guān)的開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置和MCU控制芯片；所述的諧波電流抑制方法是在輸入電壓處于正或負(fù)半周期中，通過調(diào)節(jié)四個(gè)控制時(shí)間段來控制所述開關(guān)的狀態(tài)和占空比；在第一控制時(shí)間段Δt1，控制開關(guān)處于斷開狀態(tài)，負(fù)載中并沒有輸入電流；在第二控制時(shí)間段Δt2，開關(guān)在閉合和斷開狀態(tài)之間進(jìn)行高頻切換；在實(shí)際電流值達(dá)到第一峰值電流V1并滯后一定時(shí)間后，第二控制時(shí)間段Δt2結(jié)束；在第三控制時(shí)間段Δt3，開關(guān)處于斷開狀態(tài)；在實(shí)際電流值達(dá)到第二峰值電流V2并滯后一定時(shí)間后，第三控制時(shí)間段Δt3結(jié)束；在第四控制時(shí)間段Δt4，開關(guān)在閉合和斷開狀態(tài)之間進(jìn)行高頻切換；并且，通過電抗器的總電流會(huì)比第三控制時(shí)間段Δt3中的電流減小，并逐漸趨近于零。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的諧波電流抑制方法，其特征在于第二峰值電流V2是所述功率因素校正電路的最大額定值，即第一峰值電流V1小于第二峰值電流V2。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的諧波電流抑制方法，其特征在于當(dāng)直流輸出電壓偏低時(shí)，加大Δt2和Δt4時(shí)間段中的占空比，以提高直流輸出電壓值；當(dāng)直流輸出電壓偏高時(shí)，減小Δt2和Δt4時(shí)間段中的占空比，以相應(yīng)地降低直流輸出電壓。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的諧波電流抑制方法，其特征在于在所述Δt2時(shí)間段中，從開始到結(jié)束采取占空比由大到小的變化趨勢。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的諧波電流抑制方法，其特征在于在所述Δt4時(shí)間段中，從開始至結(jié)束采取占空比由小到大的變化趨勢。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的諧波電流抑制方法，其特征在于在所述MCU控制芯片一側(cè)連接一存儲(chǔ)裝置，實(shí)際Δt1至Δt4的時(shí)間段數(shù)值、以及占空比參數(shù)均可預(yù)設(shè)于存儲(chǔ)裝置中，由MCU控制芯片根據(jù)電流檢知裝置的輸出值，調(diào)整Δt1至Δt4的實(shí)際時(shí)間值。
全文摘要
本發(fā)明所述的諧波電流抑制方法，提供一種基于正、負(fù)周期中流經(jīng)負(fù)載電流值的變化，應(yīng)用相對獨(dú)立的MCU模塊來控制跨接在橋式整流器兩個(gè)輸出端之間的開關(guān)裝置的開、斷狀態(tài)和閉合狀態(tài)下的占空比，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)抑制諧波、提高功率因素和抬升直流側(cè)電壓的方法。在第一控制時(shí)間段Δt1，控制開關(guān)處于斷開狀態(tài)；在第二控制時(shí)間段Δt2，MCU控制芯片控制開關(guān)在閉合和斷開狀態(tài)之間進(jìn)行高頻切換；在第三控制時(shí)間段Δt3中，開關(guān)處于斷開狀態(tài)，此時(shí)流經(jīng)負(fù)載的電流先是下降、后是上升并逐漸趨近于第二峰值電流V2。在第四控制時(shí)間段Δt4，MCU控制芯片控制開關(guān)在閉合和斷開狀態(tài)之間進(jìn)行高頻切換。
文檔編號H02M1/14GK1862932SQ20051004352
公開日2006年11月15日 申請日期2005年5月11日 優(yōu)先權(quán)日2005年5月11日
發(fā)明者李敬恩, 胡文生, 張永利 申請人:青島朗進(jìn)軟件有限公司