專利名稱：適用于各種功率因數(shù)校正電路的電感－二極管緩沖電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明是為一種電感-二極管(L-D)緩沖電路(Snubber)，尤指適用于各種功率因數(shù)校正(PFC)電路的L-D緩沖電路。
(2)背景技術在不斷電供電系統(tǒng)(UPS)和通信電源系統(tǒng)中，功率因數(shù)校正(PFC)電路輸出電壓一般都較高，需要用到高壓的續(xù)流二極管。尤其是不斷電供電系統(tǒng)中，功率因數(shù)校正的輸出常常以正負母線(Bus+、Bus-)的形式出現(xiàn)(如圖1所示的三電位PFC電路，其中vin代表輸入電壓，L代表輸入電感，D1~D2代表二極管，C+~C-代表電容，SW代表雙向開關)，續(xù)流二極管D1~D2承受的是正負母線電壓之和，需要用到1000V甚至是1200V電壓額定的二極管。實際運作時該高壓的續(xù)流二極管反向恢復現(xiàn)象比較嚴重，理論分析和實驗結果都顯示由二極管反向恢復現(xiàn)象引起的反向恢復損耗和重疊損耗成為整個系統(tǒng)損耗的一個重要來源。要提高電源系統(tǒng)的效率，一個有效辦法就是抑制續(xù)流二極管的反向恢復現(xiàn)象。
抑制PFC電路中續(xù)流二極管反向恢復現(xiàn)象的方法很多，如采用各種主動式緩沖電路和無損吸收電路來限制續(xù)流二極管的反向恢復現(xiàn)象。一般來說，主動式緩沖電路由于結構復雜，并不適用于三電位(three-level)PFC電路。
請參閱圖2，圖2是為一具有無損吸收電路的升壓型(Boost)PFC電路架構，通過限制二極管反向恢復電流和開關電源電壓的變化率，使該電路的開關損耗和電磁干擾(EMI)噪音得到了有效抑制。其中，LS、Cb、D2和D3組成了開通緩沖電路，而D1和CS組成了截止緩沖電路。這種電路中，主開關元件能在零電壓條件下導通，而且?guī)缀跄茉诹汶娏鳁l件下截止。續(xù)流二極管也能在零電壓條件下?lián)Q流。
采用該無損吸收電路后，系統(tǒng)效率會有明顯改善。但是該電路結構復雜，所需增加的元件較多，不適用于對成本要求較高的場合?？紤]到只需抑制二極管的反向恢復現(xiàn)象，可以將截止緩沖電路去掉，但這樣緩沖電感LS的復位就比較困難。因此緩沖電感值只能取得很小，影響了無損吸收電路的效果。
(3)發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于提供一種適用于各種PFC電路的L-D緩沖電路，其電感可以限制PFC電路中續(xù)流二極管反向恢復電流的變化率，從而減小反向恢復引起的各種開關損耗，其緩沖二極管則為緩沖電感的復位提供能量流通路徑。
根據(jù)本發(fā)明一方面的一種應用于一功率因數(shù)校正電路的電感-二極管緩沖電路，包含一電感；以及一二極管是與該電感并聯(lián)連接組成該電感-二極管緩沖電路，其中該電感-二極管緩沖電路是與該功率因數(shù)校正電路的一主開關元件串聯(lián)。
根據(jù)上述的構想，其中該功率因數(shù)校正電路是為一升壓型(boost)功率因數(shù)校正電路。
根據(jù)上述的構想，其中該功率因數(shù)校正電路是為一三電位(three-level)功率因數(shù)校正電路。
根據(jù)上述的構想，其中該功率因數(shù)校正電路是為一降壓型(buck)功率因數(shù)校正電路。
根據(jù)上述的構想，其中該功率因數(shù)校正電路是為一雙升壓型(dual-boost)功率因數(shù)校正電路。
根據(jù)本發(fā)明另一方面的一種應用于一功率因數(shù)校正電路的電感-二極管緩沖電路，包含一電感；以及一二極管是與該電感并聯(lián)連接組成該電感-二極管緩沖電路，其中該電感-二極管緩沖電路是與該功率因數(shù)校正電路的一續(xù)流二極管串聯(lián)。
根據(jù)上述的構想，其中該功率因數(shù)校正電路是為一升壓型(boost)功率因數(shù)校正電路。
根據(jù)上述的構想，其中該功率因數(shù)校正電路是為一三電位(three-level)功率因數(shù)校正電路。
根據(jù)上述的構想，其中該功率因數(shù)校正電路是為一降壓型(buck)功率因數(shù)校正電路。
根據(jù)上述的構想，其中該功率因數(shù)校正電路是為一雙升壓型(dual-boost)功率因數(shù)校正電路。
本發(fā)明的L-D緩沖電路具有結構簡單的特點，可適用于各種PFC電路中。
本發(fā)明藉由以下列附圖與詳細說明而可或得一更深入的了解。
(4)


圖1是典型的三電位PFC電路示意圖。
圖2是現(xiàn)有的具有無損吸收電路的升壓型(Boost)PFC電路示意圖。
圖3是為本發(fā)明較佳實施例的L-D緩沖電路與主開關元件串聯(lián)的Boost PFC電路示意圖。
圖4為本發(fā)明較佳實施例的L-D緩沖電路與續(xù)流二極管串聯(lián)的Boost PFC電路示意圖。
圖5是為本發(fā)明較佳實施例的主開關元件串聯(lián)L-D緩沖電路時的開關時序示意圖。
圖6(a)、(b)是為本發(fā)明較佳實施例的具有L-D緩沖電路的三電位PFC電路示意圖。
圖7是為本發(fā)明較佳實施例的具有L-D緩沖電路的雙升壓型(Dual Boost)PFC電路示意圖。
(5)具體實施方式
本發(fā)明的電感-二極管(L-D)緩沖電路由一電感和一二極管組成，它是由傳統(tǒng)的RLD導通緩沖電路演變而來。電感可以限制PFC電路中續(xù)流二極管反向恢復電流的變化率，從而減小反向恢復引起的各種開關損耗。緩沖二極管則為緩沖電感的復位提供能量流通路徑。L-D緩沖電路省去了傳統(tǒng)RLD緩沖電路中的電阻，具有結構簡單的特點，非常適用于各種PFC電路中，實驗證明具有較好的效果，能有效提高PFC電路的效率。
圖3是為一具有L-D緩沖電路的升壓型PFC電路架構。在該架構中，L-D緩沖電路與主開關元件Q串聯(lián)，其中Ls代表緩沖電路的電感，Ds代表緩沖電路的二極管。L-D緩沖用于PFC電路時還有一種架構，即將L-D緩沖電路與續(xù)流二極管D串聯(lián)，如圖4所示。傳統(tǒng)升壓型PFC電路只有一個主開關元件Q和一個續(xù)流二極管D，因此不論是跟主開關元件還是跟續(xù)流二極管串聯(lián)，效果都一樣，都只需一套L-D緩沖電路。其中，L和C分別代表升壓型PFC電路的電感及電容。而對于三電位PFC電路，由于有兩個續(xù)流二極管，若采用后一種連接方式則需兩套L-D緩沖電路。顯然從節(jié)省成本和結構的簡單化方面考慮，L-D緩沖電路應與主開關元件串聯(lián)。
圖5是為主開關元件串聯(lián)L-D緩沖電路時的開關時序圖。圖中，vQ為主開關元件的驅(qū)動脈沖信號，iL、iQ、iD分別為流經(jīng)PFC抗流圈(choke)、主開關元件和續(xù)流二極管的電流，而iLs和iDs分別為流經(jīng)緩沖電感和緩沖二極管的電流。下面簡要介紹工作原理t0時刻，主開關元件Q開始導通，續(xù)流二極管D承受反壓發(fā)生反向恢復現(xiàn)象。PFC choke中的電流和續(xù)流二極管D中的反向恢復電流同時流過主開關元件和緩沖電感，緩沖電感LS的存在限制了主開關元件Q和續(xù)流二極管D的電流變化率，因此在一定程度上達到了抑制反向恢復的目的。在這期間緩沖電感感應上正下負的電壓，緩沖二極管Ds承受反壓而處于截止狀態(tài)。至t1時刻二極管的反向恢復電流達到最大值。
t1時刻以后續(xù)流二極管D反向恢復電流開始減小，使得緩沖電感Ls中的電流有減小的趨勢從而感應出下正上負的電壓，緩沖二極管Ds承受正壓導通，緩沖電感中儲存的反向恢復能量通過LS-DS回路釋放。在這期間，iLs＝iDs+iQ，電流iLs基本呈線性下降趨勢，下降斜率為VDs/LS，VDs為緩沖二極管的飽和導通壓降。至t2時刻iLs＝iQ，緩沖二極管Ds零電流截止。
t2時刻以后電流通過電源vin、L、LS和主開關元件Q流通，電源提供的大部分能量都儲存在PFC choke中，除此之外還有很小一部分能量儲存到緩沖電感LS中。在這期間，iL＝iQ＝iLs。
t3時刻主開關管Q截止，PFC choke中的電流通過二極管D續(xù)流；同時緩沖電感LS中電流有下降的趨勢，感應出下正上負的電壓，緩沖二極管DS承受正電壓而導通續(xù)流，為緩沖電感的復位提供電流流通路徑。在這期間，iL＝iD；iLs＝iDs，其電流基本呈線性下降趨勢，下降斜率為VDs/LS。
至t4時刻，緩沖電感中儲存的能量全部釋放完畢，緩沖二極管零電流截止，iLs＝iDs＝0。
t5時刻，進入另一個開關周期，從此周而復始。
以上分析的是L-D緩沖電路的理想工作狀況，在該狀況中緩沖電感LS能夠完全復位。如果緩沖電路的參數(shù)選擇不是很理想，如緩沖電感過大，或緩沖二極管飽和壓降過小，則在主開關元件Q截止期間LS不能復位，即緩沖二極管中電流不能下降到零。這樣當新的觸發(fā)脈沖到來，主開關元件重新導通時，緩沖二極管將承受反壓而產(chǎn)生反向恢復，導致額外的開關損耗。雖然DS中的電流不是很大，但已足以對系統(tǒng)效率產(chǎn)生影響，從而限制了L-D緩沖電路的實際效果。
實際采用該L-D緩沖電路來抑制續(xù)流二極管的反向恢復時，緩沖電感的數(shù)值不宜選得過大；而且緩沖二極管宜選擇通態(tài)壓降較高的器件，以加快緩沖電感的復位速度。
本發(fā)明具有結構簡單、實際效果好的特點；能方便地應用在各種PFC電路中。列舉各種不同較佳實施例如下(1)圖3所示的Boost PFC主電路架構是本發(fā)明的一個實施例。L-D緩沖電路與主開關元件串聯(lián)。
(2)圖4所示的Boost PFC主電路架構是本發(fā)明的另一個較佳實施例。L-D緩沖電路與續(xù)流二極管串聯(lián)。
(3)圖6所示的三電位PFC主電路架構是本發(fā)明的另一個較佳實施例。L-D緩沖電路可與主開關元件串聯(lián)，亦可與續(xù)流二極管串聯(lián)(圖6(b))。用于該場合時L-D緩沖電路最好與主開關元件串聯(lián)(圖6(a))，這樣只需一個L-D緩沖單元。
(4)適用于Dual Boost PFC電路中。L-D緩沖電路既可與主開關元件串聯(lián)，亦可與續(xù)流二極管串聯(lián)。用于該場合時建議L-D緩沖電路與輸出單元串聯(lián)，如圖7所示，這樣只需一個L-D緩沖單元。
(5)適用于Buck PFC電路中。L-D緩沖電路既可與主開關元件串聯(lián)，亦可與續(xù)流二極管串聯(lián)。
該L-D緩沖電路還適用于各種Boost、Buck型直流-直流變換器中。L-D緩沖電路既可與主開關元件串聯(lián)，亦可與續(xù)流二極管串聯(lián)。
綜合上述，本發(fā)明可提供一種適用于各種PFC電路的L-D緩沖電路，其電感可以限制PFC電路中續(xù)流二極管反向恢復電流的變化率，從而減小反向恢復引起的各種開關損耗。其緩沖二極管則為緩沖電感的復位提供能量流通路徑。本發(fā)明的L-D緩沖電路具有結構簡單的特點，非常適用于各種PFC電路中，實驗證明具有較好的效果，能有效提高PFC電路的效率。故本發(fā)明確實具有工業(yè)上實用進步的價值。
權利要求
1.一種應用于一功率因數(shù)校正電路的電感-二極管緩沖電路，包含一電感；以及一二極管，與該電感并聯(lián)連接組成該電感-二極管緩沖電路，其中該電感-二極管緩沖電路是與該功率因數(shù)校正電路的一主開關元件串聯(lián)。
2.如權利要求1所述的電感-二極管緩沖電路，其特征在于，該功率因數(shù)校正電路是為一升壓型功率因數(shù)校正電路。
3.如權利要求1所述的電感-二極管緩沖電路，其特征在于，該功率因數(shù)校正電路是為一三電位功率因數(shù)校正電路。
4.如權利要求1所述的電感-二極管緩沖電路，其特征在于，該功率因數(shù)校正電路是為一降壓型功率因數(shù)校正電路。
5.如權利要求1所述的電感-二極管緩沖電路，其特征在于，該功率因數(shù)校正電路是為一雙升壓型功率因數(shù)校正電路。
6.一種應用于一功率因數(shù)校正電路的電感-二極管緩沖電路，其特征在于，包含一電感；以及一二極管是與該電感并聯(lián)連接組成該電感-二極管緩沖電路，其中該電感-二極管緩沖電路是與該功率因數(shù)校正電路的一續(xù)流二極管串聯(lián)。
7.如權利要求6所述的電感-二極管緩沖電路，其特征在于，該功率因數(shù)校正電路是為一升壓型功率因數(shù)校正電路。
8.如權利要求6所述的電感-二極管緩沖電路，其特征在于，該功率因數(shù)校正電路是為一三電位功率因數(shù)校正電路。
9.如權利要求6所述的電感-二極管緩沖電路，其特征在于，該功率因數(shù)校正電路是為一降壓型功率因數(shù)校正電路。
10.如權利要求6所述的電感-二極管緩沖電路，其特征在于，該功率因數(shù)校正電路是為一雙升壓型功率因數(shù)校正電路。
全文摘要
在不間斷電源和通信電源系統(tǒng)中，功率因數(shù)校正(PFC)電路其輸出電壓一般都較高，需要用到高壓的續(xù)流二極管，其反向恢復現(xiàn)象比較嚴重。本發(fā)明提出一種應用于一功率因數(shù)校正電路的電感－二極管緩沖電路，包含一電感；以及一二極管，與該電感并聯(lián)連接組成該電感－二極管(L－D)緩沖電路，其中該電感－二極管緩沖電路是與該功率因數(shù)校正電路的一主開關元件串聯(lián)。本發(fā)明的L－D緩沖電路簡單，能有效抑制二極管的反向恢復現(xiàn)象，減小由此引起的各種開關損耗，提高電源系統(tǒng)效率，非常適用于對電路成本要求較高的各種電源系統(tǒng)的PFC電路。
文檔編號H02J3/18GK1567670SQ03140970
公開日2005年1月19日 申請日期2003年6月9日 優(yōu)先權日2003年6月9日
發(fā)明者應建平, 朱秋花, 李雷鳴 申請人:臺達電子工業(yè)股份有限公司