專利名稱：開關(guān)電源裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在發(fā)生過負(fù)荷和輸出短路時(shí)具有限制輸出電流的過電流保護(hù)功能的開關(guān)電源裝置。
背景技術(shù)：
具有上述過電流保護(hù)功能的開關(guān)電源裝置如圖11所示。在該開關(guān)電源裝置中，用晶體管tr1對(duì)由輸入級(jí)的電容器C1平滑化后的輸入電壓Vin進(jìn)行開關(guān)。在晶體管tr1導(dǎo)通期間，通過顯現(xiàn)在該晶體管tr1的發(fā)射極上的電壓Vout，對(duì)線圈11、電容器C2和負(fù)荷r1供給能量。在晶體管tr1關(guān)斷期間，線圈11存貯的能量，通過二級(jí)管d1回流，供給負(fù)荷r1。
輸出電壓VO的控制，根據(jù)由電阻r1·r2的電阻值按所定比率分割該輸出電壓VO的反饋電壓Vadj以及基準(zhǔn)電壓源2的基準(zhǔn)電壓Vref1進(jìn)行。首先，由差動(dòng)放大器1輸出按照兩電壓差的電壓，該電壓與由振蕩器3輸出的100[KHz]的三角形波，在比較器4中進(jìn)行比較。然后，從比較器4輸出與差動(dòng)放大器1的輸出電平對(duì)應(yīng)的脈沖寬度的PWM信號(hào)。
該P(yáng)WM信號(hào)提供給驅(qū)動(dòng)電路5時(shí)，根據(jù)PWM信號(hào)的負(fù)荷周期，該驅(qū)動(dòng)電路5控制晶體管tr1的導(dǎo)通/關(guān)斷。這樣，由上述基準(zhǔn)電壓Vref1和基于電阻r1·r2的分壓比所規(guī)定的恒定電壓(例如5[V])控制輸出電壓VO。
在上述動(dòng)作時(shí)，如圖12的Vcmp和Vout所示，比較器4的輸出電壓，即PWM信號(hào)和電壓Vout為虛線所示的脈沖寬度。晶體管tr1的負(fù)荷D，當(dāng)晶體管tr1的導(dǎo)通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間分別為tON、tOFF時(shí)為D＝tON/(tON+tOFF)×100[％]＝(Vo/vIN)×100[％] ...(1)然而，當(dāng)負(fù)荷r1加重時(shí)，流入線圈11的線圈電流i1，從虛線所示增大到實(shí)線所示。當(dāng)線圈電流i1超過過電流檢測(cè)電平ic1時(shí)，由設(shè)置在輸入級(jí)的過電流檢測(cè)電路6檢測(cè)過電流狀態(tài)，向RS觸發(fā)電路7輸出置位信號(hào)。
當(dāng)置位端子電壓Vset變化為高電平時(shí)，RS觸發(fā)電路7被置位。在RS觸發(fā)電路7，當(dāng)置位端子電壓Vset為高電平時(shí)，開始鎖存，RS觸發(fā)電路7將輸出保持在低電平。這時(shí)，復(fù)位端子電壓Vrst仍為低電平。
這樣，比較器4的輸出電壓Vcmp和電壓Vout，雖然是圖12中虛線所示的脈沖寬度，但由于RS觸發(fā)電路7的輸出從置位時(shí)開始即為低電平，則將縮小到實(shí)線所示的脈沖寬度。這樣一來，晶體管tr1的負(fù)荷降低，因此，輸出電壓VO下降，抑制了輸出電流的增大。其結(jié)果是輸出電流Io下降到圖13所示的A點(diǎn)。
在晶體管tr1關(guān)斷時(shí)，從振蕩器3向RS觸發(fā)電路7輸出復(fù)位信號(hào)，如圖12的Vrst所示，RS觸發(fā)電路7的復(fù)位端子電壓變化。這時(shí)，在RS觸發(fā)電路7，當(dāng)復(fù)位端子電壓為高電平時(shí)開始鎖存，RS觸發(fā)電路7，與置位端子電壓為高電平時(shí)相反，將輸出保持在高電平。這樣，晶體管tr1在下次導(dǎo)通時(shí)將以通常的定時(shí)導(dǎo)通。
然而，上述開關(guān)電源裝置，為了開關(guān)電源的小型化和輕量化等，要提高開關(guān)頻率(約50[KHz]以上)，如下所述，這不利于過電流保護(hù)功能的動(dòng)作也就是，如圖12所示，產(chǎn)生了置位端子電壓達(dá)到高電平的時(shí)間td1和置位端子電壓為高電平以后到晶體管tr1關(guān)斷的時(shí)間td2的延遲。兩時(shí)間td1·td2之和的延遲時(shí)間td即為從過電流檢測(cè)之后到晶體管tr1關(guān)斷的時(shí)間，也就是過電流保護(hù)功能開始動(dòng)作所需要的時(shí)間。上述延遲時(shí)間td達(dá)到約1[μsec]，當(dāng)過電流保護(hù)動(dòng)作時(shí)開關(guān)脈沖寬度以上述100[KHz]的開關(guān)頻率，也就是10[μsec]的開關(guān)周期縮小時(shí)，將對(duì)保護(hù)動(dòng)作影響較大，不能忽視。
例如，當(dāng)輸入電壓Vin＝40[V]、輸出電壓VO＝5[V]、線圈11的電感L＝200[μH]時(shí)，在上述延遲時(shí)間td期間，線圈電流i1的變化部分的電流Δi為Δi＝[(Vin-VO)/L]×td＝0.175[A]...(2)因此，，由于電流Δi，線圈電流i1將超過過電流檢測(cè)電平ic1。該電流變化Δi增大了平均電流即輸出電流Io。
這時(shí)的輸出特性，如上述圖13所示，發(fā)射極電流增大到接近短路狀態(tài)(VO＝0[V])，該發(fā)射極電流超過了絕對(duì)最大額定值(2.5[A])，失去陡降特性。因此，上述開關(guān)電源裝置，在開關(guān)頻率較高時(shí)，存在過電流保護(hù)功能不能可靠動(dòng)作的問題。
解決這個(gè)問題的其他已有技術(shù)，已在(日本)特開平7-46828號(hào)公報(bào)(
公開日1995年2月14日)中公開。圖14和圖15表示該已有技術(shù)。圖14和圖15分別對(duì)應(yīng)于上述圖11和圖13，在對(duì)應(yīng)部分附與相同參照符號(hào)。應(yīng)該注意，在該開關(guān)電源裝置中，為了在因輸出短路產(chǎn)生過電流時(shí)降低振蕩頻率，還設(shè)置了比較器8、恒壓電源9、振蕩頻率變更電路10。
將由上述電阻r1·r2得到的電壓Vadj供給上述比較器8的正相輸入。在恒壓電源9與反相輸入連接。由上述基準(zhǔn)電壓源2生成的基準(zhǔn)電壓Vref1，例如是1.25[V]，由上述恒壓電源9產(chǎn)生的基準(zhǔn)電壓Vref2，例如是0.6[V]。當(dāng)向比較器8的反饋電壓Vadj為上述0.6[V]時(shí)的輸出電壓VO可由下式算出VO＝0.6[V]×(r1+r2)/r2＝2.4[V]...(3)也就是，比較器8檢測(cè)輸出電壓VO低于上述2.4[V]，作為應(yīng)答振蕩頻率變更電路10將上述振蕩器3產(chǎn)生的三角形波的振蕩頻率從上述100[KHz]降低至20[KHz]。
當(dāng)由于負(fù)荷短路等使負(fù)荷r1的電阻值變小輸出電流Io增大，晶體管tr1的集電極電流增大，集電極電流超過過電流檢測(cè)電平時(shí)，由過電流檢測(cè)電路6檢測(cè)過電流狀態(tài)，過電流保護(hù)功能開始動(dòng)作，按照從過電流檢測(cè)電路6輸出的置位信號(hào)，使RS觸發(fā)電路7置位，晶體管tr1的開關(guān)脈沖寬度變小，該晶體管tr1的導(dǎo)通時(shí)間變短，在圖1 5中，如上所述輸出電壓Vo降低至A點(diǎn)。
當(dāng)負(fù)荷r1的電阻值變小時(shí)，輸出電壓VO下降到該圖所示B點(diǎn)為2.4[V]，這時(shí)的反饋電壓Vadj為0.6[V]。另外，當(dāng)輸出電壓VO進(jìn)一步下降，反饋電壓Vadj低于基準(zhǔn)電壓Vref2的0.6[V]時(shí)，一直是高電平的比較器8的輸出變?yōu)榈碗娖?，振蕩頻率變更電路10向振蕩器3輸出指令，變更振蕩頻率的電壓，振蕩器3將振蕩頻率從100[KHz]降低至20[KHz]。
根據(jù)這樣的動(dòng)作，發(fā)生以下狀態(tài)，即即使由于通常的過電流保護(hù)功動(dòng)作，開關(guān)脈沖寬度縮小，由過電流檢測(cè)到晶體管tr1關(guān)斷的延遲時(shí)間td決定的開關(guān)脈沖寬度變?yōu)榻咏钚≈档臓顟B(tài)，由于比較器8在B點(diǎn)的輸出變化，及開關(guān)頻率下降，使開關(guān)脈沖寬度變寬。
例如，晶體管tr1在通常動(dòng)作時(shí)，根據(jù)上述式1按5[V]/12[V]＝41.7[％]的負(fù)荷D進(jìn)行開關(guān)，在上述B點(diǎn)當(dāng)輸出電壓VO為2.4[V]時(shí)，根據(jù)上述式1變?yōu)?0[％]，則開關(guān)脈沖寬度從2[μsec]擴(kuò)大到10[μsec]。因此，與已有技術(shù)相比可以將過電流保護(hù)動(dòng)作中上述延遲時(shí)間ts的影響減輕到1/5。
因此如圖15所示，輸出電流Io，從開關(guān)頻率fs下降開始的B點(diǎn)到下降結(jié)束的C點(diǎn)，一直下降到返回正常的過電流點(diǎn)。C點(diǎn)以后，由于振蕩頻率固定在20[KHz]，則當(dāng)負(fù)荷r1變小時(shí)開關(guān)脈沖寬度縮小，上述延遲時(shí)間td的影響變大，輸出電流Io增大。
如上所述，由于從B點(diǎn)到C點(diǎn)使輸出電流Io下降，則可極大地抑制該輸出電流Io的增加。因此，輸出電流Io不會(huì)超過上述絕對(duì)最大額定值2.5[A]。圖中虛線表示上述圖13所示過電流保護(hù)特性。
另外，仍然強(qiáng)烈希望開關(guān)電源的小型化、低成本化。為了小型化、低成本化，有效的辦法是使包含上述晶體管tr1的上述開關(guān)電源裝置集成電路化，并使該集成電路外附的線圈11和電容器C2小型化，為此應(yīng)使開關(guān)頻率fs進(jìn)一步高頻率化?？捎帽容^廉價(jià)的雙極性元件實(shí)現(xiàn)上述集成電路，上述開關(guān)頻率fs可達(dá)300[KHz]。
在上述圖14所示已有技術(shù)中，當(dāng)Vin＝24[V]VO＝5[V]時(shí)，通?？刂茽顟B(tài)的負(fù)荷D根據(jù)上式1約為20.8[％]，fs＝300[KHz](開關(guān)周期T＝3.33[μsec])，導(dǎo)通時(shí)間tON為tON＝T×D＝3.33×0.208＝693[nsec]...(4)因此，短于上述延遲時(shí)間td的1[μsec]。
如上述圖15的虛線(點(diǎn)劃線)所示，在A點(diǎn)檢測(cè)過電流，即使進(jìn)行該保護(hù)動(dòng)作，該保護(hù)動(dòng)作也是在晶體管tr1的導(dǎo)通時(shí)間tON經(jīng)過后進(jìn)行，該過電流保護(hù)動(dòng)作無效，輸出電流Io繼續(xù)增大。當(dāng)負(fù)荷r1加重而且輸出電流Io增大，超過晶體管tr1的能力例如3.0[A]時(shí)，晶體管tr1的集電極-發(fā)射極之間的電壓降VCE開始增大，該晶體管tr1的損失加大效率降低，輸出電壓VO開始下降。這樣，在D點(diǎn)的VO＝2.4[V]時(shí)，由于上述振蕩頻率變更電路10的動(dòng)作，上述開關(guān)頻率fs下降，進(jìn)行通常的過電流保護(hù)動(dòng)作，到達(dá)上述C點(diǎn)。
也就是，雖然進(jìn)行了上述點(diǎn)D-C間的短路保護(hù)動(dòng)作，C點(diǎn)以下進(jìn)行了過電流保護(hù)動(dòng)作，但在點(diǎn)A-D間未進(jìn)行過電流保護(hù)動(dòng)作。并且，由于上述電壓降VCE增大導(dǎo)致晶體管tr1損失增大，則必須擴(kuò)大該晶體管tr1的安全動(dòng)作區(qū)域(ASO)，存在該晶體管tr1尺寸和成本增加的問題。
為了解決這個(gè)問題，(日本)特開2000-245142號(hào)公報(bào)(
公開日2000年9月8日)提出了另一個(gè)已有技術(shù)方案。圖16表示該已有技術(shù)。圖16的構(gòu)成類似于上述圖11和圖14的構(gòu)成，在對(duì)應(yīng)的部分附與相同參照符號(hào)，省略其說明。應(yīng)注意的是在該已有技術(shù)中，上述圖11和圖14構(gòu)成中的振蕩頻率變更電路10為第2振蕩頻率變更電路10b，設(shè)置響應(yīng)上述過電流檢測(cè)電路11使振蕩器3的振蕩頻率下降的第1振蕩頻率變更電路10a。
上述振蕩器3使振蕩器頻率響應(yīng)上述第1振蕩頻率變更電路10a的輸出，將第1振蕩頻率例如從300[KHz]下降到第2振蕩頻率例如100[KHz]，并且響應(yīng)第2振蕩頻率變更電路10b的輸出，將上述第2振蕩頻率100[KHz]下降到第3振蕩頻率例如20[KHz]。
如圖17所示，振蕩器3在正常負(fù)荷時(shí)以fs＝300[KHz]動(dòng)作，負(fù)荷r1加重時(shí)，該電阻變小輸出電流Io增大，晶體管tr1的集電極電流增大，當(dāng)在圖17的A點(diǎn)集電極電流超過過電流檢測(cè)電平2[A]時(shí)，由過電流檢測(cè)電路6檢測(cè)過電流狀態(tài)，過電流保護(hù)動(dòng)作開始，第1振蕩頻率變更電路10a轉(zhuǎn)換到fs＝100[KHz]動(dòng)作。并且，RS觸發(fā)電路7置位，晶體管tr1的開關(guān)脈沖寬度變小，該晶體管tr1的導(dǎo)通時(shí)間變短，輸出電壓VO下降到A點(diǎn)。
負(fù)荷r1的電阻值變小時(shí)，輸出電壓VO下降到B點(diǎn)為2.4[V]，這時(shí)的反饋電壓Vadj為0.6[V]。當(dāng)輸出電壓VO再下降，該反饋電壓Vadj低于基準(zhǔn)電壓Vref2的0.6[V]時(shí)，第2振蕩頻率變更電路10b轉(zhuǎn)換到fs＝20[KHz]動(dòng)作。即使由于該動(dòng)作產(chǎn)生以下狀態(tài)，也就是，通常的過電流保護(hù)動(dòng)作使開關(guān)脈沖寬度縮小，處于接近由上述延遲時(shí)間td決定的開關(guān)脈沖寬度的最小值的狀態(tài)，在B點(diǎn)開關(guān)頻率再次下降，所以開關(guān)脈沖寬度變寬，輸出電流Io從開關(guān)頻率fs下降開始的B點(diǎn)到下降結(jié)束的C點(diǎn)，一直下降到返回正常的過電流點(diǎn)2[A]。
C點(diǎn)以后，振蕩頻率固定在20[KHz]，所以當(dāng)負(fù)荷r1變小時(shí)開關(guān)脈沖寬度縮小，上述延遲時(shí)間td的影響變大輸出電流Io增大。然而，由于從上述B點(diǎn)到C點(diǎn)預(yù)先使輸出電流Io下降，則可大幅度抑制該輸出電流Io的增大。這樣，輸出電流Io不會(huì)超過絕對(duì)最大額定值例如2.5[A]。圖17的虛線是固定在fs＝100[KHz]時(shí)的過電流保護(hù)特性。
由于不僅在因輸出短路等使輸出電壓Vo下降時(shí)，而且在過電流檢測(cè)時(shí)刻都要進(jìn)行開關(guān)頻率的降低，則可使正常負(fù)荷時(shí)的開關(guān)頻率fs提高到晶體管tr1的動(dòng)作頻率上限300[KHz]，進(jìn)行外附線圈11和電容器C2的小型化，實(shí)現(xiàn)開關(guān)電源裝置的小型化、低成本化。
上述構(gòu)成的開關(guān)電源裝置，在開關(guān)頻率轉(zhuǎn)換時(shí)，為了防止寄生振蕩，采用電容器時(shí)間常數(shù)電路。圖18詳細(xì)表示其形式。圖18是表示上述第1振蕩頻率變更電路10a和第2振蕩頻率變更電路10b具體構(gòu)成的電路圖。圖18中，同時(shí)表示作為上述過電流檢測(cè)電路6的一部分構(gòu)成的電阻r11和晶體管q11以及振蕩器3的恒流電路3a。將來自上述恒流電路3a的輸出電流i40供給振蕩電路，振蕩電路以對(duì)應(yīng)于該電流i40的頻率進(jìn)行振蕩。
首先，第1振蕩頻率變更電路10a具有恒流源f21、電容器C21、晶體管q21～q24、電阻r21、r22。恒流源f21和電容器C21的串聯(lián)電路介于供給電源電壓VS的電源線12和接地線13之間。在上述電源線12、13之間，還連接了電阻r21和晶體管q21的串聯(lián)電路，以及形成恒定電流i21的晶體管q23和電阻r22和晶體管q22的串聯(lián)電路。還有與電容器C21并聯(lián)的上述晶體管q11，該電容器c21的輸出電壓供給晶體管q21的基極。電阻r21和晶體管q21的連接點(diǎn)與晶體管q22的基極連接。連接成二極管的晶體管q23與晶體管q24構(gòu)成電流鏡電路。
因此，額定負(fù)荷時(shí)，上述晶體管q11關(guān)斷，電容器c21由恒流源f21充電，該充電電壓使晶體管q21導(dǎo)通，晶體管q22關(guān)斷，電流i21為0，來自晶體管q24的輸出電流i22也為0。另一方面，過電流狀態(tài)時(shí)，晶體管q11導(dǎo)通，電容器c21的充電電荷放電，晶體管q21關(guān)斷，晶體管q22導(dǎo)通，流過電流i21，從該第1振蕩頻率變更電路10a向振蕩器3的恒流發(fā)生電路3a流出輸出電流i22。
這里，晶體管q23、q24的發(fā)射極面積比為1∶1，并且電源電壓VS選為2.6[V]，電阻r22的電阻值選為46[kΩ]。則i22為i22＝i21＝(VS-VBE-VSAT)/r22...(5)式中，VBE是晶體管q23的基極-發(fā)射極間電壓，例如是0.65[V]。VSAT是晶體管q22導(dǎo)通時(shí)的飽和電壓，例如是0.1[V]。由上述式5可見，i22＝40[μA]的電流可以流出。
第2振蕩頻率變更電路10b具有晶體管q31～q34、電阻r31、r32、恒流源f31。恒流源f31將恒定電流i31供給構(gòu)成差動(dòng)對(duì)的一對(duì)晶體管q31、q32的發(fā)射極。將上述反饋電壓Vadj供給晶體管q31的基極，集電極接地。在晶體管q32的基極，供給由接在上述電源線12、13之間的分壓電阻r31、r32形成的基準(zhǔn)電壓Vref3，例如0.6[V]。晶體管q32的集電極通過連接成二極管的晶體管q33接地。晶體管q33與晶體管q34構(gòu)成電流鏡電路。
晶體管q33、q34的發(fā)射極面積比選為1∶3，并且選擇i31＝20[μA]。因此，在正常負(fù)荷狀態(tài)下的VO＝5[V]，Vadj＝1.25[V]，Vref3＜Vadj，晶體管q31關(guān)斷，晶體管q32、q33導(dǎo)通，晶體管q34具有拉出60[Aμ]電流的能力。
恒流發(fā)生電路3a具有晶體管q41～q48、二極管d41～d44、恒流源f41。在上述電源線12、13之間，具有恒流源f41和連接成二極管的晶體管q41的串聯(lián)電路，由該串聯(lián)電路形成恒流電流i41。晶體管q41與晶體管q42、q43、q44構(gòu)成電流鏡電路，各晶體管q41、q42、q43、q44的發(fā)射極面積比為1∶1∶2∶1。
晶體管q42與連接成二極管的晶體管q45、二極管d41、d42一起構(gòu)成形成上述輸出電流i40的串聯(lián)電路，連接在上述電源線12、13之間。二極管d42和晶體管q42的串聯(lián)電路與二極管d43和晶體管q43的串聯(lián)電路并聯(lián)。在該晶體管q43的集電極流入來自上述第1振蕩頻率變更電路10a的輸出電流i22。
晶體管q44與連接成二極管的晶體管q46串聯(lián)，連接在電源線12、13之間。另一方面，設(shè)置與上述晶體管q45和二極管d41的串聯(lián)電路并聯(lián)的晶體管q47和二極管d44的串聯(lián)電路。晶體管q46和晶體管q47構(gòu)成電流鏡電路，與流過晶體管q44的i44成比例量的電流，通過晶體管q46、q47流入二極管d41的負(fù)極側(cè)。晶體管q47的集電極與上述晶體管q34的集電極連接。
上述晶體管q46和晶體管q47的發(fā)射極面積比為1∶0.8。由恒流源f1供給晶體管q41的電流i41選為10[μA]。流過晶體管q42、q44的電流i42、i44分別為10[μA]，流過晶體管q43的電流i43為20[μA]，流過晶體管q47的電流i45為8[μA]。流過晶體管q45的電流i46，通過與該晶體管q45構(gòu)成電流鏡電路并且發(fā)射極面積比為1∶1的晶體管q48折回，作為上述輸出電流i40輸出。
在由這樣構(gòu)成的恒流發(fā)生電路3a中，正常負(fù)荷時(shí)，上述晶體管q24關(guān)斷，i22＝0[μA]。這時(shí)，晶體管q34導(dǎo)通，流過晶體管q47的電流i45可由該晶體管q34充分拉出，因此，從晶體管q47通過晶體管q34形成到線路13的分路。這樣，i40為i40＝i46＝i42+i43＝30[A]...(6)當(dāng)檢測(cè)過電流狀態(tài)時(shí)，晶體管q24導(dǎo)通，供給電流i22。與可通過晶體管q43的電流i43比較，可通過晶體管q24的電流i22較大，因此，該晶體管q43的集電極電位大致為VS-VSAT的高電平，二極管d43關(guān)斷。這樣，i40為i40＝i46＝i42＝10[μA] ...(7)這時(shí)，晶體管q34仍導(dǎo)通。
當(dāng)輸出電壓VO下降，為上述2.4[V](Vadj＝0.6[V])以下時(shí)，晶體管q34關(guān)斷。因此，流過晶體管q47的電流i45流入二極管d41的負(fù)極側(cè)，則i40＝i46＝i42-i45＝2[μA]...(8)這里，設(shè)未圖示的振蕩電路的振蕩頻率fs，在振蕩用電容器的靜電容量為Cosc、振蕩波形的振幅為Vosc時(shí)，可表示為fs＝1/T＝140/2Cosc×Vosc ...(9)若設(shè)Cosc＝50[PF]、Vosc＝1[V]，則上述振蕩頻率fs在i40＝30[μA]時(shí)為300[KHz]，在i40＝10[μA]時(shí)為100[KHz]，在i40＝2[μA]時(shí)為20[KHz]。
在上述第1振蕩頻率變更電路10a中，從恒流源f21供給的電流i23例如選為1[μA]，電容器c21的靜電容量選為150[PF]。晶體管q11的通過電流例如是[μA]級(jí)，則晶體管q21的關(guān)斷動(dòng)作充分短于fs＝300[KHz]動(dòng)作時(shí)開關(guān)周期的約3[μsec]，例如關(guān)斷動(dòng)作在大約20[nsec]完成。另一方面，晶體管q21的導(dǎo)通動(dòng)作僅需要恒流源f21對(duì)電容器c21充電到該晶體管q21的導(dǎo)通電壓(VBE＝0.65[v])的延遲時(shí)間tdf1。該延遲時(shí)間tdf1為tdf1＝(c21*VBE)/I13＝(150[μF]*0.65[V]/1[μA]＝101[μsec]...(10)因而，與fs＝100[KHz]動(dòng)作時(shí)的開關(guān)周期10[μsec]比較已足夠長(zhǎng)。因此，在過電流發(fā)生時(shí)開關(guān)頻率fs迅速降低，當(dāng)過電流狀態(tài)解除時(shí)經(jīng)過相當(dāng)于100[KHz]動(dòng)作的10個(gè)循環(huán)的時(shí)間以后晶體管q21關(guān)斷，自動(dòng)恢復(fù)到fs＝300[KHz]動(dòng)作。上述恒定電流i23和電容器c21的靜電容量等，可對(duì)應(yīng)于上述開關(guān)頻率fs和所希望的延遲時(shí)間tdf1等適當(dāng)選擇。
如上所述，上述開關(guān)電源裝置中，雖然使外附的線圈11和電容器c2小型化了，但在集成電路內(nèi)形成的電容器c21必須有一定的靜電容量，因此存在芯片尺寸較大的問題。由于第2振蕩頻率變更電路10b根據(jù)由電容器c2平滑化的反饋電壓Vadj轉(zhuǎn)換振蕩器3的頻率，則不再需要用于防止上述寄生振蕩的時(shí)間常數(shù)電路。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種可轉(zhuǎn)換開關(guān)頻率使外附零件小型化，并可使集成電路本身小型化的開關(guān)電源裝置。
本發(fā)明的開關(guān)電源裝置為達(dá)到上述目的，在檢測(cè)到過電流時(shí)，過電流保護(hù)部件使開關(guān)脈沖寬度狹窄以限制輸出電流。在這樣形成的開關(guān)電源裝置中，用過電流檢測(cè)部件檢測(cè)過電流狀態(tài)時(shí)，第1振蕩頻率降低部件將振蕩部件的振蕩頻率從正常時(shí)的第1振蕩頻率降低至第2振蕩頻率，并且在檢測(cè)因輸出短路等輸出電壓降低至所定電平以下時(shí)，第2振蕩頻率降低部件使振蕩頻率再降低至第3振蕩頻率。
因此，在第1振蕩頻率，正常狀態(tài)的開關(guān)脈沖寬度狹窄，雖然不可能因過電流保護(hù)動(dòng)作使開關(guān)脈沖寬度更狹窄，但在第2振蕩頻率，與從檢測(cè)過電流狀態(tài)到開關(guān)元件關(guān)斷的延遲時(shí)間比較，開關(guān)元件的導(dǎo)通期間變長(zhǎng)，有效地進(jìn)行該過電流保護(hù)動(dòng)作，輸出電流減少。同樣，在第3振蕩頻率，振蕩頻率從上述第1振蕩頻率降到第2振蕩頻率后，由于過電流保護(hù)動(dòng)作變狹窄的開關(guān)脈沖寬度再次變寬，則可使上述延遲時(shí)間的影響較小。這樣，可以防止由于上述延遲時(shí)間的影響導(dǎo)致的輸出電流的增大。
來自上述過電流檢測(cè)部件的過電流檢測(cè)輸出，通過進(jìn)行比上述延遲時(shí)間更長(zhǎng)期間鎖存的鎖存部件，供給第1振蕩頻率降低部件，則即使以上述第1振蕩頻率輸出開關(guān)脈沖，也能維持過電流檢測(cè)輸出，振蕩部件的振蕩頻率確實(shí)降低。然后，振蕩部件的振蕩頻率恢復(fù)到第1振蕩頻率，過電流狀態(tài)解除，由輸出級(jí)的電容器平滑化的輸出電壓恢復(fù)到正常電壓，可不再需要用于防止寄生振蕩的時(shí)間常數(shù)電路。因此，不僅是外附零件，而且集成電路本身的芯片尺寸也可以小型化。
本發(fā)明的開關(guān)電源裝置，按照輸入電壓設(shè)定用于使上述第2振蕩頻率降低部件的振蕩頻率降低至第3振蕩頻率的輸出電壓電平。
因此，輸入電壓大時(shí)從較高的輸出電壓降低振蕩頻率，輸入電壓小時(shí)從較低的輸出電壓降低振蕩頻率，可以改善短路時(shí)電流值明顯的降低·增加特性。
本發(fā)明的開關(guān)電源裝置，與上述第2振蕩頻率降低部件相關(guān)，設(shè)置根據(jù)輸入電壓和輸出電壓變化振蕩頻率的調(diào)整部件。
因此，當(dāng)輸入電壓比輸出電壓大時(shí)脈沖寬度變短，所以特別需要降低振蕩頻率，但當(dāng)輸出電壓大時(shí)，降低振蕩頻率將使負(fù)荷電流過小，希望不降低振蕩頻率，為了適應(yīng)這種情況，可以適當(dāng)?shù)卦O(shè)定振蕩頻率。
本發(fā)明的開關(guān)電源裝置，與上述第1振蕩頻率降低部件相關(guān)，設(shè)置在起動(dòng)時(shí)禁止該第1振蕩頻率降低部件的振蕩頻率變更動(dòng)作的延遲部件。
因此，可以避免由于設(shè)置在開關(guān)電源裝置的大容量。低串聯(lián)等效電阻的輸出電容器起動(dòng)時(shí)的涌流產(chǎn)生的不希望的過電流保護(hù)動(dòng)作，能夠供給充分的負(fù)荷電流。
本發(fā)明的開關(guān)電源裝置，與上述第1振蕩頻率降低部件相關(guān)，在上述鎖存部件和該第1振蕩頻率降低部件之間，設(shè)置保持由上述鎖存部件產(chǎn)生的過電流檢測(cè)輸出的保持部件。
因此，過電流保護(hù)動(dòng)作對(duì)開關(guān)元件進(jìn)行關(guān)斷驅(qū)動(dòng)，即使暫時(shí)未檢測(cè)過電流，也能保持降低振蕩頻率，使開關(guān)脈沖的脈沖寬度和周期穩(wěn)定。
本發(fā)明的開關(guān)電源裝置，與上述鎖存部件相關(guān)，設(shè)置對(duì)復(fù)位信號(hào)進(jìn)行分頻的分頻部件。
因此，可使過電流狀態(tài)的開關(guān)頻率不是穩(wěn)定在振蕩頻率上而是穩(wěn)定在復(fù)位信號(hào)頻率上。
本發(fā)明的其他目的、特征和優(yōu)點(diǎn)可從以下的記載充分理解。本發(fā)明的長(zhǎng)處也可在參照附圖的以下說明中更加清楚。
圖1是表示本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的開關(guān)電源裝置的電構(gòu)成的方框圖。
圖2是說明圖1所示開關(guān)電源裝置動(dòng)作的波形圖。
圖3是表示圖1所示開關(guān)電源裝置的振蕩頻率變更電路和基準(zhǔn)電壓源的具體構(gòu)成的電路圖。
圖4是表示圖1所示開關(guān)電源裝置過電流狀態(tài)的線圈電流的波形圖。
圖5是表示圖1所示開關(guān)電源裝置動(dòng)作特性的曲線圖。
圖6是表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的開關(guān)電源裝置的電構(gòu)成的方框圖。
圖7是表示圖6所示開關(guān)電源裝置的差動(dòng)放大器具體構(gòu)成的電路圖。
圖8是表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的開關(guān)電源裝置的從RS觸發(fā)電路的輸出級(jí)到振蕩頻率變更電路的輸入級(jí)的構(gòu)成的電路圖。
圖9是表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的開關(guān)電源裝置的分頻電路構(gòu)成的方框圖。
圖10是說明上述分頻電路動(dòng)作的波形圖。
圖11是表示典型的已有技術(shù)的開關(guān)電源裝置的電構(gòu)成的方框圖。
圖12是說明圖11所示開關(guān)電源裝置動(dòng)作的波形圖。
圖13是表示圖11所示開關(guān)電源裝置動(dòng)作特性的曲線圖。
圖14是表示另一個(gè)已有技術(shù)的開關(guān)電源裝置的電構(gòu)成的方框圖。
圖15是表示圖14所示開關(guān)電源裝置動(dòng)作特性的曲線圖。
圖16是表示另一個(gè)已有技術(shù)的開關(guān)電源裝置的電構(gòu)成的方框圖。
圖17是表示圖16所示開關(guān)電源裝置動(dòng)作特性的曲線圖。
圖18是表示圖16所示開關(guān)電源裝置的第1振蕩頻率變更電路和第2振蕩頻率變更電路的具體構(gòu)成的電路圖。
具體實(shí)施例方式
以下，參照?qǐng)D1～圖5說明本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例。
圖1是表示本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的開關(guān)電源裝置的電構(gòu)成的方框圖。本例的開關(guān)電源裝置是間斷型，除了后述的線圈L1和平滑用電容器C1、C2之外，已經(jīng)集成電路化。但是，二極管D1和電阻R1·R2尚未集成電路化的還很多。
該開關(guān)電源裝置，如圖1所示，例如具有開關(guān)25[V]輸入電壓Vin的NPN形雙極晶體管Tr1。在從輸入端子到上述晶體管Tr1的集電極的電源線上，串聯(lián)接入過電流檢測(cè)電路11，在該過電流檢測(cè)電路11的前級(jí)，設(shè)置使脈動(dòng)電流平滑化的電容器C1。
上述過電流檢測(cè)電路11具有例如在從輸入端子到上述晶體管Tr1的集電極的電源線上串聯(lián)連接并進(jìn)行電流-電壓變換的檢測(cè)電阻；輸入該檢測(cè)電阻的端子間電壓的差動(dòng)放大器。當(dāng)在晶體管Tr1的集電極-發(fā)射極間流過的電流超過電流檢測(cè)電平ICL時(shí)，檢測(cè)過電流狀態(tài)，并將其作為置位信號(hào)輸出到后述的鎖存部件RS觸發(fā)電路12。
在晶體管Tr1的發(fā)射極，串聯(lián)連接線圈L1。在該線圈L1的上述發(fā)射極側(cè)的一端連接二極管D1的負(fù)極，二極管D1的正極接地。線圈L1的另一端與輸出平滑用電容器C2的一端連接，通過串聯(lián)連接的電阻R1·R2接地。線圈L1的上述另一端，通過與電阻R1·R2并聯(lián)設(shè)置的負(fù)荷RL接地。上述電容器C2，其另一端接地。電阻R1·R2，其電阻值例如分別是3[KΩ]和1[KΩ]，將輸出電壓VO分壓為1/4。
由輸入級(jí)的電容器C1平滑化的輸入電壓Vin通過晶體管Tr1進(jìn)行開關(guān)，在晶體管Tr1導(dǎo)通期間，由該晶體管Tr1的發(fā)射極的電壓Vout對(duì)線圈L1、電容器C2和負(fù)荷RL供給能量。在晶體管Tr1關(guān)斷期間，線圈L1存貯的能量，由二極管D1回流供給負(fù)荷RL。
上述電阻R1和電阻R2連接點(diǎn)的電壓，作為反饋電壓Vadj供給差動(dòng)放大器13的反相輸入。在該差動(dòng)放大器13的正相輸入，例如當(dāng)上述電阻R1·R2的分壓比是上述1/4、輸出電壓VO是5[V]時(shí)，連接產(chǎn)生1.25[V]基準(zhǔn)電壓Vref1的基準(zhǔn)電壓源14。差動(dòng)放大器13輸出根據(jù)由電阻R1·R2對(duì)輸出電壓VO進(jìn)行分壓得到的反饋電壓Vadj和上述基準(zhǔn)電壓Vref1之差的電壓Vth。上述差動(dòng)放大器13的輸出，連接比較器15的正相輸入。在比較器15的反相輸入，連接振蕩器16。
比較器15將差動(dòng)放大器13的輸出電壓Vth作為臨界電平，對(duì)來自振蕩器16的三角形波和該電壓Vth進(jìn)行比較，當(dāng)三角形波的電平低于差動(dòng)放大器13的輸出電壓Vth時(shí)輸出高電平，當(dāng)三角形波的電平高于差動(dòng)放大器13的輸出電壓時(shí)輸出低電平。也就是，比較器15輸出使晶體管Tr1導(dǎo)通/關(guān)斷的PWM信號(hào)。
上述比較器15的輸出連接上述驅(qū)動(dòng)電路17。驅(qū)動(dòng)電路17是根據(jù)來自比較器15的PWM信號(hào)，對(duì)晶體管Tr1進(jìn)行導(dǎo)通/關(guān)斷驅(qū)動(dòng)的電路。RS觸發(fā)電路12由來自過電流檢測(cè)電路11的置位信號(hào)置位，由來自振蕩器16的復(fù)位信號(hào)復(fù)位，一旦進(jìn)行置位，不管上述PWM信號(hào)如何，就都進(jìn)行關(guān)斷晶體管Tr1的動(dòng)作。
輸出電壓VO的控制，根據(jù)由上述電阻R1·R2的電阻值分割該輸出電壓VO得到的反饋電壓Vadj和來自基準(zhǔn)電壓源14的基準(zhǔn)電壓Vref1來進(jìn)行。首先，利用差動(dòng)放大器13，輸出兩電壓之差的電壓，由比較器15對(duì)該電壓和從振蕩器16輸出的三角形波進(jìn)行比較。從比較器15輸出與差動(dòng)放大器13的輸出電平相應(yīng)的脈沖寬度的PWM信號(hào)。
然后，該P(yáng)WM信號(hào)供給驅(qū)動(dòng)電路17時(shí)，按照PWM信號(hào)的負(fù)荷D，該驅(qū)動(dòng)電路17控制晶體管Tr1的導(dǎo)通/關(guān)斷。因此，輸出電壓VO被控制在由上述基準(zhǔn)電壓Vref1和電阻R1·R2的分壓比決定的一定電壓(5[V])。
上述振蕩器16產(chǎn)生三角形波，并產(chǎn)生供給RS觸發(fā)電路12的復(fù)位端的復(fù)位信號(hào)。RS觸發(fā)電路12響應(yīng)來自上述過電流檢測(cè)電路11的置位信號(hào)，將關(guān)斷晶體管Tr1的信號(hào)傳送到驅(qū)動(dòng)晶體管Tr1基極的驅(qū)動(dòng)電路17，該傳送一直持續(xù)到上述復(fù)位信號(hào)輸入為止。
振蕩器16是使上述三角形波的振蕩頻率響應(yīng)振蕩頻率變更電路18的輸出，分別從第1振蕩頻率的例如300[KHz]降低至第2振蕩頻率的例如150[KHz]，再降低至第3振蕩頻率的例如30[KHz]。上述第3振蕩頻率在可聽范圍以外，選為最低頻率。上述第2振蕩頻率按后述方法選擇。
本發(fā)明中應(yīng)注意的是上述振蕩頻率變更電路18響應(yīng)來自上述RS觸發(fā)電路12的輸出，將振蕩器16的振蕩頻率從上述300[KHz]降低至150[KHz]，當(dāng)上述RS觸發(fā)電路12置位期間，使振蕩頻率降低至上述150[KHz]，而且上述反饋電壓Vadj低于基準(zhǔn)電壓源19的基準(zhǔn)電壓Vrdf2的例如0.5[V]時(shí)，再?gòu)纳鲜?50[KHz]降低至30[KHz]。
上述RS觸發(fā)電路12，置位端子S連接上述過電流檢測(cè)電路11，復(fù)位端子R連接上述振蕩器16的復(fù)位信號(hào)輸出端子，反相輸出端子/Q連接上述振蕩頻率變更電路18和比較器15的輸出端子。該RS觸發(fā)電路12，在置位端子S輸入高電平時(shí)使反相輸出端子/Q為低電平，則可將該狀態(tài)維持到在復(fù)位端子R輸入高電平。并且，RS觸發(fā)電路12，在復(fù)位端子R輸入高電平時(shí)使反相輸出端子/Q為高電平，則可一直維持到在置位端子S輸入高電平。當(dāng)置位端子S和復(fù)位端子R同時(shí)為高電平時(shí)，反相輸出端子/Q為低電平。
當(dāng)反饋電壓Vadj為0.5[V]時(shí)的輸出電壓VO為下式VO＝0.5[V]×(R1+R2)/R2＝2.0[V]...(11)也就是，當(dāng)輸出電壓VO低于上述2[V]時(shí)，振蕩器16的振蕩頻率降低至最低的30[KHz]。
在該開關(guān)電源裝置內(nèi)部的上述各電路，將根據(jù)上述輸入電壓Vin由內(nèi)部恒壓電路20形成的恒定電壓VS提供為電源電壓。
圖2是說明上述開關(guān)電源裝置動(dòng)作的波形圖。圖2表示開關(guān)頻率fs從上述300[KHz]轉(zhuǎn)換到150[KHz]的狀態(tài)。圖中，IL表示線圈L1的電流，Vosc表示振蕩器16的輸出波形，C-Tr表示晶體管Tr1的導(dǎo)通/關(guān)斷動(dòng)作。圖2中，輸入電壓Vin＝25[V]，輸出電壓VO＝5[V]，過電流檢測(cè)電平ICL＝2[A]，負(fù)荷電阻RL＝2[Ω]，當(dāng)VO/RL＝2.5[A]時(shí)為過電流狀態(tài)。并將該狀態(tài)作為由圖2的最初脈沖檢測(cè)的狀態(tài)。
圖中，如Vosc所示，振蕩器16的振蕩頻率降低，同時(shí)，圖中如IL所示的線圈電流也降低，最終為過電流檢測(cè)電平ICL以下。圖中，如C-Tr所示，當(dāng)最初振蕩器16的輸出電平為差動(dòng)放大器13的輸出電壓Vth以下時(shí)，晶體管Tr1導(dǎo)通。這時(shí)的開關(guān)周期是1/300[KHz]＝3.33[μsec]，1周期的晶體管Tr1的脈沖寬度為；3.33[μsec]×VO/Vin＝666[nsec]...(12)這時(shí)，過電流檢測(cè)通路的延遲時(shí)間td(l[μsec])＞開關(guān)脈沖寬度。
當(dāng)由上述最初脈沖檢測(cè)過電流時(shí)，在RS觸發(fā)電路12由來自振蕩器16的三角形波的峰值復(fù)位的時(shí)刻，晶體管Tr1導(dǎo)通，開關(guān)周期向與應(yīng)當(dāng)降低的開關(guān)頻率150[KHz]對(duì)應(yīng)的6.66[μsec]擴(kuò)展。脈沖寬度為1.33[μsec]時(shí)，td＜開關(guān)脈沖寬度，可由上述過電流檢測(cè)電路11和RS觸發(fā)電路12進(jìn)行過電流保護(hù)動(dòng)作。
也就是，在①期間，在晶體管Tr1導(dǎo)通的同時(shí)，過電流檢測(cè)電路11檢測(cè)過電流，進(jìn)行使RS觸發(fā)電路12置位的動(dòng)作以及在延遲時(shí)間td經(jīng)過后使晶體管Tr1關(guān)斷的動(dòng)作。該動(dòng)作仍然是高頻，由于晶體管Tr1的脈沖寬度＜延遲時(shí)間td，雖然不能使上述脈沖寬度變小，但因RS觸發(fā)電路12置位時(shí)振蕩頻率降低(圖2中，Vosc表示的振蕩器波形的傾斜緩慢)，則晶體管Tr1的關(guān)斷期間變長(zhǎng)。
在②期間，由于晶體管Tr1的關(guān)斷期間變長(zhǎng)，則晶體管Tr1的負(fù)荷變小，輸出電壓VO降低，差動(dòng)放大器13的輸出電壓Vth增大，當(dāng)Vth＞振蕩器波形時(shí)晶體管Tr1導(dǎo)通。
在③期間，差動(dòng)放大器13的輸出電壓Vth進(jìn)一步增大，當(dāng)大于振蕩器16輸出電壓的最大值時(shí)，這時(shí)的開關(guān)動(dòng)作是以振蕩器輸出的極大值輸出的復(fù)位信號(hào)輸入到RS觸發(fā)電路12時(shí)晶體管Tr1導(dǎo)通，過電流檢測(cè)電路11檢測(cè)過電流，輸出的復(fù)位信號(hào)輸入到RS觸發(fā)電路12時(shí)晶體管Tr1在延遲時(shí)間td后完成關(guān)斷動(dòng)作。此時(shí)的開關(guān)頻率低于通常狀態(tài)的頻率，當(dāng)設(shè)定該變低的開關(guān)頻率為上述的150[KHz]時(shí)，VO＝Vin×1[μs]×150[KHz]＝3.75[V]...(13)輸出電壓VO和輸出電流IO一起降低。
圖2中，用虛線表示未進(jìn)行開關(guān)頻率轉(zhuǎn)換時(shí)的波形。在未進(jìn)行開關(guān)頻率轉(zhuǎn)換的情況下，在過電流狀態(tài)，與晶體管Tr1導(dǎo)通的同時(shí)檢測(cè)過電流，雖然在延遲時(shí)間td后進(jìn)行關(guān)斷動(dòng)作，但由于晶體管Tr1的通常導(dǎo)通時(shí)間是上述的666ns，不可能使開關(guān)脈沖寬度變小，則輸出電壓VO不降低，線圈電流IL也不降低。當(dāng)負(fù)荷電阻RL進(jìn)一步變小時(shí)，負(fù)荷電流IO增大，晶體管Tr1可能被損壞。
圖3是表示上述振蕩頻率變更電路18和基準(zhǔn)電壓源19的具體構(gòu)成的電路圖。上述振蕩器16根據(jù)從該振蕩頻率變更電路18輸出的偏流IBIAS，變化上述振蕩頻率。振蕩頻率變更電路18具有將上述RS觸發(fā)電路12的反相輸出/Q供給基極并進(jìn)行導(dǎo)通/關(guān)斷動(dòng)作的NPN晶體管Q1；將上述反饋電壓Vadj供給基極并進(jìn)行導(dǎo)通/關(guān)斷動(dòng)作的PNP晶體管Q2；與上述晶體管Q2一起作為比較器動(dòng)作的PNP晶體管Q3、Q4和NPN晶體管Q5、Q6；輸出用NPN晶體管Q7、Q8；恒流源F1、F2；反向電流防止用二極管D11。
晶體管Q3、Q4的各發(fā)射極共同連接上述恒流源F1，在各基極共同供給上述基準(zhǔn)電壓Vref2，各集電極分別連接晶體管Q5、Q6的集電極。晶體管Q5、Q6的基極共同連接晶體管Q6的集電極構(gòu)成電流鏡電路，發(fā)射極共同接地。上述晶體管Q2與晶體管Q3、Q4并聯(lián)，發(fā)射極連接上述恒流源F1，集電極接地。晶體管Q1使流向晶體管Q6的集電極電流分路。晶體管Q3的集電極電流也供給與晶體管Q5并聯(lián)的晶體管Q7，流過該晶體管Q7的電流由構(gòu)成電流鏡電路的晶體管Q8折回，從恒流源F2拉出。來自該恒流源F2的電流與流過晶體管Q8的電流的差分，通過二極D11作為上述振蕩器16的偏流IBIAS。
在正常狀態(tài)，Bsdj＞Vref2，晶體管Q3、Q4流過電流。當(dāng)RS觸發(fā)電路12的反相輸出/Q為高電平時(shí)，晶體管Q1導(dǎo)通，從晶體管Q4流向晶體管Q6的電流被分路。因此，晶體管Q6、Q5的基極電流為0，流過該晶體管Q6、Q5的電流也為0，來自上述恒流源F2的電流，全部流過晶體管Q7、Q8，上述偏流IBIAS為0。
反之，過電流狀態(tài)時(shí)，RS觸發(fā)電路12的反相輸出/Q為低電平，晶體管Q1關(guān)斷。因此，晶體管Q6、Q5流過電流，晶體管Q3集電極電流的一部分流過晶體管Q7以及Q8，所以晶體管Q8的集電極電流比起正常狀態(tài)更加受到限制，由上述恒流源F2的一部分電流供給上述偏流IBIAS。在輸出電壓VO為上述2.0[V]以下的短路狀態(tài)時(shí)，晶體管Q2導(dǎo)通。因此，流過晶體管Q3、Q4以及晶體管Q5、Q6的電流被分流，流過晶體管Q7、Q8的電流進(jìn)一步減少，上述偏流IBIAS變?yōu)樽疃唷?br>
通過變化偏流IBIAS，可以變化上述振蕩頻率。也可以直接向檢測(cè)短路的晶體管Q2供給輸出電壓VO，而不是供給上述反饋電壓Vadj。
當(dāng)上述第1振蕩頻率為300[KHz]，上述偏流IBIAS為0，因此可用振蕩器16的晶體管發(fā)射極面積比等，將上述振蕩器16的振蕩頻率調(diào)整為該第1振蕩頻率。對(duì)于上述第2和第3振蕩頻率，通過調(diào)整晶體管Q3～Q6的發(fā)射極面積比和恒流源F1、F2的電流值，調(diào)整為這些振蕩頻率。例如，當(dāng)設(shè)定上述第2振蕩頻率為上述150[KHz]時(shí)，晶體管Q3、Q4的面積比選為3∶1，晶體管Q5、Q6的面積比選為1∶1。
這里，說明上述第2振蕩頻率的選擇方法。過電流保護(hù)功能動(dòng)作，也就是為了滿足開關(guān)脈沖寬度長(zhǎng)于過電流檢測(cè)通路的延遲時(shí)間td，可以如上所述使開關(guān)頻率fs變低。但是，當(dāng)開關(guān)頻率^降低時(shí)，在過電流保護(hù)動(dòng)作時(shí)，特別是輸出電壓VO在較高狀態(tài)，負(fù)荷電流IO變小。因此，即使輸出電壓VO高于所定電壓，也必須使上述第2振蕩頻率為可以抑制負(fù)荷電流IO急劇降低的頻率。
圖4表示過電流狀態(tài)的線圈電流IL。在過電流狀態(tài)，如上所述，晶體管Tr1在振蕩器16的振蕩頻率導(dǎo)通或者通過復(fù)位信號(hào)輸入到RS觸發(fā)電路12導(dǎo)通。在過電流狀態(tài)，晶體管Tr1在達(dá)到過電流檢測(cè)電平ICL時(shí)關(guān)斷。圖4中，線圈電流IL的正斜率為(Vin-VO)/L，負(fù)斜率為-VO/L，不取決于開關(guān)頻率fs，是一定的。當(dāng)斜率相同開關(guān)頻率fs變低時(shí)，與線圈電流IL的平均值相等的負(fù)荷電流值(圖4的虛線)，按照開關(guān)頻率fs變低的程度降低。
例如，Vin＝12[V]、VO＝5[V]、L＝10[μH]、ICL＝2[A]時(shí)，由于過電流狀態(tài)的脈動(dòng)電流ΔIL、負(fù)荷電流IO為ΔIL＝VO/L×VO/Vin/fs...(14)
IO＝ICL-ΔIL/2 ...(15)如圖4所示，fs＝300[KHz]的負(fù)荷電流IO約為1.65[A]，當(dāng)降低至fs＝100[KHz]時(shí)，負(fù)荷電流IO降低至約1[A]。
圖5表示這時(shí)的輸出電壓VO-輸出電流IO的特性。作為開關(guān)電源，在由于上升時(shí)的電容器涌流和短時(shí)間的輸出異常輸出電流IO超過2[A]的情況下，當(dāng)從異常狀態(tài)恢復(fù)時(shí)，希望輸出電壓VO返回原狀。在設(shè)定正常負(fù)荷的負(fù)荷電流為1.5[A]時(shí)，fs＝300[KHz]的上述過電流狀態(tài)的負(fù)荷電流約為1.65[A]，即使輸出電壓VO降低，若過電流狀態(tài)解除，則返回到正常負(fù)荷的動(dòng)作點(diǎn)D，為5[V]輸出。當(dāng)fs＝100[KHz]，一旦執(zhí)行過電流保護(hù)，則在動(dòng)作點(diǎn)E實(shí)現(xiàn)過電流保護(hù)。
也就是，上述脈動(dòng)電流ΔIL如上式14所示與輸出電壓VO的平方成正比，則當(dāng)該輸出電壓VO高時(shí)，使開關(guān)頻率很低，將導(dǎo)致負(fù)荷電流IO降低，這是不好的。因此，輸出電壓VO超過所定電壓，也就是將Vadj＞Vref2時(shí)的上述第2振蕩頻率，選為上述過電流狀態(tài)的負(fù)荷電流大于正常負(fù)荷的負(fù)荷電流的頻率。
下面，說明基準(zhǔn)電壓源19?；鶞?zhǔn)電壓源19由分壓輸入電壓Vin并作為上邊基準(zhǔn)電壓Vref2輸出的電阻R3·R4構(gòu)成。例如，選為R3＝19[KΩ]、R4＝1[KΩ]。因此，將輸入電壓Vin分壓為1/20，當(dāng)Vin＝10[V]時(shí)，Vref2＝0.5[V]；當(dāng)Vin＝20[V]時(shí)，Vref2＝1[V]。這樣，可按照輸入電壓Vin設(shè)定上述基準(zhǔn)電壓Vref2。
至此已說明的開關(guān)電源裝置的輸出電壓VO-輸出電流IO的動(dòng)作特性，類似于上述圖17，在上述圖17所示動(dòng)作特性中，C點(diǎn)的電流值在輸入電壓Vin降低、輸出電壓VO升高時(shí)，隨著開關(guān)頻率fs降低而變小，開關(guān)電源裝置難以從過電流保護(hù)狀態(tài)恢復(fù)到通常狀態(tài)。另外，B點(diǎn)的電流值，在輸入電壓Vin升高、輸出電壓VO降低時(shí)，當(dāng)開關(guān)頻率fs升高時(shí)變得非常大，這是不理想的。
例如，設(shè)定Vref2＝1.25[V]、VO＝5[V]、R3＝1[KΩ]、R4＝3[KΩ]、L1＝30[μH]、ICL＝2[A]、第2振蕩頻率為150[KHz]、第3振蕩頻率為30[KHz]。這里，當(dāng)Vref2＝1.0[V]固定時(shí)，VO＝4[V]，C點(diǎn)的電流值，從上述式14、15可見，Vin＝10[V]時(shí)IO＝1.1[A]、Vin＝20[V]時(shí)IO＝1.6[A]。并且，B點(diǎn)的電流值，Vin＝10[V]時(shí)IO＝1.8[A]，Vin＝20[V]時(shí)IO＝1.9[A]。
當(dāng)Vref2＝1.0[V]固定時(shí)，在Vin＝10[V]的輸入電壓Vin較低的情況下，C點(diǎn)電流值變小是不理想的。
當(dāng)使Vref2＝0.5[V]固定時(shí)，VO＝2[V]，Vin＝10[V]時(shí)C點(diǎn)的電流值為IO＝1.8[A]，沒有問題，但B點(diǎn)的電流值在Vin＝20[V]時(shí)設(shè)定過電流保護(hù)的延遲時(shí)間為1[μsec]，則輸入電力＝20[V]×1[μsec]×150[KHz]×IO＝3[V]×IO ...(16)輸出電力＝2[V]×IO ...(17)輸入電力＞輸出電力，B點(diǎn)電流值極大。
本發(fā)明中，利用輸入電壓Vin形成基準(zhǔn)電壓Vref2，由于輸入電壓Vin大時(shí)C點(diǎn)電流值難于變小而設(shè)定較高的基準(zhǔn)電壓Vref2，從較高的輸出電壓VO降低頻率；由于輸入電壓Vin小時(shí)B點(diǎn)電流值難于變大而設(shè)定較低的基準(zhǔn)電壓Vref2，從較低的輸出電壓VO降低頻率，改善了C點(diǎn)電流值降低和B點(diǎn)電流值增加的特性。
本發(fā)明的開關(guān)電源裝置中，振蕩頻率變更電路18不是如上述圖16等所示已有開關(guān)電源裝置那樣，響應(yīng)過電流檢測(cè)電路11的輸出，降低振蕩器16的振蕩頻率，而是響應(yīng)作為由來自該過電流檢測(cè)電路11的置位信號(hào)置位的鎖存部件的RS觸發(fā)電路12的輸出，降低振蕩器16的振蕩頻率，對(duì)由過電流檢測(cè)通路產(chǎn)生的延遲時(shí)間td進(jìn)行超過時(shí)間保持。
因此，即使以第1振蕩頻率輸出開關(guān)脈沖，也能維持過電流檢測(cè)輸出，振蕩器16的振蕩頻率可靠地降低。上述RS觸發(fā)電路12雖然在來自振蕩器16的三角形波的每個(gè)峰值復(fù)位，但振蕩器16的振蕩頻率能恢復(fù)到正常時(shí)的振蕩頻率，是由于圖2所示差動(dòng)放大器13的輸出電壓Vth為上述三角形波的電平以下。這里，為了使輸出電壓Vth在上述三角形波的電平以下，分壓由平滑用電容器C2平滑的輸出電壓VO的反饋電壓Vadj必須略等于基準(zhǔn)電壓Vref1。因此，振蕩器16的振蕩頻率能恢復(fù)到正常時(shí)的振蕩頻率，是由于因過電流下降的輸出電壓VO恢復(fù)到5[V]的正常電壓。
其結(jié)果是在振蕩頻率變更電路18中，從圖3所示電路圖可見，可以不需要用于防止從過電流狀態(tài)解除到恢復(fù)正常動(dòng)作的寄生振蕩的時(shí)間常數(shù)電路。這樣，由于使用上述300[KHz]高頻而外附的線圈L1和電容器C2的小型化不僅是可能的，而且集成電路本身的芯片尺寸也可以小型化。
上述第2振蕩頻率作為這樣一種電平，即，不僅滿足了開關(guān)脈沖寬度比過電流檢測(cè)通路的延遲時(shí)間td長(zhǎng)的條件，而且即使開關(guān)頻率fs較低，特別是在輸出電壓VO較高的狀態(tài)下，負(fù)荷電流IO不會(huì)大幅度減小。因此，如上述所示，即使輸出電壓VO高于所定電壓，也可以抑制負(fù)荷電流IO的急劇降低。
基準(zhǔn)電壓源19，形成了分壓輸入電壓Vin并用于短路檢測(cè)的基準(zhǔn)電壓Vref2。因此，當(dāng)輸入電壓Vin大時(shí)從較高的輸出電壓VO降低振蕩頻率，當(dāng)輸入電壓Vin小時(shí)從較低的輸出電壓VO降低振蕩頻率，可以改善短路時(shí)電流值顯著降低·增加的特性。
以下，參照?qǐng)D6和圖7說明本發(fā)明的其他實(shí)施例。
圖6是表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的開關(guān)電源裝置的電構(gòu)成方框圖。該開關(guān)電源裝置類似上述圖1所示開關(guān)電源裝置，在對(duì)應(yīng)部分附與相同參照符號(hào)，省略其說明。
應(yīng)注意的是該開關(guān)電源裝置中，為了根據(jù)不僅是輸入電壓Vin也按照輸出電壓VO變化振蕩頻率，與上述振蕩頻率變更電路18相關(guān)，設(shè)置了調(diào)整電路21。該調(diào)整電路21大致具有分壓輸入電壓Vin的電阻R11、R12；按照其分壓值Va和輸入電壓VO形成電壓Vb的差動(dòng)放大器22。
圖7是表示上述差動(dòng)放大器22具體構(gòu)成的電路圖。上述差動(dòng)放大器具有構(gòu)成差動(dòng)對(duì)的PNP晶體管Q11、Q12；構(gòu)成電流鏡電路的NPN晶體管Q13、Q14；輸出用晶體管Q15；恒流源F11。
在上述晶體管Q11的基極輸入由電阻R11·R12分壓上述輸入電壓Vin后得出的分壓值Va，在晶體管Q12的基極輸入上述輸出電壓VO，在發(fā)射極共同供給來自恒流源F11的電流。晶體管Q11的集電極通過晶體管Q13接地。晶體管Q12的集電極連接晶體管Q14的集電極和基極，并與晶體管Q13的基極連接。晶體管Q13的集電極連接晶體管Q15的基極，晶體管Q15的集電極連接上述圖3所示振蕩頻率變更電路18的晶體管Q6集電極側(cè)的P點(diǎn)。
例如，設(shè)定電阻R11＝6[KΩ]、電阻R12＝4[KΩ]、恒流源F11＝10[μA]、圖3的恒流源F2＝27[μA]、恒流源F1＝54[μA]、晶體管Q3和Q4的發(fā)射極比為5∶4，通常狀態(tài)的振蕩頻率為300[KHz]，并設(shè)定線圈L1＝30[μH]、過電流檢測(cè)電平ICL＝2[A]、延遲時(shí)間td＝1[μsec]。這時(shí)，利用Vin＝20[V]、VO＝2[V]的條件檢測(cè)過電流時(shí)，來自恒流源F11的電流從晶體管Q12流到晶體管Q14側(cè)，晶體管Q13的集電極電位，也就是晶體管Q15的基極電位變低，該晶體管Q15關(guān)斷。
這時(shí)，圖3中，晶體管Q3流過30[μA](＝54[μA]×5/9)，晶體管Q5流過24[μA]、晶體管Q7流過6[μA]。因此，偏流IBIAS為21[μA]，振蕩頻率為90[KHz]。這時(shí)，開關(guān)脈沖寬度是VO/Vin/90[KHz]＝1.1[μsec] ...(18)可以滿足開關(guān)脈沖寬度長(zhǎng)于過電流檢測(cè)通路延遲時(shí)間td的上述條件。
但是，即使設(shè)定振蕩頻率例如為100[KHz]，以Vin＝10[V]、VO＝5[V]的條件使用原構(gòu)成時(shí)，從上述式14、15可見，IO＝1.2[A]，負(fù)荷電流也不可能變大。因此，調(diào)整電路21檢測(cè)輸入電壓Vin和輸出電壓VO，恰當(dāng)決定過電流檢測(cè)時(shí)的開關(guān)頻率。
當(dāng)以Vin＝10[V]、VO＝5[V]的條件檢測(cè)過電流時(shí)，來自恒流源F11的電流流到晶體管Q11，作為晶體管Q15的基極電流，該晶體管15導(dǎo)通。這時(shí)，晶體管Q4的電流全部流過晶體管15。因此，晶體管Q7的集電極電流為30[μA]，二極管D11不流過電流。這時(shí)的振蕩頻率仍為300[KHz]，但由于開關(guān)脈沖寬度是1.6[μsec]，滿足上述條件，則過電流保護(hù)功能動(dòng)作。根據(jù)上述式14、15，IO＝1.86[A]，負(fù)荷電流不會(huì)變小。
這樣，由于輸入電壓Vin大于輸出電壓VO時(shí)脈沖寬度變短，則必須降低振蕩頻率。與此相反，當(dāng)輸出電壓VO大時(shí)希望不降低振蕩頻率。調(diào)整電路21不僅根據(jù)輸入電壓Vin，也按照輸出電壓VO，可以更恰當(dāng)?shù)卦O(shè)定振蕩頻率。
該開關(guān)電源裝置中，應(yīng)注意的是設(shè)有禁止在起動(dòng)時(shí)振蕩頻率變更電路18的變更動(dòng)作的延遲電路23。開關(guān)電源裝置中，電容器C2中常使用大容量·低串聯(lián)等效電阻的輸出電容器(容量10～2200[μF]、串聯(lián)等效電阻0.001～0.1[Ω])，則起動(dòng)時(shí)，由于上述輸出電容器充電的涌流，經(jīng)常引起過電流檢測(cè)動(dòng)作。過電流保護(hù)動(dòng)作導(dǎo)致開關(guān)頻率降低時(shí)，如上述那樣負(fù)荷電流值將下降。因此，利用上述延遲電路23禁止振蕩頻率的變更動(dòng)作，避免了不希望的過電流保護(hù)動(dòng)作。
上述延遲電路23將由上述內(nèi)部恒壓電路20產(chǎn)生的恒定電壓VS作為電源，具有供給恒定電流的恒流源F21；由上述恒流源F21的恒定電流充電的電容器C21；基準(zhǔn)電壓源24；對(duì)上述電容器C21的充電電壓和來自上述基準(zhǔn)電壓源24的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較的比較器25；將上述比較器25的輸出供給上述圖3的振蕩頻率變更電路18的P點(diǎn)的輸出晶體管Q21。
電源投入后，當(dāng)由恒流源F21的恒定電流充電的電容器C21的充電電壓在基準(zhǔn)電壓源24的基準(zhǔn)電壓以下期間，比較器25使輸出晶體管Q21導(dǎo)通，由該輸出晶體管Q21將振蕩頻率變更電路18的晶體管Q4的電流全部分路，晶體管Q6不動(dòng)作，禁止振蕩頻率降低。電容器C21被充電時(shí)，當(dāng)充電電壓大于基準(zhǔn)電壓源24的基準(zhǔn)電壓時(shí)，比較器25使輸出晶體管Q21關(guān)斷，允許振蕩頻率降低。
例如，設(shè)定恒流源F21的電流為10[μA]、電容器C21的靜電容量為1[μF]、基準(zhǔn)電壓源24的基準(zhǔn)電壓為2[V]時(shí)，則電容器C21的充電電壓VC為Vc＝10[μA]÷1[μF]×t...(19)在t＝0.2(sec)后，超過上述2[V]。因此，從電源投入到上述0.2[sec]起動(dòng)時(shí)，響應(yīng)過電流檢測(cè)的開關(guān)頻率降低不會(huì)發(fā)生，解決了上述起動(dòng)時(shí)的問題。
以下根據(jù)圖8說明本發(fā)明的另一實(shí)施例。
圖8是表示本發(fā)明另一實(shí)施例的開關(guān)電源裝置中從RS觸發(fā)電路12的輸出級(jí)到振蕩頻率變更電路18的輸入級(jí)的構(gòu)成的電路圖。RS觸發(fā)電路12的輸出級(jí)具有以由上述內(nèi)部恒壓電路20形成的恒定電壓VS為電源電壓，在電源線之間連接負(fù)載電阻31和輸出晶體管Q31的串聯(lián)電路；其中，輸出晶體管Q31的集電極電壓供給上述振蕩頻率變更電路18的輸入級(jí)晶體管Q1的基極。本實(shí)施例中，在該晶體管Q31的集電極-發(fā)射極之間，也就是晶體管Q1的基極-發(fā)射極之間，設(shè)置保持部件電容器C31，即使過電流檢測(cè)電路11暫時(shí)未檢測(cè)過電流，也繼續(xù)使振蕩頻率變更電路18動(dòng)作。
上述RS觸發(fā)電路12中，正常時(shí)晶體管Q31關(guān)斷，如前所述，晶體管Q1導(dǎo)通。反之，過電流時(shí)，晶體管Q31導(dǎo)通，晶體管Q1關(guān)斷。這時(shí)，晶體管Q31導(dǎo)通時(shí)，電容器C31的電荷放電，即使未檢測(cè)出過電流而且晶體管Q31關(guān)斷，也需要電容器C31的充電電壓使得晶體管Q1導(dǎo)通所規(guī)定的延遲時(shí)間。因此，即使暫時(shí)未檢測(cè)出過電流，振蕩頻率變更電路18也不會(huì)立即使振蕩器16恢復(fù)到正常的振蕩頻率，可仍然保持降低振蕩頻率。
另外，振蕩頻率變更電路18由來自過電流檢測(cè)電路11的置位信號(hào)置位時(shí)，晶體管Tr1關(guān)斷，降低振蕩器16的振蕩頻率，但晶體管Tr1關(guān)斷期間過電流檢測(cè)電路11不進(jìn)行檢測(cè)，因此，當(dāng)由來自振蕩器16的復(fù)位信號(hào)復(fù)位時(shí)，振蕩器16的振蕩頻率恢復(fù)到正常時(shí)的頻率。因此，如上述圖2的Vosc所示，振蕩頻率不固定，圖2的C-Tr所示輸出電壓波形的脈沖寬度和周期不固定，則輸出電壓VO具有不穩(wěn)定的可能性。
通過利用上述電容器C31保持降低振蕩頻率，可以提高輸出電壓VO的穩(wěn)定性。
例如，當(dāng)設(shè)定負(fù)載電阻R31＝80[KΩ]、電容器C31＝80[PF]、晶體管Q1導(dǎo)通時(shí)基極-發(fā)射極間電壓＝0.6[V]、Vs＝1[V]時(shí)，從未檢測(cè)過電流到實(shí)際上振蕩頻率恢復(fù)，經(jīng)過時(shí)間為-80[PF]×80[KΩ]×1n(1-0.6÷1)＝5.9[μsec] (20)因此，可得到穩(wěn)定的波形。這里，雖然在集成電路內(nèi)追加了電容器C31，但與上述已有技術(shù)的電容器C21的150[PF]比較，靜電容量可大幅度減小，實(shí)現(xiàn)上述芯片尺寸的縮小化。
以下根據(jù)圖9和圖10說明本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施例。
圖9是表示本發(fā)明另一實(shí)施例的開關(guān)電源裝置的分頻電路41構(gòu)成的方框圖。該分頻電路41插入在從上述振蕩器16到RS觸發(fā)電路12的復(fù)位信號(hào)通路中。該分頻電路41由在RS觸發(fā)電路42中追加AND門電路G而構(gòu)成。其他構(gòu)成與上述圖1的構(gòu)成一樣。
來自上述振蕩器16的復(fù)位信號(hào)輸入到RS觸發(fā)電路42的置位端子S并供給AND門電路的一個(gè)輸入，在AND門電路G的另一個(gè)輸入供給來自RS觸發(fā)電路42的輸出端子Q的輸出，將該AND門電路G的輸出作為分頻的復(fù)位信號(hào)供給上述RS觸發(fā)電路12，并反饋到上述RS觸發(fā)電路42的復(fù)位端子R。
圖10是用于說明分頻電路41的動(dòng)作的波形圖。圖10中，S1是來自上述振蕩器16的復(fù)位信號(hào)，該復(fù)位信號(hào)輸入到具有延遲時(shí)間的RS觸發(fā)電路42的置位端子S，該RS觸發(fā)電路42，如圖10中S2所示，在例如500[nsec]后使輸出端子Q為高電平，直到在復(fù)位端子R輸入高電平信號(hào)為止，繼續(xù)從輸出端子Q輸出高電平。
AND門電路G，如圖10中S3所示，由于下一個(gè)復(fù)位信號(hào)的輸入而輸出高電平，RS觸發(fā)電路42在上述500[nsec]后使輸出端子Q為低電平。這樣，比較圖10的S1和S3可見，來自上述振蕩器16的復(fù)位信號(hào)被分頻為1/2。
在上述圖1的構(gòu)成中，從振蕩器16向RS觸發(fā)電路12輸出的復(fù)位信號(hào)的頻率，與振蕩器16的振蕩頻率相同，另一方面，通過使用該分頻電路42，可設(shè)定在上述的1/2。如上所述，在正常狀態(tài)下以振蕩器16的振蕩頻率進(jìn)行開關(guān)，與此相反，在過電流狀態(tài)，開關(guān)頻率不是依存于振蕩頻率，而是依存于復(fù)位信號(hào)的頻率。
因此，通過將復(fù)位信號(hào)的頻率分頻為振蕩頻率的1/2，則在過電流狀態(tài)開關(guān)關(guān)斷期間變?yōu)?倍，等效于開關(guān)頻率降低。例如，開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間比開關(guān)關(guān)斷期間足夠短時(shí)，可使開關(guān)頻率為正常時(shí)的1/2。
如上所述，本發(fā)明的開關(guān)電源裝置，響應(yīng)來自振蕩部件(振蕩器16)的振蕩信號(hào)，通過開關(guān)元件(晶體管Tr1)開關(guān)輸入直流電壓，可得到所希望電平的電壓輸出，當(dāng)用過電流檢測(cè)部件(過電流檢測(cè)電路11)檢測(cè)輸出電流大于預(yù)定值時(shí)，過電流保護(hù)部件(RS觸發(fā)電路12)縮小開關(guān)脈沖寬度，限制上述輸出電流，在這樣形成的開關(guān)電源裝置具有在比來自上述過電流檢測(cè)部件的過電流檢測(cè)通過上述過電流保護(hù)部件實(shí)現(xiàn)保護(hù)動(dòng)作為止的延遲時(shí)間更長(zhǎng)期間鎖存的鎖存部件(RS觸發(fā)電路12)；響應(yīng)上述鎖存部件的輸出，將上述振蕩部件的振蕩頻率從正常時(shí)的第1振蕩頻率降低至低于該第1振蕩頻率且比上述延遲時(shí)間有更長(zhǎng)周期的第2振蕩頻率的第1振蕩頻率降低部件(振蕩頻率變更電路)；檢測(cè)預(yù)定電平的輸出電壓的降低，將上述振蕩部件的振蕩頻率降低至比上述第2振蕩頻率更低的第3振蕩頻率的第2振蕩頻率降低部件(振蕩頻率變更電路)。
根據(jù)上述構(gòu)成，當(dāng)過電流保護(hù)部件動(dòng)作開始時(shí)，由過電流檢測(cè)部件檢測(cè)過電流狀態(tài)，第1振蕩頻率降低部件將振蕩部件的振蕩頻率從正常時(shí)的第1振蕩頻率降低至第2振蕩頻率。上述第2振蕩頻率形成比由過電流保護(hù)部件實(shí)現(xiàn)保護(hù)動(dòng)作的延遲時(shí)間更長(zhǎng)的周期。
因此，在第1振蕩頻率，正常狀態(tài)的開關(guān)脈沖寬度狹窄，雖然不可能因過電流保護(hù)動(dòng)作使開關(guān)脈沖寬度更狹窄，但在第2振蕩頻率，與從檢測(cè)過電流狀態(tài)到開關(guān)元件關(guān)斷的延遲時(shí)間比較，開關(guān)元件的導(dǎo)通期間變長(zhǎng)，則能有效地進(jìn)行該過電流保護(hù)動(dòng)作，減少輸出電流。
同樣，當(dāng)檢測(cè)因輸出短路等輸出電壓降低至所定電平以下時(shí)，第2振蕩頻率降低部件將振蕩部件的振蕩頻率進(jìn)一步降低至第3振蕩頻率。這樣，在振蕩頻率從第1振蕩頻率降低至第2振蕩頻率之后，因過電流保護(hù)動(dòng)作變窄的開關(guān)脈沖寬度再次變寬，可以減小上述延遲時(shí)間的影響?？梢苑乐挂蛏鲜鲅舆t時(shí)間的影響造成的輸出電流的增大。
因而，可以使上述第1振蕩頻率與上述延遲時(shí)間無關(guān)來提高到例如開關(guān)晶體管動(dòng)作頻率的上限附近，相對(duì)于集成電路化的振蕩部件和電流保護(hù)部件等，可以將其外附的線圈和電容器等小型化，實(shí)現(xiàn)開關(guān)電源裝置進(jìn)一步小型化、低成本化。
將上述過電流檢測(cè)部件的過電流檢測(cè)輸出，通過在比上述延遲時(shí)間更長(zhǎng)期間進(jìn)行鎖存的鎖存部件，供給第1振蕩頻率降低部件，則即使以上述第1振蕩頻率輸出開關(guān)脈沖，過電流檢測(cè)輸出也可維持，振蕩部件的振蕩頻率將可靠地降低。然后，振蕩部件的振蕩頻率恢復(fù)到第1振蕩頻率，過電流狀態(tài)解除，由輸出級(jí)的電容器平滑的輸出電壓恢復(fù)到正常電壓，可不需要用于防止寄生振蕩的時(shí)間常數(shù)電路。這樣，不僅是外附零件，集成電路本身的芯片尺寸也可小型化。
本發(fā)明的開關(guān)電源裝置中，上述預(yù)先確定電平的輸出電壓，也可根據(jù)輸入電壓設(shè)定。
根據(jù)上述構(gòu)成，當(dāng)輸入電壓較大時(shí)從較高的輸出電壓降低振蕩頻率，當(dāng)輸入電壓較小時(shí)從較低的輸出電壓降低振蕩頻率，則可改善短路時(shí)電流值顯著降低·增加的特性。
本發(fā)明的開關(guān)電源裝置，可以設(shè)置調(diào)整部件(調(diào)整電路21)，與上述第2振蕩頻率降低部件相關(guān)，根據(jù)輸入電壓和輸出電壓變化振蕩頻率。
根據(jù)上述構(gòu)成，當(dāng)輸入電壓比輸出電壓大時(shí)負(fù)載較小，則為了進(jìn)行有效的過電流保護(hù)動(dòng)作，應(yīng)使開關(guān)元件的導(dǎo)通期間較長(zhǎng)，必須使第2振蕩頻率較低，反之，當(dāng)輸出電壓大時(shí)，使振蕩頻率較低則負(fù)荷電流過小，由于希望不使振蕩頻率較低，與此相對(duì)應(yīng)，不僅是根據(jù)輸入電壓，也可以根據(jù)輸出電壓設(shè)定振蕩頻率。
因此，可以更恰當(dāng)?shù)卦O(shè)定振蕩頻率。
本發(fā)明的開關(guān)電源裝置，與上述第1振蕩頻率降低部件相關(guān)，可以設(shè)置禁止在起動(dòng)時(shí)該第1振蕩頻率降低部件的振蕩頻率變更動(dòng)作的延遲部件(延遲電路23)。
根據(jù)上述構(gòu)成，由于在開關(guān)電源裝置中經(jīng)常使用輸出平滑用的大容量、低串聯(lián)等效電阻的輸出電容器C2，起動(dòng)時(shí)常因該輸出電容器的充電涌流而使過電流檢測(cè)動(dòng)作，這時(shí)由于過電流保護(hù)動(dòng)作，開關(guān)頻率降低，負(fù)荷電流值降低，僅較低的電流才可流過，利用上述延遲部件禁止了振蕩頻率的變更動(dòng)作。
因此，避免了起動(dòng)時(shí)的不希望的過電流保護(hù)動(dòng)作，可以供給充分的負(fù)荷電流。
本發(fā)明的開關(guān)電源裝置，與上述第1振蕩頻率降低部件相關(guān)，在上述鎖存部件和該第1振蕩頻率降低部件之間，設(shè)置保持上述鎖存部件的過電流檢測(cè)輸出的保持部件(電容器C31)。
根據(jù)上述構(gòu)成，當(dāng)過電流保護(hù)動(dòng)作對(duì)開關(guān)元件進(jìn)行關(guān)斷驅(qū)動(dòng)時(shí)，上述過電流檢測(cè)部件沒有檢測(cè)過電流狀態(tài)，則第1振蕩頻率降低部件要使振蕩頻率恢復(fù)到正常時(shí)頻率，同時(shí)，保持部件保持過電流檢測(cè)輸出，這樣，即使暫時(shí)未檢測(cè)過電流，也能保持降低振蕩頻率。
因此，可以使開關(guān)脈沖的脈沖寬度和周期穩(wěn)定。
本發(fā)明的開關(guān)電源裝置，與上述鎖存部件相關(guān)，也可以設(shè)置對(duì)復(fù)位信號(hào)進(jìn)行分頻的分頻部件(分頻電路41)。
根據(jù)上述構(gòu)成，通常，上述鎖存部件在每個(gè)開關(guān)脈沖復(fù)位，與此同時(shí)，通過分頻復(fù)位信號(hào)，使過電流狀態(tài)的開關(guān)頻率不是穩(wěn)定在振蕩頻率而是穩(wěn)定在復(fù)位信號(hào)頻率。
發(fā)明詳細(xì)說明中的具體實(shí)施例，已經(jīng)使本發(fā)明的技術(shù)內(nèi)容非常清楚，但不能僅限于這些具體例子進(jìn)行狹義地解釋，在本發(fā)明的精神和以下記載的權(quán)利要求范圍內(nèi)，可進(jìn)行各種各樣的變更并予實(shí)施。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源裝置，通過響應(yīng)來自振蕩部件(16)的振蕩信號(hào)，開關(guān)元件(Tr1)接通輸入直流電壓，可得到所希望電平的電壓輸出，當(dāng)過電流檢測(cè)部件(11)檢測(cè)到輸出電流大于預(yù)定值時(shí)，過電流保護(hù)部件(12)將使開關(guān)脈沖寬度變窄來限制所述輸出電流，該裝置包括鎖存部件(12)，將來自所述過電流檢測(cè)部件的過電流檢測(cè)輸出鎖存比直到所述過電流保護(hù)部件實(shí)現(xiàn)保護(hù)動(dòng)作的延遲時(shí)間長(zhǎng)的期間；第1振蕩頻率降低部件(18)，響應(yīng)所述鎖存部件(12)的輸出，將所述振蕩部件的振蕩頻率從正常時(shí)的第1振蕩頻率降低至低于該第1振蕩頻率、并且周期比所述延遲時(shí)間長(zhǎng)的第2振蕩頻率；以及第2振蕩頻率降低部件(18)，檢測(cè)預(yù)定電平的輸出電壓的降低，將所述振蕩部件的振蕩頻率降低至比所述第2振蕩頻率低的第3振蕩頻率。
2.如權(quán)利要求1記載的開關(guān)電源裝置，其中，將所述預(yù)定電平的輸出電壓根據(jù)輸入電壓來設(shè)定。
3.如權(quán)利要求1記載的開關(guān)電源裝置，其中，設(shè)置調(diào)整部件(21)，以便與所述第2振蕩頻率降低部件(18)相關(guān)聯(lián)，根據(jù)輸入電壓和輸出電壓來改變振蕩頻率。
4.如權(quán)利要求1記載的開關(guān)電源裝置，其中，設(shè)置延遲部件(23)，與所述第1振蕩頻率降低部件(18)相關(guān)聯(lián)，禁止在起動(dòng)時(shí)由該第1振蕩頻率降低部件(18)的振蕩頻率變更動(dòng)作。
5.如權(quán)利要求1記載的開關(guān)電源裝置，其中，設(shè)置保持部件(C31)，與所述第1振蕩頻率降低部件(18)相關(guān)聯(lián)，在所述鎖存部件(12)和該第1振蕩頻率降低部件(18)之間保持所述鎖存部件(12)的過電流檢測(cè)輸出。
6.如權(quán)利要求1記載的開關(guān)電源裝置，其中，設(shè)置分頻部件(41)，與所述鎖存部件(12)相關(guān)聯(lián)，對(duì)復(fù)位信號(hào)進(jìn)行分頻。
7.如權(quán)利要求1記載的開關(guān)電源裝置，其中，設(shè)置分頻部件(41)，對(duì)來自所述振蕩部件(16)的復(fù)位信號(hào)進(jìn)行分頻，并供給所述鎖存部件(12)。
全文摘要
一種通過縮短開關(guān)脈沖寬度進(jìn)行過電流保護(hù)動(dòng)作的開關(guān)電源裝置，振蕩頻率變更電路在過電流檢測(cè)電路檢測(cè)過電流時(shí)降低振蕩器的振蕩頻率，同時(shí)RS觸發(fā)電路進(jìn)行上述過電流保護(hù)動(dòng)作。當(dāng)因輸出短路輸出電壓降低時(shí)，振蕩頻率變更電路將再次降低振蕩器的振蕩頻率?？紤]到過電流保護(hù)動(dòng)作的響應(yīng)延遲，在使正常負(fù)荷時(shí)頻率高頻化的構(gòu)成中，通過RS觸發(fā)電路將過電流檢測(cè)輸出供給振蕩頻率降低電路，不再需要用于防止寄生振蕩的時(shí)間常數(shù)電路，可使集成電路本身的芯片尺寸小型化。其結(jié)果是在進(jìn)行上述過電流保護(hù)動(dòng)作的開關(guān)電源裝置中，可使開關(guān)頻率高頻化、外附零件小型化以及集成電路本身小型化。
文檔編號(hào)H02M3/155GK1400729SQ0213180
公開日2003年3月5日 申請(qǐng)日期2002年7月26日 優(yōu)先權(quán)日2001年7月26日
發(fā)明者金森淳 申請(qǐng)人:夏普公司