專利名稱：調(diào)節(jié)控制回路的加權(quán)電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于針對(duì)輸入信號(hào)來調(diào)節(jié)控制回路的電路和方法，尤其是用于信號(hào)接收機(jī)。
背景技術(shù)：
在許多技術(shù)裝置中、尤其是在信號(hào)接收機(jī)中配備有一個(gè)或多個(gè)控制回路。
圖1示出了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的控制回路。控制回路的減法器從存在于輸入E處的輸入信號(hào)xe中減去由內(nèi)部環(huán)路濾波器輸出的反饋信號(hào)xR。由該減法器生成的控制差或控制偏差xd通過受控系統(tǒng)傳遞到該控制回路的輸出A。受控系統(tǒng)的輸出信號(hào)xa(或受控變量)由環(huán)路濾波器來濾波并作為反饋信號(hào)xR輸出到減法器。環(huán)路濾波器或控制器將該控制回路的輸出信號(hào)反饋回所述輸入。以取決于要進(jìn)行控制的受控系統(tǒng)的方式，來選擇環(huán)路濾波器或控制器。如圖1中所闡釋的根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的控制回路包含由比例(P)控制器、積分(I)控制器、和微分(D)控制器組成的PID控制器。
由PID控制器或環(huán)路濾波器輸出的反饋信號(hào)是如下從輸出信號(hào)中產(chǎn)生的xR(t)=KP·xa(t)+KI∫xa(t)dt+KDdxa(t)dt---(1)]]>其中KP、KI、KD代表控制器的傳遞值(transfer value)或控制參數(shù)。
環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)如下來讀取HR(s)=KP+KIs+KD·s=KD·s2+KPS+K1s---(2)]]>圖1示出了具有PID控制器的控制回路，其中比例控制器、積分控制器和微分控制器并聯(lián)在環(huán)路濾波器中。這種類型的環(huán)路濾波器能夠通過并聯(lián)更多的信號(hào)支路來擴(kuò)展，舉例來說，在所述信號(hào)支路中串聯(lián)多個(gè)積分器或微分器。環(huán)路濾波器或控制器的選擇取決于要進(jìn)行控制的受控系統(tǒng)。具有延遲傳遞響應(yīng)的受控系統(tǒng)需要I或PI控制器。盡管受控系統(tǒng)具有利用P控制器來管理的積分作用，但是利用PI控制器也可能會(huì)帶來某些額外的改進(jìn)。在許多控制任務(wù)中，PID控制器對(duì)于實(shí)現(xiàn)復(fù)雜性、處理和可達(dá)到的效果而言是有益的。
如圖1中所闡釋的根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的控制回路可被構(gòu)造為數(shù)字或模擬的形式。控制回路尤其可以用于信號(hào)接收機(jī)中。這些控制回路必須根據(jù)不同的要求進(jìn)行不同的設(shè)置。在調(diào)整到輸入信號(hào)的情況下，在所謂的獲取模式中，控制回路首先以這種盡可能快的方式來設(shè)置，也就是說以盡可能迅速地最小化控制偏差這樣的方式來設(shè)置。之后，在所謂的跟蹤模式中，控制回路的控制器以這樣遲緩或緩慢的方式來設(shè)置，以便實(shí)現(xiàn)對(duì)控制偏差干擾的良好抑制。借助控制參數(shù)KP、KI、KD來設(shè)置控制器或環(huán)路濾波器?？刂破髟讷@取模式中具有高頻帶寬度，而在跟蹤模式中具有小頻帶寬度。在獲取模式中，控制回路是快速的，而在跟蹤模式中，控制回路很好地抑制了噪聲干擾。
在許多應(yīng)用中，集成電路包括多種多樣的控制回路。舉例來說，通常在數(shù)字接收機(jī)上配備用于模擬增益設(shè)置的控制回路、用于數(shù)字增益設(shè)置的又一控制回路、用于載波頻率設(shè)置的控制回路、用于載波相位設(shè)置的控制回路、和最后用于時(shí)鐘相位設(shè)置的又一控制回路。而且，在接收機(jī)內(nèi)可以為信道估計(jì)配備更多的控制回路。對(duì)各個(gè)控制參數(shù)的設(shè)置導(dǎo)致了各個(gè)控制回路的截止頻率fg的變化。
圖9示出了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的控制回路的階躍響應(yīng)。如果將圖9a中所示的階躍信號(hào)施加到根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的控制回路中，將會(huì)產(chǎn)生圖9b中所示出的信號(hào)輪廓。曲線I示出了在獲取模式中運(yùn)行的傳統(tǒng)控制回路的階躍響應(yīng)，而曲線II示出了跟蹤模式中的傳統(tǒng)控制回路的階躍響應(yīng)。圖9b示出了環(huán)路濾波器的輸出處的階躍響應(yīng)。如果控制回路在跟蹤模式中緩慢地逼進(jìn)期望值1，則在獲取模式中信號(hào)將在期望值1附近大幅波動(dòng)。在傳統(tǒng)控制回路中，控制回路首先處于獲取模式，然后轉(zhuǎn)換到跟蹤模式。這是通過在用于設(shè)置環(huán)路濾波器的兩組控制參數(shù)KP、Ki、Kd之間進(jìn)行轉(zhuǎn)換來完成的。兩組控制參數(shù)之間的硬轉(zhuǎn)換導(dǎo)致無法將集成到時(shí)間表中的控制偏差最小化，也就是說將控制誤差的能量或控制差分信號(hào)xd的能量最小化。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種加權(quán)電路，用于通過最小化控制偏差的方式來針對(duì)輸入信號(hào)調(diào)節(jié)控制回路。
根據(jù)本發(fā)明，該目的是通過用于針對(duì)輸入信號(hào)xe來調(diào)節(jié)控制回路的加權(quán)電路來實(shí)現(xiàn)的，所述控制回路具有從輸入信號(hào)xe中減去加權(quán)反饋信號(hào)xR以生成控制差分信號(hào)xd的設(shè)備，該控制差分信號(hào)xd被輸出到控制回路的受控系統(tǒng)，通過加權(quán)電路將受控系統(tǒng)的輸出信號(hào)xa乘以倍增因數(shù)MF序列，以生成加權(quán)反饋信號(hào)xR，該控制回路的頻帶寬度fg通過倍增因數(shù)MF序列而逐步減少。
在發(fā)明的加權(quán)電路的優(yōu)選實(shí)施例中，控制回路的頻帶寬度fg可以通過倍增因數(shù)MF序列逐步地等分。
在發(fā)明的電路的限制版本中，受控系統(tǒng)的輸出信號(hào)加權(quán)所用的每一個(gè)倍增因數(shù)均被乘以所述輸出信號(hào)特定持續(xù)時(shí)間。
在發(fā)明的加權(quán)電路的進(jìn)一步限制版本中，倍增因數(shù)序列是這樣的倍增因數(shù)序列，以致用于等分頻帶寬度的持續(xù)時(shí)間與通常在調(diào)整操作期間進(jìn)行設(shè)置的控制回路的頻帶寬度的持續(xù)時(shí)間/帶寬乘積在調(diào)整操作期間是恒定不變的。
該受控系統(tǒng)可以由信號(hào)延遲電路來形成。
該加權(quán)電路可以具有數(shù)字結(jié)構(gòu)。
在發(fā)明的加權(quán)電路的限制版本中，該加權(quán)電路具有用于施加該受控系統(tǒng)的輸出信號(hào)值的信號(hào)輸入，所述信號(hào)輸入被連接到可控的第一移位寄存器，該可控的第一移位寄存器以取決于控制數(shù)據(jù)字的m個(gè)較高有效位的方式將所施加的輸出信號(hào)值向左移位。
在根據(jù)本發(fā)明的發(fā)明的加權(quán)電路的進(jìn)一步限制版本中，加權(quán)電路具有乘法器，其將已經(jīng)由可控的第一移位寄存器向左移位的信號(hào)值乘以控制數(shù)據(jù)字的n個(gè)較低有效位。
該加權(quán)電路可以具有第二移位寄存器，該第二移位寄存器根據(jù)控制數(shù)據(jù)字的較低有效位的數(shù)目n將由乘法器生成的乘積值向右移位。
在發(fā)明的加權(quán)電路的另一限制版本中，該加權(quán)電路具有第一加法器，該第一加法器將已經(jīng)由第一移位寄存器向左移位的信號(hào)值加到已經(jīng)由第二移位寄存器向右移位的乘積值上，并將總和輸出到加權(quán)電路的信號(hào)輸出。
控制數(shù)據(jù)字可以包括較高有效位的第一數(shù)目m和較低有效位的第二數(shù)目n。
在這種情況下，控制數(shù)據(jù)字優(yōu)選地被緩沖存儲(chǔ)在寄存器中。
加權(quán)電路可以具有第二加法器，該第二加法器將偏移值相加到信號(hào)值上，該信號(hào)值是由信號(hào)序列發(fā)生器生成的。
在這種情況下，信號(hào)序列發(fā)生器優(yōu)選地是可編程的。
該發(fā)明的加權(quán)電路可以具有用于緩沖存儲(chǔ)該偏移值的存儲(chǔ)器。
該發(fā)明的加權(quán)電路可被配備在控制回路的環(huán)路濾波器中。
優(yōu)選地將比例元件連接在發(fā)明的加權(quán)電路的下游。
作為替換方案，將積分器連接在發(fā)明的加權(quán)電路的下游。
作為替換方案，將微分器連接在發(fā)明的加權(quán)電路的下游。
在一個(gè)可替換的實(shí)施例中，發(fā)明的加權(quán)電路可以具有模擬結(jié)構(gòu)。
根據(jù)本發(fā)明，該目的也是通過用于針對(duì)輸入信號(hào)來調(diào)節(jié)控制回路的方法來實(shí)現(xiàn)的，該方法具有以下步驟，也就是從輸入信號(hào)xe中減去加權(quán)反饋信號(hào)xR，以生成控制差分信號(hào)xd，該控制差分信號(hào)xd被輸出到受控系統(tǒng)；將受控系統(tǒng)的輸出信號(hào)乘以倍增因數(shù)MF序列，以生成加權(quán)反饋信號(hào)xR，該控制回路的頻帶寬度fg通過倍增因數(shù)MF序列而逐步地減少。


此外，還參考用于闡明對(duì)本發(fā)明必不可少的特征的附圖，對(duì)本發(fā)明的加權(quán)電路和根據(jù)本發(fā)明的方法的優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行描述。
圖1如上所述是根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的控制回路；圖2是包括根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路的控制回路；圖3是發(fā)明的加權(quán)電路的優(yōu)選實(shí)施例的電路結(jié)構(gòu)；圖4是用于闡明如圖3中所示的加權(quán)電路的運(yùn)行的表格；圖5是用于闡明如圖3中所示的加權(quán)電路的優(yōu)選實(shí)施例的運(yùn)行的圖表；圖6是發(fā)明的加權(quán)電路的傳遞函數(shù)；圖7是包括發(fā)明的加權(quán)電路的控制回路的又一示范性實(shí)施例；圖8是包括根據(jù)本發(fā)明的發(fā)明的加權(quán)電路的控制回路的又一示范性實(shí)施例；圖9a、9b是用于闡明與包括發(fā)明的加權(quán)電路的控制回路相比的傳統(tǒng)控制回路的特性的信號(hào)圖。
具體實(shí)施例方式
如從圖2可以看出的那樣，控制回路1具有用于施加輸入信號(hào)xe的信號(hào)輸入2。該輸入信號(hào)xe可以是復(fù)數(shù)值的。該信號(hào)輸入2通過控制回路1的內(nèi)部線路3被連接到設(shè)備4，該設(shè)備4從輸入信號(hào)xe中減去加權(quán)反饋信號(hào)xR，以生成控制差分信號(hào)xd。由設(shè)備4輸出的控制差分信號(hào)xd通過內(nèi)部線路被輸出到控制回路1的受控系統(tǒng)6。設(shè)備4優(yōu)選地是減法器。在可替換的實(shí)施例中，設(shè)備4是由混頻器形成的，在該實(shí)施例中，另外將載波鑒相器配備在環(huán)路濾波器12的反饋路徑上游中。作為替換方案，設(shè)備4是由重采樣濾波器或由協(xié)調(diào)旋轉(zhuǎn)數(shù)字計(jì)算機(jī)電路形成的。該受控系統(tǒng)6可以是任何任意的受控系統(tǒng)。在一個(gè)實(shí)施例中，受控系統(tǒng)6是由信號(hào)延遲電路形成的，例如由單頻信號(hào)線路構(gòu)成。受控系統(tǒng)6的輸出信號(hào)通過內(nèi)部線路7被輸出到控制回路1的信號(hào)輸出8。在分支節(jié)點(diǎn)9上，受控系統(tǒng)6的輸出信號(hào)被分接出來，并通過內(nèi)部線路10施加到控制器的環(huán)路濾波器12的信號(hào)輸入11。環(huán)路濾波器12具有信號(hào)輸出17，該信號(hào)輸出17通過內(nèi)部線路14將加權(quán)反饋信號(hào)xR施加到設(shè)備4。
在圖2中所闡釋的實(shí)施例的情況下，控制器或環(huán)路濾波器12包括所謂的PID控制器，其中比例元件12a、積分器12b和微分器12c并聯(lián)。比例元件12a、積分器12b和微分器12c分別被連接在根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13a、13b、13c的下游。配備在環(huán)路濾波器12中的加權(quán)電路13a、13b、13c在電路方面被同樣地構(gòu)造。加權(quán)電路13a、13b、13c獲取施加到環(huán)路濾波器12的信號(hào)輸入11的受控系統(tǒng)6的輸出信號(hào)，并將該信號(hào)用倍增因數(shù)序列進(jìn)行加權(quán)。由加權(quán)電路13a、13b、13c輸出的受控系統(tǒng)6的加權(quán)輸出信號(hào)通過線路14a、14b、14c輸出到連接在下游的比例元件12a、連接在下游的積分器12b、和連接在下游的微分器12c。比例元件12a、積分器12b和微分器12c分別通過輸出線路15a、15b、15c被連接到環(huán)路濾波器12內(nèi)的加法器16，該加法器相加這些信號(hào)，以形成反饋信號(hào)xR。
在如圖2中所闡釋的控制回路1的情況下，這個(gè)控制回路在環(huán)路濾波器12內(nèi)具有三個(gè)根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13a、13b、13c。這些加權(quán)電路將受控系統(tǒng)6的輸出信號(hào)乘以倍增因數(shù)MFi序列。在這種情況下，控制回路1的頻帶寬度fg通過倍增因數(shù)MFi序列而逐步地減少。在根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例中，控制回路1的頻帶寬度fg在這種情況下通過倍增因數(shù)序列被逐步地等分。用于對(duì)受控系統(tǒng)6的輸出信號(hào)進(jìn)行加權(quán)的倍增因數(shù)序列中的每個(gè)倍增因數(shù)MFi被乘以輸出信號(hào)xa特定持續(xù)時(shí)間。在這種情況下，用于等分頻帶寬度fg的持續(xù)時(shí)間與通常在調(diào)整操作期間所設(shè)置的控制回路1的頻帶寬度的持續(xù)時(shí)間/帶寬乘積在調(diào)整操作期間是恒定不變的。
圖3示出了圖2中所闡釋的加權(quán)電路13的優(yōu)選實(shí)施例。每一個(gè)加權(quán)電路13均具有用于施加要加權(quán)的信號(hào)的信號(hào)輸入13-1。加權(quán)電路13的信號(hào)輸入13-1被連接到第一移位寄存器13-2。第一移位寄存器13-2是可控的移位寄存器，其以取決于控制數(shù)據(jù)字Z的m個(gè)較高有效位(MSB)的方式將所施加的信號(hào)值向左移位。在圖3中所闡釋的實(shí)施例的情況下，加權(quán)電路13具有用于緩沖存儲(chǔ)控制數(shù)據(jù)字Z的寄存器13-3?？刂茢?shù)據(jù)字Z包括m個(gè)較高有效位(MSB)和n個(gè)較低有效位(LSB)。舉例來說，在一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例中，控制數(shù)據(jù)字Z包括m＝5個(gè)較高有效位和n＝3個(gè)較低有效位。因此，在這個(gè)實(shí)施例中，控制數(shù)據(jù)字Z包括總共8位。被緩沖存儲(chǔ)在寄存器13-3中的較高有效控制位MSB通過m條控制線來驅(qū)動(dòng)第一移位寄存器13-2。移位寄存器13-2將具有字寬wb的所施加的信號(hào)值以取決于m個(gè)較高有效位的方式向左移位。
根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路18還具有乘法器13-4，該乘法器13-4將已經(jīng)由可控的第一移位寄存器13-2向左移位的信號(hào)值乘以控制數(shù)據(jù)字Z的n個(gè)較低有效位(LSB)。
根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13還具有第二移位寄存器13-5，該第二移位寄存器13-5根據(jù)控制數(shù)據(jù)字Z的較低有效位(LSB)的數(shù)目n將由乘法器13-4生成的乘積值向右移位。在輸出側(cè)，第二移位寄存器13-5被連接到根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的第一加法器13-6。第一加法器13-6將已經(jīng)由第一移位寄存器13-2向左移位的信號(hào)值相加到已經(jīng)由第二移位寄存器13-5向右移位的乘積值，并將總和值輸出到加權(quán)電路13的信號(hào)輸出13-7。
在一個(gè)實(shí)施例中，加權(quán)電路13還包含第二加法器13-8，該第二加法器13-8將偏移值相加到信號(hào)值S上，以生成控制數(shù)據(jù)字Z。在這種情況下，信號(hào)值S優(yōu)選地是由信號(hào)序列發(fā)生器13-9生成的。在一個(gè)實(shí)施例中，偏移值被施加到加權(quán)電路13的信號(hào)輸入13-10。在可替換的實(shí)施例中，偏移值被緩沖存儲(chǔ)到另一緩沖存儲(chǔ)器中。信號(hào)序列發(fā)生器13-9優(yōu)選地是可通過接口13-11進(jìn)行編程的。而且，在一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例中，信號(hào)序列發(fā)生器13-9通過第一控制輸入13-12獲取起始值，并通過另一控制輸入13-13獲取終止值。
如從圖2中可以獲知，比例元件12a、積分器12b或微分器12c都被連接在根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的下游。
圖3中所闡釋的加權(quán)電路13具有數(shù)字結(jié)構(gòu)。在可替換的實(shí)施例中，加權(quán)電路13也可以具有模擬結(jié)構(gòu)。
以下將描述根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的運(yùn)行。
加權(quán)電路13的輸出13-7處的輸出信號(hào)值是從施加到信號(hào)輸入13-1的輸入信號(hào)與倍增因數(shù)MF的乘積中來獲得的輸出信號(hào)＝MF·輸入信號(hào)(1)在這種情況下，倍增因數(shù)MF如下取決于被緩沖存儲(chǔ)在寄存器13-3中的控制數(shù)據(jù)字Z的較高有效位(MSB)和較低有效位(LSB)MF=2MSB(1+LSB2n)---(2)]]>其中，0≤MSB≤2m-1 (3)0≤LSB≤2n-1 (4)在根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的情況下，倍增因數(shù)MF的值域如下來獲得1≤MF≤MFmax(5)最小倍增因數(shù)MFmin是一個(gè)MFmin=20(1+02n)=1---(6)]]>最大倍增因數(shù)MFmax如下得到MFmax=2(2m-1)[1+2n-12n]---(7)]]>在一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例中，較高有效位(MSB)的數(shù)目是m＝5，而較低有效位(LSB)的數(shù)目是n＝3。
因此，在這個(gè)優(yōu)選實(shí)施例的情況下，能夠如下得到可被設(shè)置的倍增因數(shù)MF的值域0≤MSB≤25-1＝31(8)0≤LSB≤23-1＝7 (9)
MFmin=20(1+023)=1---(10)]]>MFmax=231(1+723)=231(1+78)---(11)]]>由方程(2)定義的倍增因數(shù)MF可被表示為MSB＝n+k (12)如下MF=2n+k(1+LSB2n)---(13)]]>其中，2k表示根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的絕對(duì)步長ASW。如果在加權(quán)電路13的情況下配備n＝3個(gè)較低有效位LSB，則根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的倍增因數(shù)MFi如下來獲得K＝0步長1(14)23(1+0/8)＝823(1+1/8)＝923(1+2/8)＝1023(1+3/8)＝1123(1+7/8)＝15K＝1步長2
24(1+0/8)＝1624(1+1/8)＝1824(1+2/8)＝2024(1+7/8)＝30K＝2步長425(1+0/8)＝3225(1+1/8)＝3625(1+7/8)＝60K＝3步長826(1+0/8)＝6426(1+6/8)＝1226(1+7/8)＝120
K＝28步長228231(1+0/8)＝231231(1+7/8)＝231+7.228根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的絕對(duì)步長ASW如下得到ASW＝2k(15)因此，根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的相對(duì)步長RSW如下得到RSW=MFLSB+1MFLSB=2n+k(1+LSB+12n)2n+k(1+LSB2n)=2n+1+LSB2n+LSB---(16)]]>因此，對(duì)于其中較低有效位(LSB)的數(shù)目n＝3的優(yōu)選實(shí)施例而言，根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的相對(duì)步長RSW如下得到RSW=9+LSB8+LSB---(17)]]>其中，0≤LSB≤2n-1＝7(18)因此，根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的相對(duì)步長RSW以取決于n＝3的較低有效位LSB的方式如下得到(19)
RSW(LSB=0)=98]]>RSW(LSB=1)=109]]>RSW(LSB=2)=1110]]>RSW(LSB=3)=1211]]>RSW(LSB=4)=1312]]>RSW(LSB=5)=1413]]>RSW(LSB=6)=1514]]>RSW(LSB=7)=1615]]>對(duì)于根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的不同絕對(duì)步長K而言，相對(duì)步長RSW是恒定不變的。因此以下方程有效9/8(k＝0)＝18/16(k＝1)＝36/32(k＝2)＝72/64(k＝3)…(20)諸如用在控制回路1的環(huán)路濾波器12處的根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13與諸如用于圖1中所示的傳統(tǒng)控制回路的環(huán)路濾波器中的傳統(tǒng)乘法器相比的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是，與在傳統(tǒng)乘法器中不同，根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的量化不是線性的。傳統(tǒng)的乘法器本身具有線性量化。這意味著，較低有效位(LSB)的變化可能有非常不同的效果，如在相對(duì)項(xiàng)中所看到的那樣。舉例來說，在7位乘法器的情況下，在較低有效位LSB從一轉(zhuǎn)變?yōu)槎那闆r下，將1/128的倍增因數(shù)變?yōu)?/128，也就是說，倍增因數(shù)MF被改變了100％。在較高有效位發(fā)生變化的情況下，例如從100/128變化到101/128，相比而言，倍增因數(shù)MF僅僅變化了1％。因此，對(duì)于用戶而言，具有乘法器的傳統(tǒng)加權(quán)電路僅能夠非常差地進(jìn)行直觀地設(shè)置，因?yàn)樵谛?shù)值的情況下倍增因數(shù)MF由于較低有效位LSB中的變化而發(fā)生顯著地變化，而在大數(shù)值的情況下，即使較低有效位LSB發(fā)生了變化，倍增因數(shù)幾乎也不會(huì)發(fā)生任何變化。因此，根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13具有這樣的優(yōu)點(diǎn)，即與傳統(tǒng)的加權(quán)電路相比，它能夠明顯地更加容易地進(jìn)行設(shè)置。
使用乘法器的加權(quán)電路的另一個(gè)缺點(diǎn)在于，即使對(duì)于小數(shù)值的精細(xì)量化而言，乘法器也必須進(jìn)行巨大的設(shè)計(jì)，也就是說它們必須具有高位寬度。這增加了電路的費(fèi)用。因此，在具有預(yù)定位寬度的乘法器的情況下，通常是這樣的情況，即對(duì)于小信號(hào)值而言，乘法器所提供的量化過于粗糙，而對(duì)于大信號(hào)值而言，乘法器所提供的量化又過于精細(xì)。因此，對(duì)于使用乘法器的傳統(tǒng)加權(quán)電路來說，控制參數(shù)的精細(xì)、均衡的變化是不可能的，因?yàn)榫€性量化級(jí)不是太粗糙就是太小。
圖4中所示的表格表示了優(yōu)選實(shí)施例中的如圖3中所示的根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的運(yùn)行。在圖4中所示的例子中，根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13被用于減少倍增因數(shù)MF，該倍增因數(shù)MF用于對(duì)受控系統(tǒng)6的輸出信號(hào)從初始值128到最終值8進(jìn)行逐位加權(quán)。
圖4中所示的表格示出了被緩沖存儲(chǔ)在寄存器13-3中的位序列、驅(qū)動(dòng)移位寄存器13-2的較高有效位MSB和被施加到乘法器13-4的較低有效位LSB。
在t0時(shí)，要加權(quán)的受控系統(tǒng)的輸出信號(hào)利用倍增因數(shù)128來加權(quán)。為此目的，移位寄存器13-2將所施加的信號(hào)值向左移位了七個(gè)位置，這對(duì)應(yīng)于與因子27＝128相乘。因此，較高有效位MSB具有數(shù)字形式的相應(yīng)值(7＝00111)。被緩沖存儲(chǔ)在寄存器13-3中的較低有效位LSB在t0時(shí)都是零。被存儲(chǔ)在寄存器13-3中的位序列對(duì)應(yīng)于受控的數(shù)據(jù)字Z＝56。在圖3中所闡釋的實(shí)施例的情況下，所述控制數(shù)據(jù)字Z是由恒定的偏移值Offset＝24與信號(hào)值S＝32的總和來形成的。
在t1時(shí)，倍增因數(shù)MF被等分為MF＝64。為此目的，通過將恒定的偏移值24加到較低的信號(hào)值S＝24上，而將控制數(shù)據(jù)字Z設(shè)置為48。這樣，倍增因數(shù)MF順序地或逐步地被減至最終值8。圖4示出了相應(yīng)的控制數(shù)據(jù)字Z以及也示出了由序列發(fā)生器13-9所生成的相應(yīng)的信號(hào)值S。
圖5作為圖4中所示例子的結(jié)果示出了倍增因數(shù)MF在時(shí)間表中的變化。如從圖5中可知，倍增因數(shù)MF以時(shí)間離散的方式減少。
如從圖4中的表格可知，倍增因數(shù)序列、也就是說倍增因數(shù)MFi的序列是這樣的，以致持續(xù)時(shí)間/帶寬乘積是恒定的。
該持續(xù)時(shí)間/帶寬乘積是從用于等分控制回路1的頻帶寬度fg的持續(xù)時(shí)間與通常在調(diào)整操作期間進(jìn)行設(shè)置的控制回路1的頻帶寬度fgi中來獲得的。
(21)
ΔT0＝t1-t0fg0＝fg/t＝t0ΔT1＝t2-t1＝2·ΔT0 ΔT2＝t3-t2＝2·ΔT1 ΔT3＝t4-t3＝2·ΔT2 ΔTi＝ti+1-ti＝2·ΔTj-1 因此，以下的關(guān)系產(chǎn)生了持續(xù)時(shí)間/帶寬乘積(ZBP)的結(jié)果ZBP＝ΔT1·fgi＝2ΔTi-1·fgi＝1＝常數(shù) (22)控制回路1的頻帶寬度fg通過倍增因數(shù)MFi序列而逐步地等分。隨著控制回路的頻帶寬度fgi的降低，倍增因數(shù)MFi的變化也變得越來越小。
圖6作為頻率f的函數(shù)示出包含根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的控制回路1的傳遞特性?？刂苹芈返念l帶寬度fg導(dǎo)致-3dB的幅度衰減。控制回路1擁有具有特定頻帶寬度fg的高通濾波器特性，也就是說所述頻率范圍在0Hz與截止頻率fg之間。通過等分倍增因數(shù)MF，頻帶寬度fg1在t1時(shí)被等分。通過進(jìn)一步將倍增因數(shù)降低到相乘值MF＝32，控制回路1的截止頻率fg2在t2時(shí)再次被等分。如從圖4、5、6中可知，帶寬乘積在調(diào)整操作期間是恒定不變的。
在如圖3中所示的根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的優(yōu)選實(shí)施例的情況下，被加到偏移值上以形成控制數(shù)據(jù)字Z的信號(hào)值S是由信號(hào)序列發(fā)生器13-9生成的。
圖4中所示的信號(hào)序列S優(yōu)選地由信號(hào)序列發(fā)生器13-9根據(jù)以下的程序來生成(23)Ref＝2n
SStart＝32SStop＝DELTA＝REFS＝SStartWhile S≥SStopOutput SS＝S-DELTA 在這種情況下，起始值Sstart＝32通過控制輸入13-12被轉(zhuǎn)移到信號(hào)序列發(fā)生器，而終止值Sstop＝0通過另一控制輸入13-13來施加。
參考變量REF取決于較低有效位LSB的數(shù)目n。在一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例中，n＝3。
只要信號(hào)值S大于終止值，則信號(hào)值S就被減少了Δ值增量。首先，該Δ值等于參考變量。如果對(duì)(S/REF)的模＝0，則Δ值被等分。
在第一實(shí)施例中，信號(hào)序列發(fā)生器13-9是可編程微處理器。在可替換的實(shí)施例中，以上說明的程序是硬連線的。
在圖3中所闡釋的實(shí)施例的情況下，控制數(shù)據(jù)字Z是借助偏移值和信號(hào)序列發(fā)生器13-9來生成的。在可替換的實(shí)施例中，該控制數(shù)據(jù)字Z是從外部被寫入到寄存器13-3中的。在該實(shí)施例中，加權(quán)電路13因而并不包含加法器13-8和信號(hào)序列發(fā)生器13-9。
利用如圖3中所示的根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13，控制回路1的頻帶寬度fg通過倍增因數(shù)MFi序列而逐步等分，而持續(xù)時(shí)間-帶寬乘積保持恒定不變。因此，控制回路1從獲取操作模式逐步地或連續(xù)地轉(zhuǎn)移到跟蹤模式，在獲取操作模式中控制回路具有高帶寬，在眼蹤模式中控制回路具有低帶寬。圖9b中的曲線II示出了包含根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13的控制回路1的相應(yīng)的階躍響應(yīng)。
在這種情況下，借助于根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13，隨著時(shí)間的過去，控制偏差或控制差分信號(hào)xd的能量被最小化。
根據(jù)本發(fā)明的加權(quán)電路13在時(shí)間離散的步驟中降低了倍增因數(shù)MF，而持續(xù)時(shí)間/帶寬乘積保持恒定不變。隨著頻帶寬度fg降低，加權(quán)值的倍增因數(shù)的變化也越來越小。
圖7示出了控制回路1的又一實(shí)施例。在這個(gè)實(shí)施例中，加權(quán)電路13提供受控系統(tǒng)6的輸出信號(hào)與倍增因數(shù)序列的相乘。在輸出側(cè)，比例元件12a、積分器12b和微分器12c與加權(quán)電路13連接。
圖8示出了控制回路1的又一實(shí)施例，其中同樣地僅配備了一個(gè)加權(quán)電路13，該加權(quán)電路13通過可控開關(guān)設(shè)備被連接到比例元件12a、積分器12b和微分器12c。
盡管本領(lǐng)域技術(shù)人員能夠建議各種修改和變化，但本發(fā)明者的意圖是想要將所有變化和修改都包含在對(duì)其授權(quán)的專利內(nèi)，只要這些變化和修改合理地并恰當(dāng)?shù)靥幱谄鋵?duì)本領(lǐng)域的貢獻(xiàn)的范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種用于針對(duì)反饋控制回路的輸入信號(hào)來調(diào)節(jié)所述反饋控制回路的加權(quán)電路；所述反饋控制回路包括受控系統(tǒng)和用于通過從所述輸入信號(hào)中減去加權(quán)反饋信號(hào)來生成控制差分信號(hào)的設(shè)備；所述控制差分信號(hào)被饋送給所述受控系統(tǒng)；所述受控系統(tǒng)響應(yīng)于所述控制差分信號(hào)來生成輸出信號(hào)，并且所述受控系統(tǒng)的所述輸出信號(hào)借助加權(quán)電路乘以倍增因數(shù)序列，以生成所述加權(quán)反饋信號(hào)；和所述反饋控制回路的頻帶寬度通過所述倍增因數(shù)序列而被逐步地減少。
2.如權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述反饋控制回路的所述頻帶寬度通過所述倍增因數(shù)的序列而被逐步地等分。
3.如權(quán)利要求1所述的電路，其中，用于所述受控系統(tǒng)的所述輸出信號(hào)的所述加權(quán)的每個(gè)所述倍增因數(shù)均乘以所述輸出信號(hào)特定持續(xù)時(shí)間。
4.如權(quán)利要求3所述的電路，其中，所述倍增因數(shù)的所述序列是這樣的，以致用于等分所述頻帶寬度的所述持續(xù)時(shí)間與通常在調(diào)整操作期間進(jìn)行設(shè)置的所述反饋控制回路的所述頻帶寬度的所述持續(xù)時(shí)間/帶寬乘積在所述調(diào)整操作期間是恒定不變的。
5.如權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述反饋受控系統(tǒng)由信號(hào)延遲電路來形成。
6.如權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述加權(quán)電路是數(shù)字設(shè)計(jì)。
7.如權(quán)利要求6所述的電路，其中，所述加權(quán)電路包括用于施加所述受控系統(tǒng)的輸出信號(hào)值的信號(hào)輸入，所述信號(hào)輸入被連接到可控的第一移位寄存器；所述可控的第一移位寄存器以取決于控制數(shù)據(jù)字的m個(gè)較高有效位的方式將所述所施加的輸出信號(hào)值向左移位。
8.如權(quán)利要求7所述的電路，其中，所述加權(quán)電路包括乘法器，該乘法器將已經(jīng)由所述可控的第一移位寄存器向左移位的所述信號(hào)值乘以所述控制數(shù)據(jù)字的n個(gè)較低有效位。
9.如權(quán)利要求8所述的電路，其中，所述加權(quán)電路包括第二移位寄存器，該第二移位寄存器根據(jù)所述控制數(shù)據(jù)字的較低有效位的所述數(shù)目n將由所述乘法器所生成的所述乘積值向右移位。
10.如權(quán)利要求9所述的電路，其中，所述加權(quán)電路包括第一加法器，該第一加法器將已經(jīng)由所述第一移位寄存器向左移位的所述信號(hào)值加到已經(jīng)由所述第二移位寄存器向右移位的所述乘積值上，并將得到的總和輸出到所述加權(quán)電路的信號(hào)輸出。
11.如權(quán)利要求7所述的電路，其中，所述控制數(shù)據(jù)字包括較高有效位的第一數(shù)目m和較低有效位的第二數(shù)目n。
12.如權(quán)利要求11所述的電路，其中，所述控制數(shù)據(jù)字被緩沖存儲(chǔ)在寄存器中。
13.如權(quán)利要求12所述的電路，其中，所述加權(quán)電路包括第二加法器，該第二加法器將偏移值加到信號(hào)值(S)上，該信號(hào)值(S)由信號(hào)序列發(fā)生器生成。
14.如權(quán)利要求13所述的電路，其中，所述信號(hào)序列發(fā)生器是可編程的。
15.如權(quán)利要求13所述的電路，其中，所述加權(quán)電路包括用于緩沖存儲(chǔ)所述偏移值的存儲(chǔ)器。
16.如權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述加權(quán)電路被配備在所述控制回路的環(huán)路濾波器中。
17.如權(quán)利要求1所述的電路，其中，比例元件被連接在所述加權(quán)電路的下游。
18.如權(quán)利要求1所述的電路，其中，積分器被連接在所述加權(quán)電路的下游。
19.如權(quán)利要求1所述的電路，其中，微分器被連接在所述加權(quán)電路的下游。
20.如權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述加權(quán)電路是模擬設(shè)計(jì)的。
21.如權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述減法設(shè)備是減法器、混頻器、再采樣濾波器或協(xié)調(diào)旋轉(zhuǎn)數(shù)字計(jì)算機(jī)電路。
22.一種用于針對(duì)反饋控制回路的輸入信號(hào)來調(diào)節(jié)所述反饋控制回路的方法，其包括以下步驟通過從所述輸入信號(hào)中減去加權(quán)反饋信號(hào)來生成控制差分信號(hào)；將所述控制差分信號(hào)饋送給受控系統(tǒng)；響應(yīng)于所述控制差分信號(hào)由所述受控系統(tǒng)生成輸出信號(hào)；通過將所述受控系統(tǒng)的所述輸出信號(hào)乘以倍增因數(shù)序列來生成所述加權(quán)反饋信號(hào)；和通過所述倍增因數(shù)序列來逐步地減少所述反饋控制回路的頻帶寬度。
全文摘要
針對(duì)用于針對(duì)反饋控制回路的輸入信號(hào)來調(diào)節(jié)該反饋控制回路的加權(quán)電路，該反饋控制回路包括受控系統(tǒng)和用于通過從該輸入信號(hào)中減去加權(quán)反饋信號(hào)來生成控制差分信號(hào)的設(shè)備。該控制差分信號(hào)被饋送給生成輸出信號(hào)的受控系統(tǒng)。該輸出信號(hào)借助加權(quán)電路來乘以倍增因數(shù)序列，以生成加權(quán)反饋信號(hào)。該反饋控制回路的頻帶寬度通過該倍增因數(shù)序列來逐步地減少。
文檔編號(hào)G05B11/42GK1776548SQ20051013159
公開日2006年5月24日 申請(qǐng)日期2005年10月28日 優(yōu)先權(quán)日2004年10月28日
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