專利名稱：通信設(shè)備、通信方法、計(jì)算機(jī)程序和自適應(yīng)均衡器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種通信設(shè)備、通信方法、計(jì)算機(jī)程序和自適應(yīng)均衡器，其中當(dāng)在非接
觸式通信中讀寫器(發(fā)起方)傳送請(qǐng)求命令或者應(yīng)答器(目標(biāo))發(fā)送關(guān)于請(qǐng)求命令的響應(yīng)
命令時(shí)執(zhí)行通信操作，特別涉及一種遵循NFC (近場(chǎng)通信)標(biāo)準(zhǔn)的非接觸式通信中的通信設(shè) 備、通信方法、計(jì)算機(jī)程序和自適應(yīng)均衡器。 更具體地說，本發(fā)明涉及一種通過自適應(yīng)均衡來解決由通信速率加速引起的接收 波形異常的通信設(shè)備、通信方法、計(jì)算機(jī)程序和自適應(yīng)均衡器，并且特別涉及一種在基于 NFC標(biāo)準(zhǔn)保持分組格式兼容性的同時(shí)執(zhí)行對(duì)接收波形的自適應(yīng)均衡的通信設(shè)備、通信方法、 計(jì)算機(jī)程序和自適應(yīng)均衡器。
背景技術(shù)：
被稱為RFID (Radio Freq uency Identification,射頻識(shí)別)的非接觸式通信系 統(tǒng)被公知為這樣的通信系統(tǒng)，其中自身不具有無線電波的產(chǎn)生源的通信終端通過無線將數(shù) 據(jù)傳送到作為通信另一方的設(shè)備。RFID也被稱為ID系統(tǒng)、數(shù)據(jù)載波系統(tǒng)等等，然而，被縮寫 為RFID的RFID系統(tǒng)是全球通用的。RFID表示"使用高頻(無線電波)的識(shí)別系統(tǒng)"。
RFID系統(tǒng)被應(yīng)用于各種非接觸式IC卡。IC卡系統(tǒng)包括作為應(yīng)答器的IC(集成電 路)卡、以及執(zhí)行從IC卡讀取信息或?qū)⑿畔懭隝C卡的設(shè)備(在下面的描述中被稱為"讀 寫器")。這種IC卡系統(tǒng)方便是因?yàn)樵贗C卡和讀寫器之間以非接觸式方式執(zhí)行信息的讀取 /寫入。讀寫器是首先通過輸出電磁波來開始交互式通信的設(shè)備(也就是說，發(fā)起通信的設(shè) 備)，其也被稱為"發(fā)起器"。諸如IC卡的應(yīng)答器是"目標(biāo)"，其發(fā)送關(guān)于來自發(fā)起器的命令 (交互式通信開始請(qǐng)求)的響應(yīng)(交互式通信開始響應(yīng))。在無源模式中，將載波信號(hào)不斷 地從發(fā)起器送往目標(biāo)，而在有源模式中，交替地切換載波信號(hào)。在下面的描述中，從讀寫器 到應(yīng)答器的通信將被稱為"下行鏈路"并且從應(yīng)答器到讀寫器的通信被稱為"上行鏈路"。
可以列舉靜電方法、電磁感應(yīng)方法和無線電波通信方法作為可以應(yīng)用于RFID的 非接觸式通信方法。在它們之中，電磁感應(yīng)方法包括在讀寫器側(cè)的主線圈、以及在所述卡 (或應(yīng)答器)側(cè)的輔線圈，其中通過這兩個(gè)線圈的電磁耦合經(jīng)由所述線圈執(zhí)行數(shù)據(jù)通信。特 別地，讀寫器通過對(duì)由主線圈產(chǎn)生的磁場(chǎng)執(zhí)行調(diào)幅來傳送數(shù)據(jù)，并且應(yīng)答器側(cè)對(duì)所述數(shù)據(jù) 進(jìn)行檢測(cè)。應(yīng)答器還通過輔線圈的負(fù)載開關(guān)(load switching, LS)來執(zhí)行諸如調(diào)幅的調(diào)制 處理，從而將數(shù)據(jù)傳送到讀寫器。應(yīng)答器和讀寫器各自的線圈作為LC諧振電路工作，并且 應(yīng)答器和讀寫器之間的適當(dāng)通信距離可以通過將這些線圈的諧振頻率調(diào)整為用于通信的 載波頻率進(jìn)行設(shè)置，以使得這些線圈產(chǎn)生諧振。在下面的描述中，應(yīng)答器和讀寫器各自的線 圈還被稱為"天線"。 由諸如IS0/IEC15693、IS0/IEC14443和IS0/IEC15693的國際標(biāo)準(zhǔn)分別規(guī)定，根據(jù) 傳送距離將RFID系統(tǒng)分為三類密耦合型(大于0且小于2mm)、近型(大于0且小于10cm) 和疏型(大于0且小于70cm)。在它們當(dāng)中，可以列舉類型A、類型B和Felica(索尼公司 的商標(biāo))作為遵循IS0/IEC14443的非接觸式-近型IC卡標(biāo)準(zhǔn)。類型A對(duì)應(yīng)于皇家菲利普電子公司的Mifare (商標(biāo))。所述卡和讀寫器作為智能卡被標(biāo)準(zhǔn)化為IS07816。 然而，由索尼公司和皇家菲利普電子公司開發(fā)的NFC(近場(chǎng)通信)是RFID標(biāo)準(zhǔn)，其
主要規(guī)定可以與上述類型A、類型B和Felica相應(yīng)的IC卡進(jìn)行通信的NFC通信設(shè)備(讀寫
器)的規(guī)范，其在2003年12月變?yōu)閲H標(biāo)準(zhǔn)IS0/IEC IS 18092。 NFC通信系統(tǒng)取代原先
廣泛用作非接觸式IC卡的索尼公司的"Felica"和皇家菲利普電子公司的"Mifare",其以
電磁感應(yīng)方法通過使用13. 56MHz頻帶來實(shí)現(xiàn)大約10cm的近型非接觸式交互通信(除了所
述卡和讀寫器之間的通信之外，NFC還規(guī)定讀寫器和讀寫器之間的無源通信)。 目前，NFC廣泛地用于個(gè)體認(rèn)證、電子貨幣支付等等。例如，提出了除無源模式之
外還具有有源模式的NFC通信設(shè)備(例如，參考JP-A-2005-168069 (專利文獻(xiàn)1))。 在下面的圖表1中示出與NFC IP-1(接口和協(xié)議-1)標(biāo)準(zhǔn)中的通信模式相應(yīng)的傳
輸方向、通信速度、調(diào)制方法和編碼方法。 表1
傳輸方向A類型B類型Felica
106kbps106kbps212 kbps 424 kbps
讀寫器 山 卡栽波頻率13.56MHz13.56MHz13.56MHz
調(diào)制方法100%ASK10%ASK8-30%ASK
編碼方法變形鏡像NRZManchester
卡 讀寫器副栽波頻率13.56MHz/-1613.56MHZ/-16-
調(diào)制方法負(fù)栽調(diào)制負(fù)栽調(diào)制>12%ASK
編碼方法ManchesterBPSK-NRZrLManchester 在由ISO 18092規(guī)定的電磁耦合類型的非接觸式通信規(guī)范中，在Felica中使用 Manchester碼。在Felica格式中，在下行鏈路和上行鏈路中使用相同的分組。在圖15中， 示出Felica格式的分組結(jié)構(gòu)。所示分組包括三部分"前導(dǎo)碼"、"同步"和"數(shù)據(jù)"。前導(dǎo)碼 具有6字節(jié)長度的"0"序列，同步具有2字節(jié)的已知序列"0xB24D"。數(shù)據(jù)具有表示分組長 度的1字節(jié)的LEN、 (LEN-1)字節(jié)長度的數(shù)據(jù)體(負(fù)載)、以及2字節(jié)的CRC(循環(huán)冗余碼校 驗(yàn))碼。所有這三部分采用Manchester編碼。 這里，在Manchester編碼中，當(dāng)發(fā)送二進(jìn)制值"O"時(shí)，在位段的中間將該值從低電 平變?yōu)楦唠娖?將該輸入"0"變?yōu)?01")，反之，當(dāng)發(fā)送二進(jìn)制值"1"時(shí)，在位段的中間將 該值從高電平變?yōu)榈碗娖?將該輸入"1"變?yōu)?10")。換句話說，在該編碼格式中，將一個(gè) 位段在中間分為前單元和后單元，并且當(dāng)前單元是低電平且后單元是高電平時(shí)，邏輯值被 設(shè)為"0"，并且當(dāng)前單元是高電平且后單元是低電平時(shí)，邏輯值被設(shè)為"1"。在Manchester 編碼中，通過將信號(hào)加寬到兩倍寬頻帶(將輸入1位轉(zhuǎn)換為2位)來抵消傳送信號(hào)的DC分 在前導(dǎo)碼部分中，6字節(jié)"0"采用Manchester編碼。因此，該部分將是"01"連續(xù) 48次的連續(xù)波形。同步部分具有"0xB24D"被Manchester編碼的模式。通過將傳送信息與 長度信息(LEN)和CRC結(jié)合來對(duì)數(shù)據(jù)部分進(jìn)行Manchester編碼。 在分組的接收方中，基于作為連續(xù)波形的前導(dǎo)碼部分執(zhí)行時(shí)鐘(采樣定時(shí))的提 取。在本說明書中，該操作被稱為"定時(shí)同步"。接下來，檢測(cè)具有"0xB24D"被Manchester 編碼的模式的同步部分，以估計(jì)隨后數(shù)據(jù)部分的開始位置。在本說明書中，該操作被稱為 "幀同步"。然后，基于開始位置執(zhí)行對(duì)數(shù)據(jù)部分的解碼。
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在Felica格式中，規(guī)定212kbps的倍數(shù)424kbps、848kbps、 1. 7Mbps、3. 4Mbps等等 作為通信速率。隨著通信速率增大，傳送信號(hào)的頻帶按比率變寬。隨著信號(hào)頻帶變寬，信道、 傳送RF模擬電路和接收RF模擬電路中的頻率特性的影響增強(qiáng)。在頻率特性中，衰減通常 隨著頻率變高而增大。相位特性的異常也隨著頻率變高而增大。因此，信號(hào)的通信速率越 高，接收波形的異常變得越顯著。 可以列舉自適應(yīng)均衡處理作為高速通信中對(duì)接收信號(hào)的異常進(jìn)行補(bǔ)償?shù)姆椒?。?為示例，自適應(yīng)均衡電路包括FIR(Finite Impulse Response,有限脈沖響應(yīng))濾波器和學(xué) 習(xí)電路。在圖16中示意性地示出FIR濾波器的結(jié)構(gòu)。FIR濾波器包括多個(gè)延遲元件被串聯(lián) 連接的延遲線，其通過乘法器根據(jù)濾波器的特性、按抽頭系數(shù)對(duì)所布置延遲元件數(shù)的時(shí)間 系列輸入數(shù)據(jù)分別進(jìn)行加權(quán)，然后，對(duì)該數(shù)據(jù)進(jìn)行累加和平均以獲得經(jīng)均衡信號(hào)。此后，通 過參考已知訓(xùn)練信號(hào)(例如，參考JP-A-2004-64681 (專利文獻(xiàn)2)和JP-A-2008-22422 (專 利文獻(xiàn)3))來確定濾波器的抽頭系數(shù)，以便從FIR濾波器輸出的經(jīng)均衡信號(hào)接近期望信號(hào)。
例如，提出了這樣的RFID系統(tǒng)(參考JP-A-2008-27270(專利文獻(xiàn)4))，其通過應(yīng) 用自適應(yīng)均衡器來減小無線電波傳播路徑中的偏離并且減小由偏離產(chǎn)生的通信誤差。
為了執(zhí)行自適應(yīng)均衡，將需要傳送具有足夠長度的隨機(jī)模式系列，以便學(xué)習(xí)FIR 濾波器的抽頭系數(shù)。另一方面，為了從頭部對(duì)分組中的數(shù)據(jù)部分進(jìn)行解碼，需要在傳送之前 的階段完成FIR濾波器的學(xué)習(xí)。 為了在數(shù)據(jù)部分到達(dá)之前完成FIR濾波器的學(xué)習(xí)，可以考慮在同步部分和數(shù)據(jù)部 分之間插入對(duì)于學(xué)習(xí)足夠長的隨機(jī)模式的方法、在標(biāo)準(zhǔn)分組之前傳送用于學(xué)習(xí)的專用分組 的方法等等。然而，為了實(shí)現(xiàn)這些方法，使用與由NFC IP-l標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的Felica格式不同的 分組格式，因此，會(huì)出現(xiàn)關(guān)于兼容性的問題。由于傳送信息的時(shí)間減少了傳送作為已知信號(hào) 的用于學(xué)習(xí)的隨機(jī)模式的時(shí)間，因此通信速率可能會(huì)降低。 在通信系統(tǒng)通過天線的負(fù)載調(diào)制來執(zhí)行數(shù)據(jù)傳送如NFC通信的情況下，瞬態(tài)響應(yīng) 特性可以隨著執(zhí)行天線的負(fù)載調(diào)制時(shí)電負(fù)載的變化方向(即，天線的負(fù)載電阻從斷開到接 通的方向以及從接通到斷開的方向)而不同。圖17示出在對(duì)由通信的另一方生成的載波信 號(hào)執(zhí)行負(fù)載調(diào)制時(shí)，在通信的另一方上獲得的經(jīng)解調(diào)信號(hào)(前導(dǎo)碼部分)的幅度變化。如 圖所示，信號(hào)波形在上升邊和下降邊是不對(duì)稱的。因此，可以認(rèn)為，即使在執(zhí)行使用標(biāo)準(zhǔn)FIR 濾波器的自適應(yīng)均衡時(shí)，也難以獲得充分改進(jìn)的接收特性。

發(fā)明內(nèi)容
期望提供一種優(yōu)秀通信設(shè)備、通信方法、計(jì)算機(jī)程序和自適應(yīng)均衡器，其能夠適當(dāng) 地通過自適應(yīng)均衡來解決由通信速率加速引起的接收波形異常。 還期望提供一種優(yōu)秀通信設(shè)備、通信方法、計(jì)算機(jī)程序和自適應(yīng)均衡器，其能夠在
基于NFC標(biāo)準(zhǔn)保持分組格式兼容性的同時(shí)執(zhí)行對(duì)接收波形的自適應(yīng)均衡。 還期望提供一種優(yōu)秀通信設(shè)備、通信方法、計(jì)算機(jī)程序和自適應(yīng)均衡器，其即使在
接收信號(hào)波形的瞬態(tài)響應(yīng)特性隨著負(fù)載的變化方向而出現(xiàn)不同時(shí)，也能夠在使用天線的負(fù)
載調(diào)制的非接觸式通信系統(tǒng)中通過自適應(yīng)均衡對(duì)接收波形的異常進(jìn)行適當(dāng)?shù)匮a(bǔ)償來改進(jìn)
接收特性。 根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，提供了一種接收通過改變電負(fù)載而調(diào)制的分組的通信設(shè)備，所述分組包括具有連續(xù)波形的前導(dǎo)碼部分、具有特定模式的同步部分、以及數(shù)據(jù)部分， 所述通信設(shè)備包括前導(dǎo)碼檢測(cè)單元，其被配置成從接收信號(hào)中檢測(cè)前導(dǎo)碼部分以基于連 續(xù)波形提取采樣定時(shí)；同步檢測(cè)單元，其被配置成基于采樣定時(shí)從接收信號(hào)檢測(cè)同步部分， 以輸出表示同步部分的開始位置的定時(shí)信號(hào)；延遲緩沖器，其被配置成對(duì)接收信號(hào)提供延 遲，使得直至同步檢測(cè)單元確定檢測(cè)到同步部分才輸出同步部分的頭部；自適應(yīng)均衡單元， 其被配置成通過輸入由延遲緩沖器延遲的接收信號(hào)，基于定時(shí)信號(hào)使用同步部分來執(zhí)行自 適應(yīng)均衡；以及解碼單元，其被配置成對(duì)來自自適應(yīng)均衡單元的經(jīng)均衡輸出信號(hào)執(zhí)行解碼 處理。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，自適應(yīng)均衡單元是包括FIR(有限脈沖響應(yīng))濾波器和 學(xué)習(xí)電路的學(xué)習(xí)型均衡電路，其通過基于定時(shí)信號(hào)將接收信號(hào)與給定參考信號(hào)進(jìn)行比較來 調(diào)整FIR濾波器的抽頭系數(shù)，以便減小其間的差別。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，自適應(yīng)均衡單元是包括DFE(判決反饋均衡器)和學(xué)習(xí) 電路的學(xué)習(xí)型均衡電路，其通過基于定時(shí)信號(hào)將接收信號(hào)與給定參考信號(hào)進(jìn)行比較來調(diào)整 DFE的抽頭系數(shù)，以便減小其間的差別。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，學(xué)習(xí)電路可以應(yīng)用例如NLMS(歸一化最小均方)、 LMS(最小均方)和RLS(遞歸最小二乘)的學(xué)習(xí)算法中的任一種。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，自適應(yīng)均衡單元同時(shí)使用前導(dǎo)碼部分的最后幾個(gè)碼元 以及同步部分。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，學(xué)習(xí)電路在允許同步部分的前一半中的誤差波動(dòng)的同 時(shí)執(zhí)行高速學(xué)習(xí)，并且通過抑制同步部分的后一半中的誤差波動(dòng)來以小的收斂誤差執(zhí)行低 速學(xué)習(xí)。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，自適應(yīng)均衡單元在輸出同步部分之后的數(shù)據(jù)部分時(shí)停 止學(xué)習(xí)。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例的通信設(shè)備還包括數(shù)據(jù)部分參考信號(hào)生成單元，其從傳
送波形生成數(shù)據(jù)部分參考信號(hào)，所述傳送波形從在自適應(yīng)均衡單元經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)部分獲
得，其中自適應(yīng)均衡單元通過使用數(shù)據(jù)部分參考信號(hào)來連續(xù)地在數(shù)據(jù)部分執(zhí)行低速學(xué)習(xí)。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，數(shù)據(jù)部分參考信號(hào)生成單元可以被配置為臨時(shí)確定單
元，其被輸入在自適應(yīng)均衡單元經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)部分，并且基于輸入信號(hào)的符號(hào)而執(zhí)行傳送
波形的臨時(shí)確定。自適應(yīng)均衡單元使用臨時(shí)確定單元的臨時(shí)確定輸出作為在數(shù)據(jù)部分執(zhí)行
學(xué)習(xí)時(shí)的參考信號(hào)。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，數(shù)據(jù)部分參考信號(hào)生成單元被配置為重新編碼單元， 其對(duì)解碼信號(hào)執(zhí)行重新編碼，所述解碼信號(hào)通過在解碼單元對(duì)在自適應(yīng)均衡單元經(jīng)均衡的 數(shù)據(jù)部分進(jìn)行解碼而獲得。自適應(yīng)均衡單元使用在重新編碼單元經(jīng)重新編碼的信號(hào)系列作 為在數(shù)據(jù)部分執(zhí)行學(xué)習(xí)時(shí)的參考信號(hào)。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，上面的FIR濾波器包括延遲線，其中分別具有與采 樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間的多個(gè)延遲元件被串聯(lián)連接；第一乘法器和第二乘法器，分別關(guān)于 輸入到延遲線的傳送信號(hào)、以及包括延遲線的各個(gè)延遲元件的輸出信號(hào)的時(shí)間系列輸入數(shù) 據(jù)，第一乘法器執(zhí)行與電負(fù)載的第一變化方向?qū)?yīng)的第一類抽頭系數(shù)的乘法，以及第二乘 法器執(zhí)行與電負(fù)載的第二變化方向?qū)?yīng)的第二類抽頭系數(shù)的乘法；選擇器，其按照每個(gè)輸入數(shù)據(jù)、根據(jù)電負(fù)載的變化方向(即，輸入數(shù)據(jù)的正/負(fù)符號(hào))選擇第一乘法器和第二乘法 器的輸出中的任一個(gè)；以及累加器，其對(duì)由選擇器選擇的加權(quán)時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行相加 和平均以輸出經(jīng)均衡信號(hào)。學(xué)習(xí)電路調(diào)整由選擇器選擇的抽頭系數(shù)，以便減小接收信號(hào)與 參考信號(hào)之間的差別。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，上面的DFE包括前饋延遲線，其中分別具有與采樣周 期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間的多個(gè)延遲元件被串聯(lián)連接，傳送信號(hào)輸入到所述前饋延遲線；反饋延 遲線，其中多個(gè)延遲元件分別具有與采樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間，用于學(xué)習(xí)的參考信號(hào)輸入 到所述反饋延遲線；第一乘法器和第二乘法器，分別關(guān)于傳送信號(hào)和包括前饋延遲線中各 個(gè)延遲元件的輸出信號(hào)的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)、以及具有反饋延遲線中各個(gè)延遲元件的輸出 信號(hào)的時(shí)間系列反饋數(shù)據(jù)，第一乘法器執(zhí)行與電負(fù)載的第一變化方向?qū)?yīng)的第一類抽頭系 數(shù)的乘法，以及第二乘法器執(zhí)行與電負(fù)載的第二變化方向?qū)?yīng)的第二類抽頭系數(shù)的乘法； 以及選擇器，其按照每個(gè)輸入數(shù)據(jù)和反饋數(shù)據(jù)、根據(jù)電負(fù)載的變化方向(即，輸入數(shù)據(jù)或反 饋數(shù)據(jù)的正/負(fù)符號(hào))選擇第一乘法器和第二乘法器的輸出中的任一個(gè)。學(xué)習(xí)電路調(diào)整由 選擇器選擇的抽頭系數(shù)，以便減小接收信號(hào)與參考信號(hào)之間的差別。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，提供了一種接收通過改變電負(fù)載而調(diào)制的分組的通信 方法，所述分組包括具有連續(xù)波形的前導(dǎo)碼部分、具有特定模式的同步部分、以及數(shù)據(jù)部 分，所述通信方法包括以下步驟從接收信號(hào)檢測(cè)前導(dǎo)碼部分并且基于連續(xù)波形提取采樣 定時(shí)；基于采樣定時(shí)從接收信號(hào)檢測(cè)同步部分并且輸出表示同步部分的開始位置的定時(shí)信 號(hào)；對(duì)接收信號(hào)提供和保持延遲，使得直至在檢測(cè)同步的步驟中確定檢測(cè)到同步部分才輸 出同步部分的頭部；通過輸入通過延遲保持步驟延遲的接收信號(hào)，基于定時(shí)信號(hào)使用同步 部分來執(zhí)行自適應(yīng)均衡；以及對(duì)通過自適應(yīng)均衡步驟獲得的經(jīng)均衡輸出信號(hào)執(zhí)行解碼處 理。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，提供了一種采用計(jì)算機(jī)可讀格式編寫以便執(zhí)行接收通
過改變電負(fù)載而調(diào)制的分組的處理的計(jì)算機(jī)程序，所述分組包括具有連續(xù)波形的前導(dǎo)碼部
分、具有特定模式的同步部分、以及數(shù)據(jù)部分，所述計(jì)算機(jī)程序使得計(jì)算機(jī)用作以下單元
前導(dǎo)碼檢測(cè)單元，其被配置成從接收信號(hào)檢測(cè)前導(dǎo)碼部分以基于連續(xù)波形提取采樣定時(shí)；
同步檢測(cè)單元，其被配置成基于采樣定時(shí)從接收信號(hào)檢測(cè)同步部分，以輸出表示同步部分
的開始位置的定時(shí)信號(hào)；延遲緩沖器，其被配置成對(duì)接收信號(hào)提供延遲，使得直至同步檢測(cè)
單元確定檢測(cè)到同步部分才輸出同步部分的頭部；自適應(yīng)均衡單元，其被配置成通過輸入
由延遲緩沖器延遲的接收信號(hào)，基于定時(shí)信號(hào)使用同步部分來執(zhí)行自適應(yīng)均衡；以及解碼
單元，其被配置成對(duì)來自自適應(yīng)均衡單元的經(jīng)均衡輸出信號(hào)執(zhí)行解碼處理。 根據(jù)上面實(shí)施例的計(jì)算機(jī)程序定義了采用計(jì)算機(jī)可讀格式編寫以便在計(jì)算機(jī)上
實(shí)現(xiàn)規(guī)定處理的計(jì)算機(jī)程序。換句話說，將根據(jù)實(shí)施例的計(jì)算機(jī)程序安裝在計(jì)算機(jī)中，從而
在計(jì)算機(jī)上實(shí)現(xiàn)協(xié)同操作，結(jié)果，可以獲得與根據(jù)實(shí)施例的通信設(shè)備相同的效果。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，提供了一種對(duì)通過改變電負(fù)載而調(diào)制的傳送信號(hào)執(zhí)行
均衡處理的自適應(yīng)均衡器，其包括延遲線，其中分別具有與采樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間的多
個(gè)延遲元件被串聯(lián)連接；第一乘法器和第二乘法器，分別關(guān)于輸入到延遲線的傳送信號(hào)、以
及包括延遲線的各個(gè)延遲元件的輸出信號(hào)的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)，第一乘法器執(zhí)行與電負(fù)載
的第一變化方向?qū)?yīng)的第一類抽頭系數(shù)的乘法，以及第二乘法器執(zhí)行與電負(fù)載的第二變化方向?qū)?yīng)的第二類抽頭系數(shù)的乘法；選擇器，其按照每個(gè)輸入數(shù)據(jù)、根據(jù)電負(fù)載的變化方向
(即，輸入數(shù)據(jù)的正/負(fù)符號(hào))選擇第一乘法器和第二乘法器的輸出中的任一個(gè)；累加器，
其對(duì)由選擇器選擇的加權(quán)時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行相加和平均以輸出經(jīng)均衡信號(hào)；以及學(xué)習(xí)
電路，其調(diào)整由選擇器選擇的抽頭系數(shù)，以便減小接收信號(hào)與參考信號(hào)之間的差別。 根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例，提供了一種對(duì)通過改變電負(fù)載而調(diào)制的傳送信號(hào)執(zhí)行
均衡處理的自適應(yīng)均衡器，其包括前饋延遲線，其中分別具有與采樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間
的多個(gè)延遲元件被串聯(lián)連接，傳送信號(hào)輸入到所述前饋延遲線；反饋延遲線，其中多個(gè)延遲
元件分別具有與采樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間，用于學(xué)習(xí)的參考信號(hào)輸入到所述反饋延遲線；
第一乘法器和第二乘法器，分別關(guān)于包括傳送信號(hào)和前饋延遲線中各個(gè)延遲元件的輸出信
號(hào)的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)、以及具有反饋延遲線中各個(gè)延遲元件的輸出信號(hào)的時(shí)間系列反饋
數(shù)據(jù)，第一乘法器執(zhí)行與電負(fù)載的第一變化方向?qū)?yīng)的第一類抽頭系數(shù)的乘法，以及第二
乘法器執(zhí)行與電負(fù)載的第二變化方向?qū)?yīng)的第二類抽頭系數(shù)的乘法；選擇器，其按照每個(gè)
輸入數(shù)據(jù)和反饋數(shù)據(jù)、根據(jù)電負(fù)載的變化方向(即，輸入數(shù)據(jù)或反饋數(shù)據(jù)的正/負(fù)符號(hào))選
擇第一乘法器和第二乘法器的輸出中的任一個(gè)；以及學(xué)習(xí)電路，其調(diào)整由選擇器選擇的抽
頭系數(shù)，以便減小接收信號(hào)與參考信號(hào)之間的差別。 根據(jù)本發(fā)明的某些實(shí)施例，可以提供一種優(yōu)秀通信設(shè)備、通信方法、計(jì)算機(jī)程序和 自適應(yīng)均衡器，其能夠適當(dāng)?shù)赝ㄟ^適應(yīng)均衡來解決由通信速率加速引起的接收波形異常。
根據(jù)本發(fā)明的某些實(shí)施例，還可以提供一種優(yōu)秀通信設(shè)備、通信方法、計(jì)算機(jī)程序 和自適應(yīng)均衡器，其能夠在基于NFC標(biāo)準(zhǔn)保持分組格式兼容性的同時(shí)執(zhí)行對(duì)接收波形的自 適應(yīng)均衡。 根據(jù)本發(fā)明的某些實(shí)施例，還可以提供一種優(yōu)秀通信設(shè)備、通信方法、計(jì)算機(jī)程序 和自適應(yīng)均衡器，其即使在接收信號(hào)波形的瞬態(tài)響應(yīng)特性隨著負(fù)載的變化方向而出現(xiàn)不同 時(shí)，也能夠在使用天線的負(fù)載調(diào)制的非接觸式通信系統(tǒng)中通過自適應(yīng)均衡對(duì)接收波形異常 進(jìn)行適當(dāng)?shù)匮a(bǔ)償來改進(jìn)接收特性。 根據(jù)本發(fā)明的某些實(shí)施例，例如，在遵循NEC IP-1標(biāo)準(zhǔn)的非接觸式通信系統(tǒng)中，延 遲緩沖器被安裝在按原樣使用規(guī)定分組格式的接收器(讀寫器)方上，從而同時(shí)實(shí)現(xiàn)使用 同步部分的幀同步和使用相同的同步部分的自適應(yīng)均衡。因此，可以避免兼容性問題以及 開銷的增加。 另外，根據(jù)本發(fā)明的某些實(shí)施例，自適應(yīng)均衡單元同時(shí)使用前導(dǎo)碼部分的最后幾 個(gè)碼元以及同步部分，從而使用較長的已知信號(hào)系列執(zhí)行學(xué)習(xí)。 另外，根據(jù)本發(fā)明的某些實(shí)施例，學(xué)習(xí)電路在準(zhǔn)許同步部分的前一半中的誤差波
動(dòng)的同時(shí)執(zhí)行高速學(xué)習(xí)，并且通過抑制同步部分的后一半中的誤差波動(dòng)來以小的收斂誤差
執(zhí)行低速學(xué)習(xí)，從而總體上以高速收斂和小的收斂誤差來實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)均衡的學(xué)習(xí)。 另外，根據(jù)本發(fā)明的某些實(shí)施例，在同步部分之后的數(shù)據(jù)部分被輸出時(shí)停止自適
應(yīng)均衡單元中的學(xué)習(xí)，從而使用經(jīng)學(xué)習(xí)的抽頭系數(shù)連續(xù)地對(duì)數(shù)據(jù)部分執(zhí)行均衡處理。 另外，根據(jù)本發(fā)明的某些實(shí)施例，將從經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)部分獲得的傳送波形用作參
考信號(hào)，并且還允許在數(shù)據(jù)部分繼續(xù)學(xué)習(xí)，從而使用較長的信號(hào)系列執(zhí)行學(xué)習(xí)。 在對(duì)通過改變電負(fù)載而調(diào)制的傳送信號(hào)執(zhí)行均衡處理的情況下，存在這樣的情
況，其中瞬態(tài)響應(yīng)特性可以隨著電負(fù)載的變化方向(例如，天線的負(fù)載電阻從接通到斷開的方向以及從斷開到接通的方向)而不同，并且通過常用的自適應(yīng)均衡難以充分地改進(jìn)接 收特性。根據(jù)本發(fā)明的某些實(shí)施例，使用具有不同類型抽頭系數(shù)的FIR濾波器或DFE來執(zhí) 行自適應(yīng)均衡，從而實(shí)現(xiàn)接收特性的改進(jìn)。 此外，基于后面描述的本發(fā)明實(shí)施例以及附圖，本發(fā)明實(shí)施例中的其它特性或優(yōu) 點(diǎn)將變得清楚。


圖1是示出根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的通信系統(tǒng)的構(gòu)造示例的圖； 圖2是更詳細(xì)地示出圖1所示的通信系統(tǒng)中的讀寫器方的天線諧振電路單元和應(yīng) 答器方的天線諧振電路單元的構(gòu)造的圖； 圖3是示出在圖1所示的通信系統(tǒng)中執(zhí)行數(shù)據(jù)傳送/接收處理時(shí)由讀寫器執(zhí)行的 處理過程的流程圖； 圖4是示出在圖l所示的通信系統(tǒng)中執(zhí)行數(shù)據(jù)傳送/接收處理時(shí)由應(yīng)答器執(zhí)行的 處理過程的流程圖； 圖5是示出按原樣使用分組格式來執(zhí)行自適應(yīng)均衡的接收電路的構(gòu)造的圖；
圖6是示出通過使用FIR濾波器配置的自適應(yīng)均衡單元的內(nèi)部構(gòu)造示例的圖；
圖7是示出接收電路的變型示例的圖，其表示從同步部分起在數(shù)據(jù)部分也繼續(xù)執(zhí) 行學(xué)習(xí)的自適應(yīng)均衡單元的另一變型示例； 圖8是進(jìn)一步示出接收電路的另一變更示例的圖，其在同步部分之后的數(shù)據(jù)部分 也繼續(xù)學(xué)習(xí)； 圖9是示出被配置成使用DFE的NLMS-DFE的自適應(yīng)均衡單元的內(nèi)部構(gòu)造示例的 圖； 圖IO是示出使用FIR濾波器的自適應(yīng)均衡單元的內(nèi)部構(gòu)造示例的圖，其中所述 FIR濾波器根據(jù)電負(fù)載的變化方向而使用兩類抽頭系數(shù)； 圖11是示出在使用FIR濾波器的自適應(yīng)均衡單元對(duì)經(jīng)BPSK調(diào)制的信號(hào)進(jìn)行均衡 之后的信號(hào)點(diǎn)分布圖，其中FIR濾波器根據(jù)電負(fù)載的變化方向而使用兩類抽頭系數(shù)；
圖12是示出在使用(標(biāo)準(zhǔn))FIR濾波器的自適應(yīng)均衡單元對(duì)經(jīng)BPSK調(diào)制的信號(hào) 進(jìn)行均衡之后的信號(hào)點(diǎn)分布圖，其中(標(biāo)準(zhǔn))FIR濾波器僅僅使用一類抽頭系數(shù)；
圖13是示出使用DFE的自適應(yīng)均衡單元的內(nèi)部構(gòu)造示例的圖，其中DFE根據(jù)電負(fù) 載的變化方向而使用兩類抽頭系數(shù)； 圖14是用于說明通過同時(shí)使用前導(dǎo)碼部分的最后幾個(gè)碼元以及同步部分來執(zhí)行
使用較長已知信號(hào)系列的學(xué)習(xí)的方法的圖； 圖15是示出Felica格式的分組結(jié)構(gòu)的圖； 圖16是示意性地示出FIR濾波器的構(gòu)造的視圖；以及 圖17是示出在對(duì)由通信的另一方生成的載波信號(hào)執(zhí)行負(fù)載調(diào)制時(shí)，在通信的另 一方上獲得的經(jīng)解調(diào)信號(hào)(前導(dǎo)碼部分)的幅度變化的圖。
具體實(shí)施例方式
在下文中，將詳細(xì)參考

本發(fā)明的實(shí)施例。
圖1示意性地示出根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的通信系統(tǒng)的功能構(gòu)造。所示通信系統(tǒng)是遵循NFC IP-1的無源通信類型的交互式通信系統(tǒng)，其包括讀寫器11和應(yīng)答器31。根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，按照特定通信過程在讀寫器11與應(yīng)答器31之間交換Felica格式的分組。讀寫器11包括控制單元13和天線諧振電路單元12。應(yīng)答器31包括控制單元34、天線諧振電路單元32和負(fù)載開關(guān)調(diào)制電路單元33。圖2更詳細(xì)地示出天線諧振電路12、32的構(gòu)造。
控制單元13包括微型計(jì)算機(jī)14、編碼/解碼電路15、載波生成電路16、ASK(幅移鍵控)調(diào)制電路17和解調(diào)電路18。 微型計(jì)算機(jī)14控制讀寫器11中的各個(gè)單元，以執(zhí)行傳送和接收數(shù)據(jù)的處理。編碼/解碼單元15對(duì)從信息處理設(shè)備21提供的數(shù)據(jù)進(jìn)行Manchester編碼，以及對(duì)從應(yīng)答器31接收并在解調(diào)電路18中解調(diào)的信息信號(hào)進(jìn)行解碼，然后，將所獲得數(shù)據(jù)提供到信息處理設(shè)備21。載波生成電路16生成要被傳送到應(yīng)答器31的載波，并且將載波提供到ASK調(diào)制電路17。 ASK調(diào)制電路17基于由編碼/解碼單元15編碼的信號(hào)對(duì)從載波生成電路16提供的載波執(zhí)行調(diào)幅，并且將載波提供到天線諧振電路單元12。解調(diào)電路18對(duì)由天線諧振電路單元12接收的信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，并且將信號(hào)提供到編碼/解碼單元15。
例如由個(gè)人計(jì)算機(jī)(PC)構(gòu)成的信息處理設(shè)備21在接收到從應(yīng)答器31傳送到讀寫器11的數(shù)據(jù)時(shí)，創(chuàng)建要從讀寫器11傳送到應(yīng)答器31的給定數(shù)據(jù)，將數(shù)據(jù)提供到讀寫器11的控制單元13，以及執(zhí)行先前設(shè)置的給定處理。 與天線諧振電路單元12電磁耦合的應(yīng)答器31方的天線諧振電路單元32包括線圈L3。和電容器C^將由控制單元34生成并由負(fù)載開關(guān)調(diào)制電路單元33調(diào)制的信息信號(hào)傳送到讀寫器11的天線諧振電路單元12。天線諧振電路單元32還從讀寫器11的天線諧振電路單元12接收信息信號(hào)，并且將信號(hào)提供到控制單元34。 根據(jù)電容器Q。的電容和線圈L3。的電感，將天線諧振電路單元32的固有諧振頻率預(yù)先設(shè)置為指定值。通常，將諧振頻率設(shè)置成接近由載波生成電路16生成的載波頻率。
負(fù)載開關(guān)調(diào)制電路單元33包括電阻R31、以及具有M0S (金屬氧化物半導(dǎo)體)晶體管的開關(guān)931，其根據(jù)從控制單元34提供的、通過Manchester編碼獲得的包括"1 "和"0"的碼元系列而接通/斷開M0S開關(guān)Q31，從而對(duì)要被提供到天線諧振電路單元32的數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制。 控制單元34包括微型計(jì)算機(jī)35、IC電源產(chǎn)生電路36、時(shí)鐘提取電路37、ASK解調(diào)
電路38、編碼/解碼單元39、邏輯電路40和EEPR0M(電可擦除只讀存儲(chǔ)器)41 。 微型計(jì)算機(jī)35控制應(yīng)答器31中的各個(gè)單元，以對(duì)要被傳送或接收的數(shù)據(jù)執(zhí)行處
理并且執(zhí)行傳送/接收數(shù)據(jù)的處理。IC電源產(chǎn)生電路36對(duì)由天線諧振電路單元32接收的
信號(hào)進(jìn)行整流和穩(wěn)流，以產(chǎn)生應(yīng)答器31中執(zhí)行各種處理所需的電源，并且向各個(gè)單元提供
電源。時(shí)鐘提取單元37從由天線諧振電路單元32接收的信號(hào)中提取時(shí)鐘信號(hào)，并且將該
信號(hào)提供到微型計(jì)算機(jī)35。 由天線諧振電路單元32接收的信號(hào)是由讀寫器11方的ASK調(diào)制電路17調(diào)制的信號(hào)。ASK解調(diào)電路38對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，并且將信號(hào)提供到編碼/解碼單元39。編碼/解碼單元39對(duì)從ASK解調(diào)電路38提供的信號(hào)進(jìn)行解碼，并且將信號(hào)提供到邏輯電路40。編碼/解碼單元39還對(duì)從邏輯電路40提供的數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼，并且將數(shù)據(jù)提供到負(fù)載開關(guān)調(diào)制電路單元33。邏輯電路40基于從編碼/解碼單元39提供的數(shù)據(jù)而執(zhí)行給定處理，將新數(shù)據(jù)寫入EEPROM 41或刪除數(shù)據(jù)。邏輯電路40還讀取存儲(chǔ)在EEPR0M 41中的數(shù)據(jù)內(nèi)容，并且將內(nèi)容提供到編碼/解碼單元39。 作為主線圈工作的線圈L1Q與電容器C1Q形成并聯(lián)諧振電路。通常將其諧振頻率設(shè)置成接近由載波生成電路16生成的載波頻率。 在應(yīng)答器31方，作為輔線圈的線圈1^。與電容器(:3。形成并聯(lián)諧振電路。線圈Ls。通過耦合系數(shù)1(13與讀寫器11方的天線即線圈L1Q電磁耦合，并且該值隨著兩者位置變得越接近而越大。 在天線諧振電路單元32中，負(fù)載開關(guān)調(diào)制電路單元33被并聯(lián)連接。負(fù)載開關(guān)調(diào)制電路單元33包括串聯(lián)連接的電阻R31和晶體管開關(guān)931，其可以通過基于從控制單元中的編碼/解碼單元39提供的信號(hào)而操作晶體管開關(guān)Q31的接通/斷開，對(duì)磁場(chǎng)進(jìn)行調(diào)幅，從而將信息傳送到讀寫器ll。 其后，將關(guān)于圖3和圖4所示的流程圖來說明圖1所示的通信系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)傳送/接收處理。圖3的流程圖示出由讀寫器11執(zhí)行的處理過程，并且圖4的流程圖示出應(yīng)答器31的處理過程。 讀寫器11的控制單元13中的載波生成電路16生成13. 56腿z的載波頻率(步驟Sl)。 控制單元13從信息處理設(shè)備21獲取數(shù)據(jù)(步驟S2)，并且編碼/解碼單元15將步驟S2中所獲取的數(shù)據(jù)編碼為Manchester碼，并且將該數(shù)據(jù)提供到ASK調(diào)制電路17 (步驟S3)。 ASK調(diào)制電路17基于從編碼/解碼單元15輸入的編碼數(shù)據(jù)對(duì)步驟S1中生成的載波執(zhí)行ASK調(diào)制(步驟S4)。 將調(diào)制信號(hào)提供到天線諧振電路單元12 (步驟S5)，所述調(diào)制信號(hào)是在步驟S4中由ASK調(diào)制電路17進(jìn)行ASK調(diào)制的。然后，天線諧振電路單元12根據(jù)所提供的調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生電磁場(chǎng)。 作為步驟S5中產(chǎn)生的電磁場(chǎng)的電磁感應(yīng)結(jié)果，使應(yīng)答器31方的天線諧振電路單元32感生電動(dòng)勢(shì)(步驟S21)。 IC電源產(chǎn)生電路36基于步驟S21中感生的電動(dòng)勢(shì)而形成電源電路，將所需電源提供到相應(yīng)的單元(步驟S22)。 時(shí)鐘提取單元37通過步驟S21中感生的電動(dòng)勢(shì)來提取時(shí)鐘分量，并且將該分量提供到微型計(jì)算機(jī)35 (步驟S23)。 ASK解調(diào)電路38對(duì)調(diào)制信號(hào)執(zhí)行ASK解調(diào)，所述調(diào)制信號(hào)是基于步驟S21中感生的電動(dòng)勢(shì)的電壓幅度變化而進(jìn)行ASK調(diào)制的，并且將信號(hào)提供到編碼/解碼單元39 (步驟S24)。 在步驟S24中解調(diào)的信號(hào)已被編碼為Manchester碼。編碼/解碼單元39對(duì)步驟S24中解調(diào)的信號(hào)進(jìn)行解碼，并且將該信號(hào)提供到邏輯電路40 (步驟S25)。
邏輯電路40將所提供數(shù)據(jù)存儲(chǔ)在EEPR0M 41中，根據(jù)預(yù)先設(shè)置的特定程序來讀取或刪除存儲(chǔ)在EEPROM 41中的數(shù)據(jù)。邏輯電路40還創(chuàng)建要被傳送到讀寫器11的信息(步驟S26)。 編碼/解碼單元39對(duì)步驟S26中創(chuàng)建的傳送信息進(jìn)行編碼，并且將信息提供到負(fù)載開關(guān)調(diào)制電路單元33(步驟S27)。 負(fù)載開關(guān)調(diào)制電路單元33基于從編碼/解碼電路39提供的信號(hào)，通過改變天線 諧振電路單元32的阻抗來執(zhí)行負(fù)載開關(guān)調(diào)制(步驟S28)。天線諧振電路單元32傳送所解 調(diào)的信號(hào)(步驟S29)。 未經(jīng)調(diào)制的載波流入讀寫器11的天線諧振電路單元12，并且根據(jù)步驟S29中產(chǎn)生 的阻抗變化使載波產(chǎn)生電壓幅度變化。在步驟S6中，天線諧振電路單元12通過檢測(cè)該變 化來接收來自應(yīng)答器31的信號(hào)。 解調(diào)電路18基于步驟S6中引起的電壓幅度變化對(duì)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，并且將信號(hào)提 供到編碼/解碼單元15 (步驟S7)。編碼/解碼單元15對(duì)解調(diào)信號(hào)進(jìn)行解碼(步驟S8)， 并且將所獲得的接收數(shù)據(jù)提供到信息處理設(shè)備21 (步驟S9)。 如同已經(jīng)描述的那樣，在Felica中使用Manchester碼，并且在上行鏈路和下行鏈 路中使用相同的分組格式(參考圖15)。 當(dāng)讀寫器11與應(yīng)答器31的傳送速率增加到212kbps的倍數(shù)424kbps、848kbps、 1. 7Mbps、3. 4Mbps時(shí)，傳送信號(hào)的頻帶按速度比例變寬，信道、傳送RF模擬電路和接收RF 模擬電路中的頻率特性的影響增強(qiáng)，結(jié)果，接收波形的異常增加。也就是說，為了使用電磁 耦合來實(shí)現(xiàn)非接觸式通信中的高速通信，在接收方將需要自適應(yīng)均衡來補(bǔ)償頻率特性的退 化。因此，在實(shí)施例中，通過在例如讀寫器11方的接收電路中應(yīng)用自適應(yīng)均衡器來補(bǔ)償接 收信號(hào)的異常。 為了執(zhí)行自適應(yīng)均衡需要足夠長的用于學(xué)習(xí)的信號(hào)系列，然而，當(dāng)傳送這種信號(hào) 系列時(shí)，存在關(guān)于NFC IP-l標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定的Felica格式(圖15)的兼容性問題，并且此外， 由于開銷增加會(huì)致使通信速率降低。 因此，在實(shí)施例中，例如，在讀寫器11方的接收電路中通過使用分組的同步部分 來執(zhí)行自適應(yīng)均衡(當(dāng)然，在應(yīng)答器31方的接收電路中可以以相同的方式來執(zhí)行自適應(yīng)均 衡)，其中所述分組按原樣使用Felica格式的分組格式。據(jù)此，可以避免兼容性問題和開銷 增加。實(shí)際上，在接收電路中提供延遲緩沖器，從而同時(shí)實(shí)現(xiàn)使用同步部分的幀同步和使用 相同同步部分的自適應(yīng)均衡。 圖5示意性地示出按原樣使用分組格式來執(zhí)行自適應(yīng)均衡的接收電路的構(gòu)造。所 示接收電路包括前導(dǎo)碼檢測(cè)單元51、同步檢測(cè)單元52、延遲緩沖器53、自適應(yīng)均衡單元54 和Manchester解碼單元55。下面將說明在接收具有圖15所示的分組格式的接收信號(hào)的情 況下的相應(yīng)操作。 首先，將接收信號(hào)輸入到前導(dǎo)碼檢測(cè)單元51。當(dāng)前導(dǎo)碼檢測(cè)單元51檢測(cè)到接收信 號(hào)中作為連續(xù)波形的前導(dǎo)碼部分時(shí)，前導(dǎo)碼檢測(cè)單元51基于連續(xù)波形提取采樣定時(shí)并且 對(duì)定時(shí)進(jìn)行同步。 接下來，將接收信號(hào)輸入到同步檢測(cè)單元52。同步檢測(cè)單元52基于接收信號(hào)和由 前導(dǎo)碼檢測(cè)單元51提取的采樣定時(shí)，檢測(cè)具有"0xB24D"被Manchester編碼的模式的同步 部分，并且對(duì)幀進(jìn)行同步。對(duì)于同步部分的檢測(cè)，一般使用諸如模式匹配和互相關(guān)的方法。 在任一檢測(cè)方法中，找到關(guān)于同步部分的已知特定模式的標(biāo)識(shí)。通常，通過使用幾乎整個(gè)同 步部分來檢查模式的標(biāo)識(shí)，以便增大噪聲電阻。同步檢測(cè)單元52在檢測(cè)同步部分時(shí)輸出表 示同步部分的開始位置的定時(shí)信號(hào)。
另一方面，還將接收信號(hào)輸入到延遲緩沖器53。延遲緩沖器53對(duì)要被輸入的接收 信號(hào)提供比同步部分長度更長的延遲。更準(zhǔn)確地，延遲緩沖器53提供延遲，使得直至同步 檢測(cè)單元52確定檢測(cè)到同步部分才輸出同步部分的頭部。例如，如果同步檢測(cè)單元52可 以僅僅通過使用同步部分的前一半對(duì)幀進(jìn)行同步，則延遲緩沖器53的延遲量可以大約為 同步部分的一半。否則，如果同步檢測(cè)單元52通過使用整個(gè)同步部分對(duì)幀進(jìn)行同步，則整 個(gè)同步部分需要作為延遲緩沖器53的延遲量。 將由延遲緩沖器53延遲的接收信號(hào)輸入到自適應(yīng)均衡單元54。然后，Manchester 解碼單元55在隨后階段中執(zhí)行對(duì)來自自適應(yīng)均衡單元54的經(jīng)均衡輸出信號(hào)進(jìn)行 Manchester解碼，以再現(xiàn)二進(jìn)制值的原始信息位。 自適應(yīng)均衡單元54是包括FIR濾波器和學(xué)習(xí)電路的學(xué)習(xí)型均衡電路，基于由同步 檢測(cè)單元52輸出的示出同步部分的開始部分的定時(shí)信號(hào)而將接收信號(hào)與包括在其中的同 步部分比較。然后，調(diào)整FIR濾波器的抽頭系數(shù)，以便減小差別。 自適應(yīng)均衡單元54同時(shí)使用前導(dǎo)碼部分的最后幾個(gè)碼元以及同步部分，從而使 用較長的已知信號(hào)系列來執(zhí)行學(xué)習(xí)(參考圖14)。 圖6示出自適應(yīng)均衡單元54的內(nèi)部構(gòu)造示例。所示自適應(yīng)均衡單元54使用 NLMS(歸一化最小均方)作為學(xué)習(xí)算法。將參考附圖及下面的公式來說明自適應(yīng)均衡處理。
所示FIR濾波器的抽頭數(shù)是M，并且濾波器包括延遲線，其中(M-l)塊延遲元件 (D)61-l、61-2、...被串聯(lián)連接(為簡化附圖，圖6所示M二4)。每個(gè)延遲元件分別具有與 采樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間"D"。 這里，當(dāng)采樣時(shí)間為"n"并且在時(shí)間"n"的接收信號(hào)為"u(n)"時(shí)，可以獲得抽頭 數(shù)M的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)，即，u (n) 、 u (n-l).....u (n-M+l)。 與抽頭數(shù)一樣多的乘法器62-1 、62-2、...分別具有與濾波器特性對(duì)應(yīng)的抽頭系
數(shù)Wl (n) 、 w2 (n).....wM(n)，分別執(zhí)行對(duì)M塊輸入數(shù)據(jù)u (n) 、 u (n_l).....u (n-M+l)的加權(quán)乘法。 累加器63對(duì)分別通過對(duì)應(yīng)抽頭系數(shù)進(jìn)行加權(quán)的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行相加和平 均，以獲得在時(shí)間"n"的經(jīng)均衡輸出信號(hào)"r (n)"。上面的均衡處理可以被表示為以下公式 (1)。uT(n) = [u(n) ， u(n-l) ， u(n-2)，…，u(n-M+l)]wT(n) = [wJn)，W2(n)，W3(n)， ...，wM(n)] …(1)r (n) = wH (n) u (n) 其后，將說明抽頭系數(shù)的學(xué)習(xí)。將參考信號(hào)d(n)與經(jīng)均衡輸出信號(hào)r(n) —起輸 入到加法器64，并且輸出作為其間差別的誤差信號(hào)e(n)。參考信號(hào)d(n)對(duì)應(yīng)于"0xB24D" 被Manchester編碼的模式，其先前已被包括在自適應(yīng)均衡單元54中。 當(dāng)在時(shí)間"n"的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)u(n)、u(n-l).....u(n-M+l)和誤差信號(hào)
e (n)被輸入時(shí)，學(xué)習(xí)電路65通過使用NLMS算法來確定在下一時(shí)間FIR濾波器的抽頭系數(shù)
Wl (n+l) 、 w2 (n+l).....wM(n+l)，以便來自FIR濾波器的經(jīng)均衡輸出信號(hào)"r"接近參考信號(hào)
"d"，將它們提供到相應(yīng)的乘法器62-1、62-2、...。誤差信號(hào)e(n)和抽頭系數(shù)的更新公式 被表示為以下公式(2)。
e (n) = d (n) -r (n)
w(w +1) = w(w) + ^ ， - e* (w) …(2)
llu("j|| 重復(fù)地執(zhí)行上式(2)所示的更新公式，結(jié)果，F(xiàn)IR濾波器的相應(yīng)的抽頭系數(shù)巧(n)、 w2(n).....wM(n)收斂，使得誤差信號(hào)e(n)減小。 這里，上式(2)中的"a "表示步長，并且O < a < 2。當(dāng)"a "接近于"1"時(shí)，以 高速執(zhí)行收斂，然而，誤差波動(dòng)增大。當(dāng)a接近于"O"時(shí)，低速地執(zhí)行收斂，然而，誤差波動(dòng) 減小。 學(xué)習(xí)電路65在同步部分的前一半中將步長a設(shè)置為接近于"1"的值，從而在準(zhǔn) 許誤差波動(dòng)的同時(shí)執(zhí)行高速學(xué)習(xí)。在同步部分隨后的后一半中，學(xué)習(xí)電路65將步長a設(shè) 置為接近于"0"的值，從而執(zhí)行較低速的學(xué)習(xí)以減小誤差波動(dòng)。因此，學(xué)習(xí)電路65總體上 以高速收斂和小的收斂誤差來實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)均衡的學(xué)習(xí)。 在學(xué)習(xí)電路65中，還優(yōu)選的是，同時(shí)使用前導(dǎo)碼部分的最后幾個(gè)碼元以及同步部 分來替代僅僅使用同步部分作為已知信號(hào)系列，從而使用較長的已知信號(hào)系列來執(zhí)行學(xué)習(xí) (參考圖14)。 然后，當(dāng)從自適應(yīng)均衡單元54(FIR濾波器)輸出同步部分之后的數(shù)據(jù)部分時(shí)，學(xué) 習(xí)電路65停止通過NLMS算法的抽頭系數(shù)的學(xué)習(xí)功能。因此，對(duì)數(shù)據(jù)部分連續(xù)地執(zhí)行使用 經(jīng)學(xué)習(xí)抽頭系數(shù)的均衡處理。然后，在自適應(yīng)均衡單元54的后續(xù)階段將經(jīng)均衡數(shù)據(jù)部分輸 出到Manchester解碼單元55，并且取得所傳送的信息位。 在上面的說明中，自適應(yīng)均衡單元54僅僅在同步部分執(zhí)行抽頭系數(shù)的學(xué)習(xí)并且 在數(shù)據(jù)部分停止學(xué)習(xí)功能，然而，還優(yōu)選的是，將步長a設(shè)置為較低值以在數(shù)據(jù)部分也繼 續(xù)學(xué)習(xí)，而不是在同步部分的末端停止學(xué)習(xí)。在數(shù)據(jù)部分也繼續(xù)學(xué)習(xí)，從而使用較長的信號(hào) 系列來執(zhí)行學(xué)習(xí)。 圖7示出圖5所示的接收電路的變更示例。在所示接收電路中，將步長a設(shè)置為 較低值，從而在數(shù)據(jù)部分也繼續(xù)學(xué)習(xí)。使用從經(jīng)均衡數(shù)據(jù)部分獲得的傳送波形作為在數(shù)據(jù) 部分執(zhí)行學(xué)習(xí)時(shí)使用的參考信號(hào)。在下文中，將說明在接收到具有圖15所示分組格式的接 收信號(hào)時(shí)圖7所示的接收電路的相應(yīng)操作。 在從所輸入接收信號(hào)中檢測(cè)到作為連續(xù)波形的前導(dǎo)碼部分時(shí)，前導(dǎo)碼檢測(cè)單元71 基于連續(xù)波形提取采樣定時(shí)以對(duì)定時(shí)進(jìn)行同步。接下來，同步檢測(cè)單元72基于接收信號(hào)以 及由前導(dǎo)碼檢測(cè)單元71提取的采樣定時(shí)，檢測(cè)具有"0xB24D"被Manchester編碼的模式的 同步部分，并且對(duì)幀進(jìn)行同步。 另一方面，還將接收信號(hào)輸入到延遲緩沖器73，延遲緩沖器73提供延遲，使得直 至同步檢測(cè)單元72確定檢測(cè)到同步部分才輸出同步部分的頭部。然后，將由延遲緩沖器73 延遲的接收信號(hào)輸入到自適應(yīng)均衡單元74。 由于自適應(yīng)均衡單元74的內(nèi)部構(gòu)造與圖6相同，因此未示出。此外，同步部分中 的抽頭系數(shù)的學(xué)習(xí)與上面相同，因此，這里省略說明。在同步部分之后的數(shù)據(jù)部分中，執(zhí)行 使用在同步部分學(xué)習(xí)的抽頭系數(shù)的均衡處理。然后，將經(jīng)均衡數(shù)據(jù)部分輸入到臨時(shí)確定單 元76。臨時(shí)確定單元76基于例如要輸入信號(hào)的符號(hào)執(zhí)行臨時(shí)確定。也就是說，當(dāng)輸入信號(hào) 的符號(hào)為"+ (正)"時(shí)輸出"+l"，并且當(dāng)符號(hào)為"_(負(fù))"時(shí)輸出"-r，(當(dāng)輸入信號(hào)為"0"時(shí)，作出任一種確定)。 然后，將臨時(shí)確定單元76的臨時(shí)確定輸出(從經(jīng)均衡數(shù)據(jù)部分獲得的傳送波形) 輸入到自適應(yīng)均衡單元74。自適應(yīng)均衡單元74使用該輸入作為在數(shù)據(jù)部分執(zhí)行學(xué)習(xí)時(shí)的 參考信號(hào)。也就是說，在圖6所示的自適應(yīng)均衡單元中將臨時(shí)確定輸出用作關(guān)于經(jīng)均衡輸 出信號(hào)"r(n)"的參考信號(hào)d(n)，以繼續(xù)在數(shù)據(jù)部分的學(xué)習(xí)。然后，Manchester解碼單元75 在后續(xù)階段中對(duì)來自自適應(yīng)均衡單元74的經(jīng)均衡輸出信號(hào)執(zhí)行Manchester解碼，以再現(xiàn) 二進(jìn)制值的原始信息位。 當(dāng)然，自適應(yīng)均衡單元74可以通過同時(shí)使用前導(dǎo)碼部分的最后幾個(gè)碼元來執(zhí)行 學(xué)習(xí)(與上面相同)。 圖8示出接收電路的另一變更示例，所述接收電路在同步部分之后的數(shù)據(jù)部分也 繼續(xù)學(xué)習(xí)。 在所輸入接收信號(hào)中檢測(cè)到作為連續(xù)波形的前導(dǎo)碼部分時(shí)，前導(dǎo)碼檢測(cè)單元81 基于連續(xù)波形提取采樣定時(shí)并且對(duì)定時(shí)進(jìn)行同步。接下來，同步檢測(cè)單元82基于接收信號(hào) 以及由前導(dǎo)碼檢測(cè)單元81提取的采樣定時(shí)，檢測(cè)具有"0xB24D"被Manchester編碼的模式 的同步部分，并且對(duì)幀進(jìn)行同步。 另一方面，還將接收信號(hào)輸入到延遲緩沖器83，其提供延遲，使得直至同步檢測(cè)單 元82確定檢測(cè)到同步部分才輸出同步部分的頭部。然后，將由延遲緩沖器83延遲的接收 信號(hào)輸入到自適應(yīng)均衡單元84。 由于自適應(yīng)均衡單元84的內(nèi)部構(gòu)造與圖6相同，因此未示出。此外，同步部分中 的抽頭系數(shù)的學(xué)習(xí)與上面相同，因此，這里省略說明。在同步部分之后的數(shù)據(jù)部分中，執(zhí)行 使用在同步部分學(xué)習(xí)的抽頭系數(shù)的均衡處理。然后，將經(jīng)均衡數(shù)據(jù)部分輸入到Manchester 解碼單元85，在其中對(duì)該數(shù)據(jù)進(jìn)行Manchester解碼以再現(xiàn)二進(jìn)制值的原始信息位。
將從Manchester解碼單元85輸出的信息位輸入到Manchester重新編碼單元86， 在其中將信息位轉(zhuǎn)換為經(jīng)Manchester編碼的信號(hào)系列。將經(jīng)重新編碼的信號(hào)系列輸入到 自適應(yīng)均衡單元84并且用作參考信號(hào)。也就是說，在圖6所示的自適應(yīng)均衡單元中將經(jīng)重 新編碼的信號(hào)系列用作關(guān)于經(jīng)均衡輸出信號(hào)"r(n)"的參考信號(hào)"d(n)"，以繼續(xù)數(shù)據(jù)部分 中的學(xué)習(xí)。 當(dāng)然，自適應(yīng)均衡單元84可以通過同時(shí)使用前導(dǎo)碼部分的最后幾個(gè)碼元來執(zhí)行 學(xué)習(xí)(與上面相同)。 如上所述的自適應(yīng)均衡單元的學(xué)習(xí)算法將NLMS與FIR濾波器組合，其被稱為 NLMS-LE(線性均衡器)。然而，本發(fā)明的主旨不限于特定學(xué)習(xí)算法，并且例如，可以使用諸 如LMS (最小均方)和RLS (遞歸最小二乘)的其它算法。 還優(yōu)選的是，通過使用DFE (判決反饋均衡器)替代FIR濾波器來分別形成圖5、圖 7和圖8所示的接收電路中的自適應(yīng)均衡單元。 圖9示出被構(gòu)造成使用DFE的NLMS-DFE的自適應(yīng)均衡單元的內(nèi)部構(gòu)造示例。
在DFE中，在總抽頭數(shù)M中，前饋(feedforward, FF)抽頭數(shù)為N(N是小于M的正 整數(shù))并且反饋(feedback, FB)抽頭數(shù)為(M_N)，并且DFE包括FF延遲線，其中(N_l)塊 延遲元件(D)91-1 、91-2、. . . 、91-(N-l)被串聯(lián)連接；以及FB延遲線，其中(M_N)塊延遲元 件(D)92-l.....92-(M-N)被串聯(lián)連接(為簡化附圖，圖9所示M = 6， N = 4)。每個(gè)延遲元件分別具有與采樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間"D"。 這里，當(dāng)采樣時(shí)間為"n"并且在時(shí)間"n"的接收信號(hào)為"u(n)"時(shí)，可以獲得抽頭數(shù)
N的時(shí)間系列FF輸入數(shù)據(jù)，S卩，u (n) 、u (n-1).....u (n_N+l)。當(dāng)已被包括在自適應(yīng)均衡單元
中的參考信號(hào)為d(n)時(shí)，可以獲得FB抽頭數(shù)(M-N)的時(shí)間系列參考數(shù)據(jù)，S卩，d(n_l).....
u (n- (M-N))。參考信號(hào)d (n)與"0xB24D"被Manchester編碼的模式對(duì)應(yīng)。 與FF抽頭數(shù)N—樣多的乘法器93-l、93-2、. . . 、93-N分別具有FF抽頭系數(shù)巧(n)、
w2 (n).....wN (n)，分別執(zhí)行對(duì)N塊輸入數(shù)據(jù)u (n) 、 u (n_l).....u (n_N+l)的加權(quán)乘法。與
FB抽頭數(shù)(M-N) —樣多的乘法器94-l.....94-(M-N)分別具有FB抽頭系數(shù)wN+1 (n).....
WM(n)，分別執(zhí)行對(duì)(M-N)塊時(shí)間系列參考數(shù)據(jù)d(n-l).....d(n-(M-N))的加權(quán)乘法。 累加器95對(duì)分別通過對(duì)應(yīng)FF抽頭系數(shù)加權(quán)的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)、以及分別通過
對(duì)應(yīng)FB抽頭系數(shù)加權(quán)的時(shí)間系列參考數(shù)據(jù)進(jìn)行相加和平均，以獲得在時(shí)間"n"的經(jīng)均衡輸
出信號(hào)"r(n)"。上面的均衡處理可以被表示為以下公式(3)。
<formula>formula see original document page 19</formula>將參考信號(hào)d(n)與經(jīng)均衡輸出信號(hào)r(n) —起輸入到加法器96，并且輸出作為其
間差別的誤差信號(hào)e(n)。參考信號(hào)d(n)對(duì)應(yīng)于"0xB24D"被Manchester編碼的模式，其先
前已被包括在自適應(yīng)均衡單元中。 當(dāng)在時(shí)間"n"的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)u(n) 、u(n_l).....u (n_N+l)、時(shí)間系列參考數(shù)
據(jù)d(n-l).....d(n-(M-N))以及誤差信號(hào)e(n)被輸入時(shí)，學(xué)習(xí)電路97通過使用NLMS算
法(或LMS、RLS)來確定在下一時(shí)間的抽頭系數(shù)wJn+l)、W2(n+l).....WM(n+l)，以便來自
DFE的經(jīng)均衡輸出信號(hào)"r"接近參考信號(hào)"d"，將它們提供到相應(yīng)的乘法器93-l、93-2.....
93-N以及乘法器94-1.....94-(M-N)。誤差信號(hào)e (n)和抽頭系數(shù)的更新公式被表示為以
下公式(4)。<formula>formula see original document page 19</formula> 重復(fù)地執(zhí)行上式(4)所示的更新公式，結(jié)果，DFE的相應(yīng)FF和FB抽頭系數(shù)巧(n)、 w2(n).....wM(n)收斂，使得誤差信號(hào)e(n)減小。 這里，上式(4)中的"a "表示步長，并且O < a < 2。當(dāng)"a "接近于"1"時(shí)，以 高速執(zhí)行收斂，然而，誤差波動(dòng)增大。當(dāng)a接近于"O"時(shí)，低速地執(zhí)行收斂，然而，誤差波動(dòng) 減小。學(xué)習(xí)電路97在同步部分的前一半中將步長a設(shè)置為接近于"l"的值，從而在準(zhǔn)許 誤差波動(dòng)的同時(shí)執(zhí)行高速學(xué)習(xí)。在同步部分隨后的后一半中，學(xué)習(xí)電路97將步長a設(shè)置 為接近于"0"的值，從而執(zhí)行較低速的學(xué)習(xí)以減小誤差波動(dòng)。因此，學(xué)習(xí)電路97總體上以 高速收斂和小的收斂誤差來實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)均衡的學(xué)習(xí)(與上面相同)。 在學(xué)習(xí)電路97中，還優(yōu)選的是，同時(shí)使用前導(dǎo)碼部分的最后幾個(gè)碼元以及同步部 分來替代僅僅使用同步部分作為已知信號(hào)系列(參考圖14)，從而使用較長的已知信號(hào)系列來執(zhí)行學(xué)習(xí)(與上面相同)。 然后，學(xué)習(xí)電路97在從DFE輸出同步部分之后的數(shù)據(jù)部分時(shí)，停止通過NLMS算法 的抽頭系數(shù)的學(xué)習(xí)功能。因此，對(duì)數(shù)據(jù)部分連續(xù)地執(zhí)行使用經(jīng)學(xué)習(xí)抽頭系數(shù)的均衡處理。 還優(yōu)選的是，學(xué)習(xí)電路將步長a設(shè)置為較低值并且在數(shù)據(jù)部分也繼續(xù)學(xué)習(xí)，而不是在同步 部分的末端停止學(xué)習(xí)。在這種情況下，從經(jīng)均衡數(shù)據(jù)部分獲得的傳送波形被用作參考信號(hào) (參考圖7和圖8)。在數(shù)據(jù)部分也繼續(xù)學(xué)習(xí)，從而使用較長的信號(hào)系列來執(zhí)行學(xué)習(xí)(與上 面相同)。 在通信系統(tǒng)通過天線的負(fù)載調(diào)制來執(zhí)行數(shù)據(jù)傳送如NFC通信的情況下，瞬態(tài)響應(yīng) 特性會(huì)隨著執(zhí)行天線的負(fù)載調(diào)制時(shí)電負(fù)載的變化方向(即，天線的負(fù)載電阻從接通到斷開 的方向以及從斷開到接通的方向)而不同(如上所述或參考圖17)。因此，可以認(rèn)為，即使 在執(zhí)行使用標(biāo)準(zhǔn)FIR濾波器的自適應(yīng)均衡時(shí)，也難以獲得足夠的接收特性的改進(jìn)。根據(jù)本 發(fā)明的實(shí)施例，可以列舉其通過應(yīng)用FIR濾波器來執(zhí)行自適應(yīng)均衡的方法，其中所述FIR濾 波器根據(jù)電負(fù)載的變化方向使用兩類抽頭系數(shù)。 圖IO示出使用FIR濾波器的自適應(yīng)均衡單元的內(nèi)部構(gòu)造示例，其中所述FIR濾波 器根據(jù)電負(fù)載的變化方向使用兩類抽頭系數(shù)。 所示FIR濾波器的抽頭數(shù)是M，并且濾波器包括延遲線，其中(M-l)塊延遲元件 (D)101-l、101-2、...被串聯(lián)連接(為簡化附圖，圖IO所示M二 4)。每個(gè)延遲元件分別 具 有與采樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間"D"。這里，當(dāng)采樣時(shí)間為"n"并且在時(shí)間"n"的接收信號(hào)為
"u(n)"時(shí)，可以獲得抽頭數(shù)的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)，即，u(n) 、u(n-l).....u(n-M+l)。 包括在第一乘法器組中的乘法器102-l、102-2、...分別具有與天線的負(fù)載 電阻從斷開到接通的方向上的濾波器特性(瞬態(tài)響應(yīng)特性)對(duì)應(yīng)的抽頭系數(shù)((n)、
w+2(n).....W+M(n)。另一方面，包括在第二乘法器組中的乘法器103-1、103-2、...分別具
有與天線的負(fù)載電阻從接通到斷開的方向上的濾波器特性(瞬態(tài)響應(yīng)特性)對(duì)應(yīng)的抽頭系
數(shù)w—Jn)、w—2(n).....w—M(n)。然后，相應(yīng)的第一乘法器組中的乘法器102_1、102_2、...以
及第二乘法器組中的乘法器103-l、103-2、...通過包括在其中的抽頭系數(shù)執(zhí)行對(duì)M塊輸入 數(shù)據(jù)u (n) 、 u (n-1).....u (n-M+1)的加權(quán)乘法。 每個(gè)選擇器104-i根據(jù)電負(fù)載的變化方向，換句話說，輸入數(shù)據(jù)u(n-i+l)的正負(fù) 符號(hào)而選擇性地輸出關(guān)于Wi+(n)和w「(n)中的任一個(gè)的乘法結(jié)果。 累加器105對(duì)分別通過對(duì)應(yīng)抽頭系數(shù)進(jìn)行加權(quán)的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行相加和 平均，以獲得在時(shí)間"n"的經(jīng)均衡輸出信號(hào)"r (n)"。上面的均衡處理可以被表示為以下公 式(5)。

uT(n) = [u(n) ， u(n-l) ， u(n-2)， w+r (w) = < (w),(w、 < (w)
w—r(")= ，wM (n)]
(5)
r (n) = wH (n) u (n) 將參考信號(hào)d(n)與經(jīng)均衡輸出信號(hào)r(n) —起輸入到加法器106，并且輸出作為其 間差別的誤差信號(hào)e(n)。參考信號(hào)d(n)對(duì)應(yīng)于"0xB24D"被Manchester編碼的模式，其先 前已被包括在自適應(yīng)均衡單元中。 當(dāng)在時(shí)間"n"的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)u(n) 、u(n_l).....u(n_M+l)和誤差信號(hào)e (n)
被輸入時(shí)，學(xué)習(xí)電路107通過使用NLMS算法(或LMS、 RLS)來確定在下一時(shí)間第一乘法器
組的抽頭系數(shù)((n+1) 、 w+2 (n+1).....W+M(n+1)以及第二乘法器組的抽頭系數(shù)w—工(n+1)、
2 (n+1).....w—M(n+1)，使得來自FIR濾波器的經(jīng)均衡輸出信號(hào)"r"接近參考信號(hào)"d"，將
它們提供到乘法器102-1、 102-2、 以及乘法器103-1、 103-2、...。誤差信號(hào)e (n)和抽 頭系數(shù)的更新公式被表示為以下公式(6)。僅僅對(duì)由選擇器104選擇的抽頭系數(shù)執(zhí)行抽頭 系數(shù)的更新，并且不更新未被選擇的抽頭系數(shù)。
e (n) = d (n) _r (n)w(w +1) = ^ u(:). …(6)
llu("JI 重復(fù)地執(zhí)行上式(6)所示的更新公式，結(jié)果，F(xiàn)IR濾波器的相應(yīng)抽頭系數(shù)w (n)、
w+2 (n).....w+M (n)以及w—: (n) 、 w—2 (n).....w—M (n)收斂，使得誤差信號(hào)e (n)減小。 上式(6)中的"a "表示步長，并且O < a <2。當(dāng)"a "接近于"1"時(shí)，以高速執(zhí) 行收斂，然而，誤差波動(dòng)增大。當(dāng)a接近于"O"時(shí)，低速地執(zhí)行收斂，然而，誤差波動(dòng)減小。 學(xué)習(xí)電路107在同步部分的前一半中將步長a設(shè)置為接近于"l"的值，從而在準(zhǔn)許誤差波 動(dòng)的同時(shí)執(zhí)行高速學(xué)習(xí)。在同步部分隨后的后一半中，學(xué)習(xí)電路107將步長a設(shè)置為接近 于"O"的值，從而執(zhí)行較低速的學(xué)習(xí)以減小誤差波動(dòng)。因此，學(xué)習(xí)電路107總體上以高速收 斂和小的收斂誤差來實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)均衡的學(xué)習(xí)(與上面相同)。 在學(xué)習(xí)電路107中，還優(yōu)選的是，同時(shí)使用前導(dǎo)碼部分的最后幾個(gè)碼元以及同步 部分(參考圖14)替代僅僅使用同步部分作為已知信號(hào)系列，從而使用較長的已知信號(hào)系 列來執(zhí)行學(xué)習(xí)(與上面相同)。而且，從經(jīng)均衡數(shù)據(jù)部分獲得的傳送波形被用作如圖7和圖 8所示的參考信號(hào)，并且在數(shù)據(jù)部分也繼續(xù)學(xué)習(xí)，從而使用較長的信號(hào)系列來執(zhí)行學(xué)習(xí)。
圖11示出在圖IO所示的使用FIR濾波器的自適應(yīng)均衡單元對(duì)經(jīng)BPSK(二進(jìn)制相 移鍵控)調(diào)制的信號(hào)進(jìn)行均衡之后的信號(hào)點(diǎn)分布，其中FIR濾波器根據(jù)電負(fù)載的變化方向 使用兩類抽頭系數(shù)。為了比較，圖12示出在使用(標(biāo)準(zhǔn))FIR濾波器的自適應(yīng)均衡單元對(duì) 經(jīng)BPSK調(diào)制的信號(hào)進(jìn)行均衡之后的信號(hào)點(diǎn)分布，其中(標(biāo)準(zhǔn))FIR濾波器僅僅使用一類抽 頭系數(shù)(不考慮電負(fù)載的變化方向)。在比較圖11和圖12時(shí)，發(fā)現(xiàn)通過根據(jù)電負(fù)載的變化 方向使用兩類抽頭系數(shù)的FIR濾波器，情況良好地執(zhí)行信號(hào)點(diǎn)的均衡。注意，不但在只使用 Felica格式的同步部分來執(zhí)行自適應(yīng)均衡的情況下，通過使用各種訓(xùn)練信號(hào)也可以獲得這 樣的結(jié)果。 根據(jù)電負(fù)載的變化方向使用兩類抽頭系數(shù)的方法不限于將NLMS與FIR濾波器組 合的NLMS-LE構(gòu)造的自適應(yīng)均衡單元，而且還可以被應(yīng)用于以同樣的方式通過使用諸如 LMS和RLS的其它算法來學(xué)習(xí)抽頭系數(shù)的情況。另外，在通過使用DFE替代FIR濾波器構(gòu)成 的自適應(yīng)均衡單元中，以同樣的方式根據(jù)電負(fù)載的變化方向使用兩類抽頭系數(shù)，從而改進(jìn)均衡特性。 圖13示出應(yīng)用DFE的內(nèi)部構(gòu)造示例，其中DFE根據(jù)電負(fù)載的變化方向使用兩類抽 頭系數(shù)。 在所示均衡器中，在總抽頭數(shù)M中，F(xiàn)F抽頭數(shù)為N(N是小于M的正整數(shù))并且FB抽 頭數(shù)為(M-N)，并且均衡器包括FF延遲線，其中(N-l)塊延遲元件(D)131-l、131-2.....
131- (N-1)被串聯(lián)連接；以及FB延遲線，其中(M-N)塊延遲元件(D) 132-1、 132-2、...、
132- (M-N)被串聯(lián)連接(為簡化附圖，圖13所示M二6，N二4)。每個(gè)延遲元件分別具有與 采樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間"D"。 這里，當(dāng)采樣時(shí)間為"n"并且在時(shí)間"n"的接收信號(hào)為"u(n)"時(shí)，可以獲得抽頭數(shù)
N的時(shí)間系列FF輸入數(shù)據(jù)，S卩，u (n) 、u (n-l).....u (n_N+l)。當(dāng)已被包括在自適應(yīng)均衡單元
中的參考信號(hào)為d(n)時(shí)，可以獲得FB抽頭數(shù)(M-N)的時(shí)間系列參考數(shù)據(jù)，S卩，d(n_l).....
u(n-(M-N))。參考信號(hào)d(n)與"0xB24D"被Manchester編碼的模式對(duì)應(yīng)。 包括在第一乘法器組中的與FF抽頭數(shù)N—樣多的乘法器133-l、133-2、. . . 、133_N
以及與FB抽頭數(shù)(M-N-) —樣多的乘法器134-1.....134-(M-N)分別具有與天線的負(fù)載
電阻從斷開到接通方向上的瞬態(tài)響應(yīng)特性對(duì)應(yīng)的抽頭系數(shù)((n) 、 w+2(n).....W+M(n)，執(zhí)
行對(duì)時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)u(n) 、 u(n-l).....u(n-N+l)和時(shí)間系列參考數(shù)據(jù)d(n-l).....
d(n-(M-N))的加權(quán)乘法。另一方面，包括在第二乘法器組中的與FF抽頭數(shù)N—樣多的乘法 器135-1、135-2、. . . 、135-N以及與FB抽頭數(shù)(M_N) —樣多的乘法器136_1、. . . 、136-(M_N) 分別具有與天線的負(fù)載電阻從接通到斷開方向上的瞬態(tài)響應(yīng)特性對(duì)應(yīng)的抽頭系數(shù)w—Jn)、
w—2 (n).....w—M(n)，執(zhí)行對(duì)時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)u (n) 、 u (n_l).....u (n_N+l)和時(shí)間系列參
考數(shù)據(jù)d (n-l).....d (n- (M-N))的加權(quán)乘法。 每個(gè)選擇器137-i根據(jù)電負(fù)載的變化方向，換句話說，在"i"《N時(shí)根據(jù)輸入數(shù)據(jù) u(n-i+l)的正負(fù)符號(hào)并且在"i"〉N時(shí)根據(jù)輸入數(shù)據(jù)d(n-i+N)的正負(fù)符號(hào)，選擇性地輸出 關(guān)于Wi+(n)和^—(n)中的任一個(gè)的乘法結(jié)果。 累加器138對(duì)分別通過對(duì)應(yīng)抽頭系數(shù)進(jìn)行加權(quán)的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行相加和 平均，以獲得在時(shí)間"n"的經(jīng)均衡輸出信號(hào)"r (n)"。上面的均衡處理可以被表示為以下公 式(7)。
uT(n) = [u(n) ， u(n-l)，…，u(n-N+l) ， d(n-l) =[u0(n)，u0(n-l)，…，u。(n-M+l)]
w+r (")=[< (4 < (")， w3+ (")，...， < (")]
w j ( )=(4 w: ( ), w:("),…，w:(")]
wT(n) = [w丄(n) ， w2 (n) ， w3 (n) ， ...，wM(n)]
w。("-z, + l)》0) w0("_/ + 1)<0)

d(n-M+N)]

r (n) = wH (n) u (n)
(7)
將參考信號(hào)d(n)與經(jīng)均衡輸出信號(hào)r(n) —起輸入到加法器139，并且輸出作為其間差別的誤差信號(hào)e(n)。參考信號(hào)d(n)對(duì)應(yīng)于"0xB24D"被Manchester編碼的模式，其先 前已被包括在自適應(yīng)均衡單元中。 當(dāng)在時(shí)間"n"的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)u(n) 、u(n_l).....u (n_N+l)、時(shí)間系列參考數(shù)
據(jù)d(n-l).....d(n-(M-N))以及誤差信號(hào)e(n)被輸入時(shí)，學(xué)習(xí)電路140通過使用NLMS算
法來確定在下一時(shí)間的第一乘法器組的抽頭系數(shù)(n+1) 、 w+2 (n+1).....W+M(n+1)以及第
二乘法器組的抽頭系數(shù)w—工(n+1) 、 w—2 (n+1).....w—M(n+1)，使得來自FIR濾波器的經(jīng)均衡輸
出信號(hào)"r"接近參考信號(hào)"d"，將它們提供到相應(yīng)的乘法器組中的乘法器。誤差信號(hào)e(n) 和抽頭系數(shù)的更新公式被表示為以下公式(8)。僅僅對(duì)由選擇器137選擇的抽頭系數(shù)執(zhí)行 抽頭系數(shù)的更新，并且不更新未被選擇的抽頭系數(shù)。
e (n) = d (n) _r (n)w(w +1) = w(") + 7 u(:)(w) ...(8) 重復(fù)地執(zhí)行上式(8)所示的更新公式，結(jié)果，相應(yīng)抽頭系數(shù)((n)、 w+2(n).....
《(n)以及w—Jn)、w—2(n).....w—M(n)收斂，使得誤差信號(hào)e (n)減小。 上式(8)中的"a "表示步長，并且O < a <2。當(dāng)"a "接近于"1"時(shí)，以高速執(zhí) 行收斂，然而，誤差波動(dòng)增大。當(dāng)a接近于"O"時(shí)，低速地執(zhí)行收斂，然而，誤差波動(dòng)減小。 學(xué)習(xí)電路140在同步部分的前一半中將步長a設(shè)置為接近于"l"的值，從而在準(zhǔn)許誤差波 動(dòng)的同時(shí)執(zhí)行高速學(xué)習(xí)。在同步部分隨后的后一半中，學(xué)習(xí)電路140將步長a設(shè)置為接近 于"O"的值，從而執(zhí)行較低速的學(xué)習(xí)以減小誤差波動(dòng)。因此，學(xué)習(xí)電路140總體上以高速收 斂和小的收斂誤差來實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)均衡的學(xué)習(xí)(與上面相同)。 在學(xué)習(xí)電路140中，還優(yōu)選的是，同時(shí)使用前導(dǎo)碼部分的最后幾個(gè)碼元以及同步 部分(參考圖14)而不是僅僅使用同步部分作為已知信號(hào)系列，從而使用較長的已知信號(hào) 系列來執(zhí)行學(xué)習(xí)(與上面相同)。而且，從經(jīng)均衡數(shù)據(jù)部分獲得的傳送波形被用作如圖7和 圖8所示的參考信號(hào)，并且在數(shù)據(jù)部分也繼續(xù)學(xué)習(xí)，從而使用較長的信號(hào)系列來執(zhí)行學(xué)習(xí)。
參考上面的特定實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了說明。然而，本領(lǐng)域的技術(shù)人員清楚，可以 在不背離本發(fā)明的主旨的范圍內(nèi)進(jìn)行各種修改和變更。 在說明書中，主要說明了將本發(fā)明應(yīng)用于遵循NFC IP-1標(biāo)準(zhǔn)的非接觸式通信系統(tǒng) 的實(shí)施例，然而，本發(fā)明的主旨不限于上述?？梢詫⒈景l(fā)明類似地應(yīng)用于遵循各種標(biāo)準(zhǔn)的通 信系統(tǒng)，其中使用通過切換電負(fù)載的變化方向的調(diào)制來執(zhí)行通信。 簡而言之，以示例形式公開了本發(fā)明，并且說明書的描述內(nèi)容不應(yīng)當(dāng)以限制方式 進(jìn)行解釋。為了確定本發(fā)明的主旨，應(yīng)當(dāng)考慮權(quán)利要求。 本申請(qǐng)包含與2008年12月2日向日本專利局提交的日本優(yōu)先權(quán)專利申請(qǐng)JP 2008-307930中公開的主題內(nèi)容相關(guān)的主題內(nèi)容，在此通過引用將其全文合并于此。
權(quán)利要求
一種通信設(shè)備，其接收通過改變電負(fù)載而調(diào)制的分組，所述分組包括具有連續(xù)波形的前導(dǎo)碼部分、具有特定模式的同步部分、以及數(shù)據(jù)部分，所述通信設(shè)備包括前導(dǎo)碼檢測(cè)單元，其被配置成從接收信號(hào)檢測(cè)所述前導(dǎo)碼部分以基于所述連續(xù)波形提取采樣定時(shí)；同步檢測(cè)單元，其被配置成基于所述采樣定時(shí)從所述接收信號(hào)檢測(cè)所述同步部分，以輸出表示所述同步部分的開始位置的定時(shí)信號(hào)；延遲緩沖器，其被配置成對(duì)所述接收信號(hào)提供延遲，使得直至所述同步檢測(cè)單元確定檢測(cè)到所述同步部分才輸出所述同步部分的頭部；自適應(yīng)均衡單元，其被配置成通過輸入由所述延遲緩沖器延遲的所述接收信號(hào)，基于所述定時(shí)信號(hào)使用所述同步部分來執(zhí)行自適應(yīng)均衡；以及解碼單元，其被配置成對(duì)來自所述自適應(yīng)均衡單元的經(jīng)均衡輸出信號(hào)執(zhí)行解碼處理。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的通信設(shè)備，其中所述自適應(yīng)均衡單元是包括FIR(有限脈沖響應(yīng))濾波器和學(xué)習(xí)電路的學(xué)習(xí)型均衡電路，其通過基于所述定時(shí)信號(hào)將所述接收信號(hào)與給定參考信號(hào)進(jìn)行比較來調(diào)整FIR濾波器的抽頭系數(shù)，以便減小其間的差別。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的通信設(shè)備，其中所述自適應(yīng)均衡單元是包括DFE(判決反饋均衡器)和學(xué)習(xí)電路的學(xué)習(xí)型均衡電路，其通過基于所述定時(shí)信號(hào)將所述接收信號(hào)與給定參考信號(hào)進(jìn)行比較來調(diào)整DFE的抽頭系數(shù)，以便減小其間的差別。
4. 根據(jù)權(quán)利要求2或3所述的通信設(shè)備，其中所述學(xué)習(xí)電路應(yīng)用NLMS (歸一化最小均方)、LMS(最小均方)和RLS(遞歸最小二乘)的學(xué)習(xí)算法中的任一種。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的通信設(shè)備，其中所述自適應(yīng)均衡單元通過同時(shí)使用所述前導(dǎo)碼部分的最后幾個(gè)碼元以及所述同步部分，使用較長的已知信號(hào)系列執(zhí)行學(xué)習(xí)。
6. 根據(jù)權(quán)利要求2或3所述的通信設(shè)備，其中所述學(xué)習(xí)電路在允許所述同步部分的前一半中的誤差波動(dòng)的同時(shí)執(zhí)行高速學(xué)習(xí)，并且通過抑制所述同步部分的后一半中的誤差波動(dòng)來以小的收斂誤差執(zhí)行低速學(xué)習(xí)。
7. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的通信設(shè)備，其中所述自適應(yīng)均衡單元在輸出所述同步部分之后的所述數(shù)據(jù)部分時(shí)停止學(xué)習(xí)。
8. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的通信設(shè)備，還包括數(shù)據(jù)部分參考信號(hào)生成單元，其從傳送波形生成數(shù)據(jù)部分參考信號(hào)，所述傳送波形從在所述自適應(yīng)均衡單元經(jīng)均衡的所述數(shù)據(jù)部分獲得，其中所述自適應(yīng)均衡單元通過使用所述數(shù)據(jù)部分參考信號(hào)來連續(xù)地在所述數(shù)據(jù)部分執(zhí)行低速學(xué)習(xí)。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的通信設(shè)備，其中所述數(shù)據(jù)部分參考信號(hào)生成單元是臨時(shí)確定單元，其被輸入在所述自適應(yīng)均衡單元經(jīng)均衡的所述數(shù)據(jù)部分，并且基于所述輸入信號(hào)的符號(hào)而執(zhí)行所述傳送波形的臨時(shí)確定；以及所述自適應(yīng)均衡單元使用所述臨時(shí)確定單元的臨時(shí)確定輸出作為在所述數(shù)據(jù)部分執(zhí)行學(xué)習(xí)時(shí)的參考信號(hào)。
10. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的通信設(shè)備，其中所述數(shù)據(jù)部分參考信號(hào)生成單元是重新編碼單元，其對(duì)解碼信號(hào)執(zhí)行重新編碼，所述解碼信號(hào)通過在所述解碼單元對(duì)在所述自適應(yīng)均衡單元經(jīng)均衡的所述數(shù)據(jù)部分進(jìn)行解碼而獲得；以及所述自適應(yīng)均衡單元使用在所述重新編碼單元經(jīng)重新編碼的信號(hào)系列作為在所述數(shù)據(jù)部分執(zhí)行學(xué)習(xí)時(shí)的參考信號(hào)。
11. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的通信設(shè)備，其中FIR濾波器包括延遲線，其中分別具有與采樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間的多個(gè)延遲元件被串聯(lián)連接；第一乘法器和第二乘法器，分別關(guān)于輸入到所述延遲線的所述傳送信號(hào)、以及包括所述延遲線的各個(gè)延遲元件的輸出信號(hào)的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)，所述第一乘法器執(zhí)行與電負(fù)載的第一變化方向?qū)?yīng)的第一類抽頭系數(shù)的乘法，以及所述第二乘法器執(zhí)行與電負(fù)載的第二變化方向?qū)?yīng)的第二類抽頭系數(shù)的乘法；選擇器，其按照每個(gè)輸入數(shù)據(jù)、根據(jù)電負(fù)載的變化方向(即，輸入數(shù)據(jù)的正/負(fù)符號(hào))選擇所述第一乘法器和所述第二乘法器的輸出中的任一個(gè)；以及累加器，其對(duì)由所述選擇器選擇的加權(quán)時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行相加和平均以輸出經(jīng)均衡信號(hào)，以及所述學(xué)習(xí)電路調(diào)整由所述選擇器選擇的抽頭系數(shù)，以便減小所述接收信號(hào)與所述參考信號(hào)之間的差別。
12. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的通信設(shè)備，其中DFE包括前饋延遲線，其中分別具有與采樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間的多個(gè)延遲元件被串聯(lián)連接，所述傳送信號(hào)輸入到所述前饋延遲線；反饋延遲線，其中多個(gè)延遲元件分別具有與采樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間，用于學(xué)習(xí)的參考信號(hào)輸入到所述反饋延遲線；第一乘法器和第二乘法器，分別關(guān)于所述傳送信號(hào)和包括所述前饋延遲線中各個(gè)延遲元件的輸出信號(hào)的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)、以及具有所述反饋延遲線中各個(gè)延遲元件的輸出信號(hào)的時(shí)間系列反饋數(shù)據(jù)，所述第一乘法器執(zhí)行與電負(fù)載的第一變化方向?qū)?yīng)的第一類抽頭系數(shù)的乘法，以及所述第二乘法器執(zhí)行與電負(fù)載的第二變化方向?qū)?yīng)的第二類抽頭系數(shù)的乘法；以及選擇器，其按照每個(gè)輸入數(shù)據(jù)和反饋數(shù)據(jù)、根據(jù)電負(fù)載的變化方向(即，輸入數(shù)據(jù)或反饋數(shù)據(jù)的正/負(fù)符號(hào))選擇所述第一乘法器和所述第二乘法器的輸出中的任一個(gè)，以及所述學(xué)習(xí)電路調(diào)整由所述選擇器選擇的抽頭系數(shù)，以便減小所述接收信號(hào)與所述參考信號(hào)之間的差別。
13. —種通信方法，其接收通過改變電負(fù)載而調(diào)制的分組，所述分組包括具有連續(xù)波形的前導(dǎo)碼部分、具有特定模式的同步部分、以及數(shù)據(jù)部分，所述通信方法包括以下步驟從接收信號(hào)檢測(cè)所述前導(dǎo)碼部分并且基于所述連續(xù)波形提取采樣定時(shí)；基于所述采樣定時(shí)從所述接收信號(hào)檢測(cè)所述同步部分并且輸出表示所述同步部分的開始位置的定時(shí)信號(hào)；對(duì)所述接收信號(hào)提供和保持延遲，使得直至在檢測(cè)同步的步驟中確定檢測(cè)到所述同步部分才輸出所述同步部分的頭部；通過輸入通過延遲保持步驟延遲的所述接收信號(hào)，基于所述定時(shí)信號(hào)使用所述同步部分來執(zhí)行自適應(yīng)均衡；以及對(duì)通過自適應(yīng)均衡步驟獲得的經(jīng)均衡輸出信號(hào)執(zhí)行解碼處理。
14. 一種計(jì)算機(jī)程序，其以計(jì)算機(jī)可讀格式編寫以便執(zhí)行用于接收通過改變電負(fù)載而 調(diào)制的分組的處理，所述分組包括具有連續(xù)波形的前導(dǎo)碼部分、具有特定模式的同步部分、 以及數(shù)據(jù)部分，所述計(jì)算機(jī)程序使得計(jì)算機(jī)用作以下單元前導(dǎo)碼檢測(cè)單元，其被配置成從接收信號(hào)檢測(cè)所述前導(dǎo)碼部分以基于所述連續(xù)波形提 取采樣定時(shí)；同步檢測(cè)單元，其被配置成基于所述采樣定時(shí)從所述接收信號(hào)檢測(cè)所述同步部分，以 輸出表示所述同步部分的開始位置的定時(shí)信號(hào)；延遲緩沖器，其被配置成對(duì)所述接收信號(hào)提供延遲，使得直至所述同步檢測(cè)單元確定 檢測(cè)到所述同步部分才輸出所述同步部分的頭部；自適應(yīng)均衡單元，其被配置成通過輸入由所述延遲緩沖器延遲的所述接收信號(hào)，基于 所述定時(shí)信號(hào)使用所述同步部分來執(zhí)行自適應(yīng)均衡；以及解碼單元，其被配置成對(duì)來自所述自適應(yīng)均衡單元的經(jīng)均衡輸出信號(hào)執(zhí)行解碼處理。
15. —種對(duì)通過改變電負(fù)載而調(diào)制的傳送信號(hào)執(zhí)行均衡處理的自適應(yīng)均衡器，其包括延遲線，其中分別具有與采樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間的多個(gè)延遲元件被串聯(lián)連接；第一乘法器和第二乘法器，分別關(guān)于輸入到所述延遲線的所述傳送信號(hào)、以及包括所 述延遲線的各個(gè)延遲元件的輸出信號(hào)的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)，第一乘法器執(zhí)行與電負(fù)載的第 一變化方向?qū)?yīng)的第一類抽頭系數(shù)的乘法，以及第二乘法器執(zhí)行與電負(fù)載的第二變化方向 對(duì)應(yīng)的第二類抽頭系數(shù)的乘法；選擇器，其按照每個(gè)輸入數(shù)據(jù)、根據(jù)電負(fù)載的變化方向(即，輸入數(shù)據(jù)的正/負(fù)符號(hào)) 選擇所述第一乘法器和所述第二乘法器的輸出中的任一個(gè)；累加器，其對(duì)由所述選擇器選擇的加權(quán)時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行相加和平均以輸出經(jīng)均 衡信號(hào)；以及學(xué)習(xí)電路，其調(diào)整由所述選擇器選擇的抽頭系數(shù)，以便減小所述接收信號(hào)與所述參考 信號(hào)之間的差別。
16. —種對(duì)通過改變電負(fù)載而調(diào)制的傳送信號(hào)執(zhí)行均衡處理的自適應(yīng)均衡器，其包括前饋延遲線，其中分別具有與采樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間的多個(gè)延遲元件被串聯(lián)連接， 所述傳送信號(hào)輸入到所述前饋延遲線；反饋延遲線，其中多個(gè)延遲元件分別具有與采樣周期對(duì)應(yīng)的延遲時(shí)間，用于學(xué)習(xí)的參 考信號(hào)輸入到所述反饋延遲線；第一乘法器和第二乘法器，分別關(guān)于包括所述傳送信號(hào)和所述前饋延遲線中各個(gè)延遲 元件的輸出信號(hào)的時(shí)間系列輸入數(shù)據(jù)、以及具有所述反饋延遲線中各個(gè)延遲元件的輸出信 號(hào)的時(shí)間系列反饋數(shù)據(jù)，第一乘法器執(zhí)行與電負(fù)載的第一變化方向?qū)?yīng)的第一類抽頭系數(shù) 的乘法，以及第二乘法器執(zhí)行與電負(fù)載的第二變化方向?qū)?yīng)的第二類抽頭系數(shù)的乘法；選擇器，其按照每個(gè)輸入數(shù)據(jù)和反饋數(shù)據(jù)、根據(jù)電負(fù)載的變化方向(即，輸入數(shù)據(jù)或反 饋數(shù)據(jù)的正/負(fù)符號(hào))選擇所述第一乘法器和所述第二乘法器的輸出中的任一個(gè)；以及學(xué)習(xí)電路，其調(diào)整由所述選擇器選擇的抽頭系數(shù)，以便減小所述接收信號(hào)與所述參考信號(hào)之間的差別'
全文摘要
一種接收通過改變電負(fù)載而調(diào)制的分組的通信設(shè)備，所述分組包括具有連續(xù)波形的前導(dǎo)碼部分、具有特定模式的同步部分、以及數(shù)據(jù)部分，所述通信設(shè)備包括前導(dǎo)碼檢測(cè)單元，其從接收信號(hào)檢測(cè)前導(dǎo)碼部分以基于連續(xù)波形提取采樣定時(shí)；同步檢測(cè)單元，其基于采樣定時(shí)從接收信號(hào)檢測(cè)同步部分，以輸出表示同步部分的開始位置的定時(shí)信號(hào)；延遲緩沖器，其對(duì)接收信號(hào)提供延遲，使得直至同步檢測(cè)單元確定檢測(cè)到同步部分才輸出同步部分的頭部；自適應(yīng)均衡單元，其通過輸入經(jīng)延遲的接收信號(hào)，基于定時(shí)信號(hào)使用同步部分來執(zhí)行自適應(yīng)均衡；以及解碼單元，其對(duì)來自自適應(yīng)均衡單元的經(jīng)均衡輸出信號(hào)執(zhí)行解碼處理。
文檔編號(hào)G06K17/00GK101751585SQ20091022438
公開日2010年6月23日 申請(qǐng)日期2009年12月2日 優(yōu)先權(quán)日2008年12月2日
發(fā)明者三保田憲人 申請(qǐng)人:索尼株式會(huì)社